Hallo miteinander Ich hab eine Frage zu einer Induktionsanwendung. Vorab, ich hab das Forum durchsucht und auch Beiträge gefunden, jedoch leider keine Antwort auf meine Frage gefunden, auch weil einfach zu viel Material zu finden ist, deshalb ein neuer Beitrag. Der Schaltplan hab ich gleich angehängt, den hab ich so auch mal aufgebaut und die Funktioniert auch ganz gut. Mein Problem ist nun, dass wenn ich über die Induktionsspule ein Verbraucher bringe (Pfanne oder ähnliches) und den Schwingkreis auf Resonanz betreibe (ca 22kHz), die Pfanne dann entferne wird sofort der Half-Bridge Driver zerstört. Wenn ich auf 23 kHz arbeite, die pfanne entferne sinkt der strom (was ja auch ganz richtig so ist). Meine Frage: Mach ich was falsch oder ist das wirklich so extrem, dass bei Resonanzfrequenz ohne verbraucher der Treiber getötet wird? Noch ein paar sachen zum schaltungsaufbau: Die Hochspannung "HV_DC" beziehe ich momentan von einem Netzgerät (30V, max. 3A), die Drossel L1 ist nicht bestückt (ist die nötig, wenn ja was genau bewirkt diese ?). Der Stromtrafo T1 ist ebenfalls nicht aufgebaut, anstelle diesem hab ich einen 0.1Ohm shunt drin. Hoffe das alle Angaben vorhanden sind und ich freu mich auf jeden Kommentar und Hilfe !
Kein Wunder, das der Treiber in die ewigen Jagdgründe geht, wenn der LC-Kreis in Resonanz geht. Was passiert wohl bei einem Parallel/Serien-Schwingkreis in Resonanz? Während bei einem (idealen) Parallelschwingkreis der Strom ins unendliche Steigt, wird er bei einem Serienresonanzkreis wohl was machen? Richtig - die Spannungen steigen ins unermessliche. Da aber i.A. nichts ideal ist, wird sich das auf ein endlichen Wert einstellen, der aber bei weitem größer sein kann als der Treiberbaustein an seinem VOUT-Pin (Pin 6) verträgt. Häng doch mal ein Oszi an Pin 6 nach GND und siehe selbst. Starte weit weg von der Resonanz und nähere Dich dann gaaaanz langsam der Resonanz. Latürnich solltest Du spätestens dort stoppen, wo die max. zulässige Spannung an Pin 6 erreicht ist.
Die Spannung an Pin6 klettert bis auf HV_DC dort wird sie durch die Inversedioden des IGBTs festgeclamped. Nichtsdestotrotz wird das zuviel sein für Pin6. Versuch doch mal HV_DC auf 15V (Versorgung des Treibers) abzusenken. Wahrscheinlich geht der dann nicht mehr kaputt. Gruß Mandrake
@Raimund Rabe Deine Erklärung macht Sinn, hab somit auch mal die Spannung zwischen Pin6 und GND gemessen und hab mich mit der Frequenz richtung Resonanz angetastet. Hat wunderbar funktioniert, auch mit dem entfernen der Pfanne. @Mandrake Hab die Messung mit verschiedenen HV_DC - Spannungen durchgeführt : Bei HV_DC = 100V fliesst ein Strom (mit Pfanne) von ca. 2 Ampere, ohne Pfanne rund 0.5 Ampere ! Die IGBT's werden unglaublich heiss (max Messung 125° mit Kühlrippen). Es war mir schon klar, dass die IGBT's warm werden, jedoch nicht so warm, vorallem kann ich somit auch nicht höher als 100V gehen da die IGBT's sonst den Hitzetod finden. Kann mir jemand sagen, warum die so extrem warm werden? Klar, die Verlustleistung ist da, wenn nicht direkt bei resonanzfrequenz gearbeitet wird, aber so extrem? Ist es möglich, dass die Parasitären elemente (durch kabel vom laboraufbau derart grosse auswirkungen haben ?), oder hab ich noch ein fehler in der Schaltung ?
