>Das Ergebnis ist: >(100Hz-10KHz Rin=50 Ohm v=100) >R-Variante: 6,5uVrms >C-Variante: 11uVrms Ich hatte gestern noch kurz die Schaltung von Arno Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz" überprüft und die Variante 1k/9k mit der Variante 1n/110p bei 10kHz verglichen. Da rauschte die Variante mit den Widerständen doppelt so stark. (Das OPamp-Rauschen blieb dabei unberücksichtigt. Verwendet habe ich übrigens statt des LM358 einen OPA627.) Bei schmalbandigen Systemen kann man sich mit Caps ganz sicherlich hier und da einen Vorteil verschaffen.
Sehe ich momentan auch so. Ich kriege beide Varianten einfach nicht so normiert, daß man sie knallhart vergleichen könnte. Vermutlich muß man wie in der HF-Technik an allen Stellen mit der komplexen Impedanz arbeiten. Was passiert denn bei den CMOS-Invertern: Bei ganz hohen Frequenzen überwiegt deren Ausganswiderstand, der deutlich höher ist als bei einem OpAmp. Damit fällt die Gesamtverstärkung vollkommen zusammen. Die ganze Kette wird zu einem Dämpfungsglied. Gleiches passiert bei starken Impulsstörungen am Eingang. Läßt sich gut nachweisen durch Piezo-Feuerzeug am Eingang oder ein nahes Handy. So eine Schaltung mit CMOS reagiert viel unempfindlicher als die asymmetrischen Eingangsstufen von OpAmps (die noch dazu keine quadratische Kennlinie haben und damit höhere Intermodulationsstörungen). Bei echten OpAmps ist auch die Verstärkung viel höher. Arno hat mit seiner Frage, ob ich auch mal probiert hätte über mehrere CMOS-Inverter rückzukoppeln, eine interessante Frage aufgeworfen. Das werde ich irgendwann untersuchen. Probiert hatte ich das nur mit den klassischen Widerständen, aber nicht mit der C-Variante (Dazu war ich zu eingeschüchtert durchs vorherige Schwingen in der R-Variante. Auf einem Steckbrett hört das so ab 15pF auf). Vielleicht zeigt sich auch dort die ungewöhnliche Stabilität. Man könnte auch C und R kombinieren durch parallelschalten. Damit wäre man bei der komplexen Impedanz. Ich glaube, ich habe den Thread genug gekapert.
Abdul K. schrieb: > Wenn jemand Zugriff auf IEEE hat, dann schaue man mal hier rein: > http://ieeexplore.ieee.org/iel5/19/4303372/04303389.pdf > "ciofi" a "new circuit topology for the realization of very low noise, > wide bandwidth transimpedance" > > Das würde mich interessieren. Beschäftigt sich mit den Vorteilen von > kapazitiven Teilern zur Rauschreduzierung. Habe die Artikel bekommen. Er will aber, daß ich sie nicht weitergebe.
Kai Klaas schrieb: > Nach langem Überlegen habe ich beschlossen nun auch einen Meßverstärker > zu bauen, soweit meine karge Freizeit es zuläßt. Ich möchte aber gerne > auch in Schaltungen mit nicht besonders niederohmigen Quellimpedanzen > messen. Der Frequenzbereich soll die zwei Bereiche von 0,1Hz bis 10Hz > und von 10Hz bis 100kHz umfassen, möglichst mit nur einer Meßschaltung. > Eigentlich von 0,1Hz bis 100kHz (Schmunzel). Bist du da nun etwas weitergekommen? Du hattest mich da auch angesteckt, so dass ich mir einen Meßverstärker mit hochohmigem Eingangswiderstand auf Basis des 2SK369 entworfen und gebaut habe. Der ist eben fertig und ich habe ein wenig gemessen: Bandbreite: 0,1Hz...150kHz (je -3dB, -20dB/dec) Verstärkung: 60dB (fest) Eingangswiderstand: 1M (mehr ist kein Problem) Rauschen am Ausgang: <400µVeff, 3mVpp, (breitbandig mit Oszi gemessen, Messzeiten 10s...1ms, Eingangskurzschluss, Oszi-Eigenrauschen ca. 177µVeff, 1,6mVpp) Betriebsspannung: 9V-Block Stromaufnahme: 18mA Aussteuerbarkeit am Ausgang: >6Vpp Klirrfaktor bei 2Vpp und 1kHz: 0,01% (Simulation) Was ich dabei festgestellt habe ist eine deutliche Mikrofonie des 2SK369. Wenn man an dem eingelöteten Transistor mit Kraftwirkung senkrecht auf die beschriftete Fläche ganz leicht hin und her biegt, kann man das schön auf dem Oszi sehen, auch leichtes Klopfen auf die Platine oder den Tisch sieht man deutlich. Man kann aber damit leben - wenn die Platine ruhig auf dem Tisch liegt, dann ist nichts zu sehen.
Weil es so schön paßt: http://www.adr-ag.de/hameg/pdf_calc/Noise_1_Calculator.pdf Meinige oben erwähnte 6-sigma sind 99,7%.
>Bist du da nun etwas weitergekommen? Nein, leider nicht. Ich habe sehr wenig Zeit für eigene Projekte in diesen Tagen. Ein paar 2N4860A und OP27 habe ich bestellt und liegen auf meinem Tisch... >Rauschen am Ausgang: <400µVeff, 3mVpp, (breitbandig mit Oszi gemessen, >Messzeiten 10s...1ms, Eingangskurzschluss, Oszi-Eigenrauschen ca. >177µVeff, 1,6mVpp) Da komme ich überschlägig auf ein Breitbandrauschen von 0,9nV/SQRT(Hz). Das ist genau das, was im Datenblatt des JFET als Rauschen angegeben ist. Respekt! Könntest du mal eine Messung im Band 0,1Hz...10Hz machen, wenn du Zeit und Lust hast? Da gibt es ja kaum veröffentlichte Werte für den 2SK369. >Was ich dabei festgestellt habe ist eine deutliche Mikrofonie des >2SK369. Ich habe mir mal JFET-OPamps (TL052A) mit niedriger Offsetspannung selektiert und danach erstaunt festgestellt, daß die Offsetspannungen in der fertigen Schaltung um bis zu 1mV daneben lagen. Grund: Beim Eindrücken in die Fassung wurden die Chips leicht verbogen... Auch bei eingelöteten OPamps kann man diese Mikrofonie beobachten, wenn man mit einem langen Holzstöckchen den OPamp mal gegen die Platine drückt. (Mit dem Holzstöckchen natürlich, um kapazitives Einkoppeln von Brumm zu vermeiden.) Luftströmungen um die Bauteile des Verstärkers sollen ja zusätzlich tiefstfrequentes "Rauschen" erzeugen, also schwankende Thermospannungen. Dagegen könnte Einbetten in Vergußmasse helfen. Würde wohl auch deine Mikrofonie verringern, oder?