Ähem - die IGBTs kenne ich nicht (Datenblatt). 23kHz ist schon relativ viel für IGBTs, da der Tailstrom recht lange fließt. Die 33nF Snubber finde ich etwas zu drastisch. Die Ladungsmenge muss bei jedem Schaltvorgang mit umgeladen werden. Im Idealfall solltest Du quasi stromlos umschalten können, da deine Resonanzkreis umschwingt. Dadurch kann dein L die Kondensatoren der Halbbrücke umladen. Wenn Dein Schalter allerdings zum völlig falschen Zeitpunkt schaltet, dann fallen die Verluste der Umladevorgänge in den IGBTs an. APROPOS Messung, die 0,5 A und 2 A hast Du vermutlich am Eingang (bei 100V) gemessen. Die Phasenströme können aber dramatisch viel höher sein. Die 0,5 .. 2A sind nur die Ströme zum decken der Verluste (100V x 2A = 200W). Miss mal den Phasenstrom. EDIT: Die 100nF für den Bootstrap-Schalter könnten eventuell etwas zu niedrig sein. Schalte mal 1uF parallel. Deine Steuerung darf natürlich nie lange einen Testgrad von über 95% stellen.
Schau mal ins Datenblatt: http://www.promelec.ru/UPLOAD/xml/pdfbase/FGP7N60RUFD.pdf Ets Total Switching Loss Typ: 0,3mJ Max: 0,5mJ Das ist der komplette Energieverlust für einen Ein- und Ausschaltvorgang. Bei 23kHz hast du 23.000 Schaltvorgänge pro Sekunde: Pv,schalt = 23.000/s x 0,5mJ = 11,5W Schaltverluste max mit einem IGBT im hartschaltenden Fall. Du hast zwei IGBTs also max 23W Schaltverluste. Wenn Du entlastet einschalten würdest, dann könntest du 0,23mJ (typ) sparen. EDIT: Dein IGBT kann nur 7A verkraften - das ist aus meinem Gefühl deutlich zu wenig!!! Nimm am Besten einen guten MOSFET (CoolMOS) von Infineon. Die schalten schneller insbesondere schneller.
also ich hab mal ein paar messungen gemacht: Strommessung im schwingkreis (HV_DC_30V.png ), grün ist die spannung über shunt (0.1 Ohm). mein ziel ist es nicht, einen riesigen strom durch den schwingkreis fliessen zu lassen (wie bei üblichen induktionskochfeldern), sondern auf ca 5 A zu begrenzen, jedoch mit einer spannung HV_DC von 300V, damit die gleichgerichtete Netzspannung verwendet werden kann (regelung per PWM-duty) Snubber variiert (snubber_1_220nF_sn2_33nF.png und beide_snubber_4.7nF..png), die Messungen wurden immer über drain-source beider schalter gemacht. der boot- kondensator hab ich auch mal ein wenig variiert, konnte aber keine drastischen unterschiede erkennen. Leider hab ich gerade keine anderen IGBT's oder MOSFET's zur hand, aber denkt ihr, dass die riesigen verluste wirklich "nur" vom richtigen schalter abhängen? Kennt sich jemand gut mit dem half-bridge-driver (L6384) aus ? Habe nämlich zusätzlich den verdacht, dass durch den Laboraufbau parasitäre Induktivitäten eine grosse Rolle Spielen (beschrieben im dokument * igbt_driver_Tipps.pdf auf Seiten 6 - 10)
Wenn Du dazu eine Einschätzung haben möchtest - GLASKUGELAN - "Die parasitären Komponenten hängen natürlich vom Aufbau ab" - "GLASKUGELAUS". Sollte es noch genauer sein, dann bitte ein Foto vom Aufbau posten. Allerdings glaube ich nicht, dass die Verluste stark von den parasitären Ls abhängen. Du hast im Wesentlichen die zwei Mechanismen "Durchlass-" und "Schalt-" Verluste. Aus Sicht des Gatetreibers hängen die Durchlassverluste von der Gatespannung und die Schaltverluste vom Treiberstrom ab. Den Treiberstrom begrenzt/reduziert man normalerweise noch durch einen Widerstand. Wenn der Aufbau wirklich schlecht ist, dann wirst Du durch parasitäre Induktivitäten eher Überspannungen erhalten und die Bauteile den Überspannungstod sterben. Du kannst ja mal messen, denn parasitäre L's in der Gateansteuerung müssten (ähnlich wie dein Kochfeld mit den Kapazitäten) einen Resonanzkreis bilden. Masse vom Oszi direkt an GND vom lowside IGBT und Tastkopfspitze an das Gate. Einen IGBT setzt man niemals für Schaltfrequenzen von 100kHz ein, das schaffen nur MOSFETs. Im Bereich um 20kHz kommt es stark auf den konkreten Typen an, wer die Nase vorne hat. Fakt ist, dass ein IGBT nach dem Abschalten eine ganze Weile braucht, bis er tatsächlich vollständig ausgeschaltet hat (Tailstrom). Dein konkreter Typ hat z.B. bei steigender Temperatur einen zunehmenden Ausschaltverlust, die Verluste steigen mit steigender Temperatur.... Bezüglich deiner Schaltstrategie... Leider kann man in dem Screenshot 1 den Stromnulldurchgang nicht genau erkennen. Bitte leg die Nullinie mal auf das Raster und zieh den Bereich mal auf. Aber soweit ich das sehe, schaltest Du zu spät um!! Damit deine Schalter weich schalten können, musst du etwas früher die Halbbrücken umschalten (etwas überresonant anregen). Damit kann der kleine Reststrom schon mal die Arbeit des Umladens erledigen und die IGBTs können dann quasi stromlos anschalten.