> Ein paar 2N4860A und OP27 habe ich bestellt und liegen auf > meinem Tisch... Dann soll es wohl doch der Wenzel-Amp werden? Kai Klaas schrieb: > Da komme ich überschlägig auf ein Breitbandrauschen von 0,9nV/SQRT(Hz). > Das ist genau das, was im Datenblatt des JFET als Rauschen angegeben > ist. Respekt! Danke. Das Rauschen ist genau so wie der 2SK369 es vorgibt, die Schaltung tut gar nichts dazu, von einem 2R-Widerstand mal abgesehen. Der 2SK369 ist ein sehr guter SFet, weil der eine ungewöhnlich große Steilheit hat und man Stufenverstärkungen wie mit Bipos schafft, so dass der Rest des Verstärkers in Bezug auf das Rauschen uninteressant ist. > Könntest du mal eine Messung im Band 0,1Hz...10Hz machen, wenn du Zeit > und Lust hast? Da gibt es ja kaum veröffentlichte Werte für den 2SK369. Sicher, nur wird wohl nichts dabei rauskommen, weil die Verstärkung mit 60dB dafür zu klein ist. Bei der geringen Bandbreite geht das Rauschen des Verstärkers im Eigenrauschen des Oszi unter. Die 0,1Hz brauch ich gar nicht, ich habs nur gemacht, weil immer so ein Theater um einen so breitbandigen Verstärker gemacht wurde, und ich wollte mal sehen wie das so ist. Wahrscheinlich werd ichs aber auf 1Hz umbauen, weil mir die Einschaltzeit des Verstärkers mit ca. 4 Minuten echt auf den Keks geht. Das ist so, weil eine extreme Filterung zur AP-Regelung nötig ist (schließlich darf die in 10Sekunden-Schwingungen nicht merklich eingreifen) und nein, es sind keine Röhren drin. > Luftströmungen um die Bauteile des Verstärkers sollen ja zusätzlich > tiefstfrequentes "Rauschen" erzeugen, also schwankende Thermospannungen. Sowas hab ich nicht gesehen. Nur wenn ich den SFet direkt angeblasen habe, gabs nenneswerte Signale auf dem Oszi. Überhaupt war die Messung über 10 Sekunden die stabilste. Bei kürzeren Messzeiten war teilweise ein deutliches Zappeln zu sehen, so dass bei ordentlicher Abschirmung (Keksdose) vielleicht noch bessere Werte rauskommen als bei der auf dem Tisch liegenden Platine. > Dagegen könnte Einbetten in Vergußmasse helfen. Würde wohl auch deine > Mikrofonie verringern, oder? Wenn die ganz weich ist vielleicht, recht gut war die Dämpfung durch Festhalten mit zwei Fingerspitzen. Aber wie gesagt, wenn man die Platine in Ruhe lässt, ist es kein Problem.
ArnoR schrieb: > Sowas hab ich nicht gesehen. Nur wenn ich den SFet direkt angeblasen > habe, gabs nenneswerte Signale auf dem Oszi. Ich empfehle Wattepads zum Abschminken der Luftströmungen. Von beiden Seiten der Leiterplatte im Eingangsbereich. Gruß Anja
Anja schrieb: > ArnoR schrieb: >> Sowas hab ich nicht gesehen. Nur wenn ich den SFet direkt angeblasen >> habe, gabs nenneswerte Signale auf dem Oszi. > > Ich empfehle Wattepads zum Abschminken der Luftströmungen. > Von beiden Seiten der Leiterplatte im Eingangsbereich. > > Gruß Anja Du schminkst dich also, ich mich bspw. nicht :D Déjà-vu
>Dann soll es wohl doch der Wenzel-Amp werden? Ja, entsprechend modifiziert. >Sicher, nur wird wohl nichts dabei rauskommen, weil die Verstärkung mit >60dB dafür zu klein ist. Bei der geringen Bandbreite geht das Rauschen >des Verstärkers im Eigenrauschen des Oszi unter. Ja, das dachte ich auch schon. >Wahrscheinlich werd ichs aber auf 1Hz umbauen, weil mir die Einschaltzeit >des Verstärkers mit ca. 4 Minuten echt auf den Keks geht. Das ist so, >weil eine extreme Filterung zur AP-Regelung nötig ist (schließlich darf >die in 10Sekunden-Schwingungen nicht merklich eingreifen) und nein, es >sind keine Röhren drin. Ja, die Zeitkonstanten sind schon gewaltig. Da ich wohl Elkos im Signalweg der Meßobjekte haben werde, werde ich wohl zusätzlich noch die Abnahme des Reststroms abwarten müssen. Das dauert dann länger als ein paar Minuten...
Schalte doch einfach Dioden parallel. In PLL Loop-Filtern macht man das auch so zur Reduzierung der Einschwingzeit. Oder aktive CMOS-Schalter, die irgendwann abgeschaltet werden.
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Ein Update. Heute hab ich festgestellt, dass ein schöner 100MHz-Störer mein Büro verseucht und mir die gestern gemessenen "Rauschwerte" verschlechtert hat. Der Einfachheit halber hab ich nur die Bandbreitenbegrenzung (20MHz) am Oszi eingeschaltet, aber keine zusätzlichen Tiefpässe verwendet. Damit konnte die Störung erheblich verringert werden. Die Bilder zeigen die Messungen von 1ms bis 10s Messdauer. Dazu den Oszi, dessen Rauschen immer gleich war und das Störsignal an der Stelle im Raum mit den stärksten Pegel. Wenn ich mal die größte Rauschspannung von 360µVeff (10s-Messung) zugrunde lege und das Oszi-Rauschen (109µVeff) rausrechne, bleiben 343µV vom Verstärker. Da der ein Tiefpassverhalten 1. Ordnung hat, ist seine effektive Rauschbandbreite das 1,57-fache der -3dB-Grenzfrequenz. Mit 150kHz Bandbreite ergibt sich eine eff. Rauschbandbreite von 235,5kHz und somit eine äquivalente Eingangsrauschdichte von 0,7nV/SQRT(Hz). Wenn ich aber die Werte der 1ms-Messung (261µV) nehme, ergibt sich eine Eingangsrauschdichte von nur 0,5nV/SQRT(Hz). Das ist weniger als das Datenblatt bei 1kHz (0,7nV/SQRT(Hz)) angibt. Der Drainstrom des 2SK369 ist etwa 12..13mA, Uds~6V. Hat jemand dafür eine Erklärung? Vielleicht haben die im DB mal untertrieben ;-)
>Meinige oben erwähnte 6-sigma sind 99,7%.
Für das Gaußsche Rauschen gibt es eine ganz anschauliche
Betrachtungsweise: Ein Spitzenwert von 3 mal dem Effektivwert wird nur
in 0,37% des Beobachtungszeitraums von einem noch größeren Spitzenwert
übertroffen. Bei 3,3 mal dem Effektivwert ist es 0,1% des
Beobachtungszeitraums.
In der Praxis bedeutet das: Mal angenommen, man hat sich für einen
Spitzenwert entschieden, der 3,3 mal größer als der Effektivwert sein
soll, weil man im Umkehrschluss durch Teilen diese Spitzenwertes durch
3,3 auf den Effektivwert schließen möchte. Dann muß Folgendes zutreffen:
Schaltet man das Oszi in die "Single Mode" Triggerung und betrachtet 100
verschiedene Bildschirminhalte, dann darf der gewählte Spitzenwert nur
während der Gesamtdauer von einem Zehntel der Fensterbreite von noch
größeren Spannungswerten übertroffen werden.
Natürlich ist das kein praktisches Verfahren zur Bestimmung des
Effektivwertes von Rauschen, vor allem, wenn man bedenkt, daß im
statistischen Sinne dieses "Experiment" unendlich oft wiederholt werden
müßte. Es zeigt aber, daß diese 0,1%, also der gerne gewählte
Umrechnungsfaktor "3,3" ein sehr starkes Kriterium ist und man in der
Praxis oft auf einen deutlich zu kleinen Effektivwert schließt.
Unsinnig ist auch, mit einem Spitzenwertdetektor auf die Suche nach dem
größten Peak zu gehen. Gaußsches Rauschen enthält nämlich beliebig große
Spannungsspitzen, die eben nur beliebig selten auftreten.
Generell ist es sinnlos sich beim "Berechnen" des Effektivwertes auf
Spitzenwerte verlassen zu wollen, weil diese ja nur mit geringer und
immer geringer werdender Wahrscheinlichkeit auftreten. Viel sinnvoller
ist es, alle Spannungen mitzuberücksichtigen, also den Effektivwert
echt, also über Quadrierung der Spannung und anschließende Mittelung zu
bilden.