Das IGBTs GENERELL nicht bei Schaltfrequenzen über 20kHz einsetzbar sind, ist schlicht falsch. Ich setzte hier zum Beispiel den HGTG20N60B3D ein. Der kommt unter bestimmten Bedingungen bis ~220kHz hoch (siehe DB Figure 13). Diese Bedingung lautet stromloses Schalten ZCS. Es muss also in den Stromnulldurchgängen geschaltet werden. Vermutlich sind da viele IGBTs ähnlich. FAZIT: IGBTs sind bei hartem Schalten nur für kleine Frequenzen geeignet. Bei ZCS erweitern sich die Möglichkeiten in Bezug auf die Frequenz.
@Mandrake Respekt, 220kHz ist schon verdammt viel! Aber es ist auch so, dass bei 220kHz die maximale Verlustleistung (165W) des Chip erreicht ist während der Baustein nur mit knapp 12% seines maximalen Stroms läuft. Das ist schnell, aber aus Sicht der Verluste nicht mehr sinnvoll! Schaltleistung(220kHz, 50% Duty, 480V, 5A): 0,5 x 5A x 480V = 1200 W Verlustleistung: 165W Das bedeutet, dass gut 10% der Verluste nur im IGBT anfallen und Du einen Typen nehmen musst, der für 5 - 7kW ausgelegt ist aber nur auf 1-2kW betreiben kannst.
Ich betreibe das Bauteil hier in einer Vollbrücke, die einen Serienresonanzkreis mit 120V= beaufschlagt. Per PLL und einigen Phasenschiebern mache ich dann ZCS (Umschaltverluste ~0W). Die IGBTs wurden so um die 40° warm (durch die leitend Verluste [Inversdiode inbegriffen]) . Gleichstrom am Eingang ca 4A aber der Blindstrom im Resonanzkreis sollte das weit übersteigen. Das ist das was ich noch erinnere. Wenn ich das Gerät nochmal aufbaue messe ich nochmal genauer. Das interessiert mich jetzt auch. Gruß Mandrake P.S.: Es handelt sich bei der Anwendung um einen Teslatransformator.
Alles klar, Du hast die Betriebsspannung von 480V aus Figure 13 auf 120V in der Brücke reduziert, also nur ein viertel der Spannung. Damit reduzieren sich auch die Verluste beim Ein/Ausschalten drastisch, da hier sowohl Strom und Spannung eingehen. Der Tailstrom führt dann auch nur zu einem viertel der Verluste, wie bei einem Aufbau mit 480V.
ok danke euch für die vielen inputs. leider kann ich erst am montag weitere messungen machen, und andere IGBT's bzw Mosfets muss ich auch zuerst bestellen. wie kann ich eine ZCS realisieren, nur mit dem variieren der Frequenz? (kann jemand bitte eine explizite schaltung hier reistellen , finde nichts schlaues im internet) weiss jemand warum zb dieses Problem nicht im Datenblatt bzw zusatzdatenblatt des Treibers angesprochen wird? sollte dass "allgemeinwissen" sein :-) ?
Bitte melde dich an um einen Beitrag zu schreiben. Anmeldung ist kostenlos und dauert nur eine Minute.
Bestehender Account
Schon ein Account bei Google/GoogleMail? Keine Anmeldung erforderlich!
Mit Google-Account einloggen
Mit Google-Account einloggen
Noch kein Account? Hier anmelden.