Auch muß bedacht werden, daß Gaußsches Rauschen praktisch immer eine
Idealisierung des tatsächlichen Rauschens ist und diese statistischen
Gesetzmäßigkeiten nur näherungsweise stimmen. Nicht ohne Grund wird in
Datenblättern das tieffrequente Rauschen immer noch gerne in Form von
Scopeplots angegeben und nicht nur als Effektivwerte.
>Hat jemand dafür eine Erklärung? Vielleicht haben die im DB mal >untertrieben ;-) Vielleicht hat das hiermit zu tun, was ich gerade geschrieben habe? >Natürlich ist das kein praktisches Verfahren zur Bestimmung des >Effektivwertes von Rauschen, vor allem, wenn man bedenkt, daß im >statistischen Sinne dieses "Experiment" unendlich oft wiederholt werden >müßte. Es zeigt aber, daß diese 0,1%, also der gerne gewählte >Umrechnungsfaktor "3,3" ein sehr starkes Kriterium ist und man in der >Praxis oft auf einen deutlich zu kleinen Effektivwert schließt.
Kai Klaas schrieb: > Vielleicht hat das hiermit zu tun, was ich gerade geschrieben habe? Na ich denke nicht, dass der Agilent-Oszi den Effektivwert aus den Spitzenwerten des Rauschens "schätzt", sondern über alle Abtastwerte integriert.
Kai Klaas schrieb: >>Meinige oben erwähnte 6-sigma sind 99,7%. > > Für das Gaußsche Rauschen gibt es eine ganz anschauliche > Betrachtungsweise: Ein Spitzenwert von 3 mal dem Effektivwert wird nur > ... > Gesetzmäßigkeiten nur näherungsweise stimmen. Nicht ohne Grund wird in > Datenblättern das tieffrequente Rauschen immer noch gerne in Form von > Scopeplots angegeben und nicht nur als Effektivwerte. Ich wollte nur nicht falsche Werte so dastehen lassen. Meist denke ich mir eine Linie bei 90%, was ich als Spitzenwert sehe. Also auf ein Kästchen des Scopebildes getrimmt. Nimmt man von denen 3 vertikele und zwei davon entsprechen dem Effektivwert, kommt das ganz gut hin. Wenn ArnoR diese Werte dreistellig angibt, ist das natürlich ziemlich abenteuerlich :-) Eine Stelle würde reichen. Für eine genauere Analyse müßte man ein Histogramm erzeugen und das 1/f-Rauschen rausfiltern und getrennt behandeln.
ArnoR schrieb: > Kai Klaas schrieb: >> Vielleicht hat das hiermit zu tun, was ich gerade geschrieben habe? > > Na ich denke nicht, dass der Agilent-Oszi den Effektivwert aus den > Spitzenwerten des Rauschens "schätzt", sondern über alle Abtastwerte > integriert. Die Rauschbandbreite wird nicht ganz stimmen. Sei es drum. Andere Verstärker im Vergleich wären interessanter.
>Heute hab ich festgestellt, dass ein schöner 100MHz-Störer mein Büro >verseucht und mir die gestern gemessenen "Rauschwerte" verschlechtert >hat. Hatten wir auch mal. War ein Laserschneider im benachbarten Metallbetrieb. War aber, glaube ich, nur um die 30MHz, aber vor allem gepulst. Daran haben wir es erkannt. >Na ich denke nicht, dass der Agilent-Oszi den Effektivwert aus den >Spitzenwerten des Rauschens "schätzt", sondern über alle Abtastwerte >integriert. Davon würde ich zunächst auch erst mal ausgehen. Es fällt aber auf, daß beim Verhältnis zwischen Vss und Veff immer ein Verhältnis deutlich größer als "6" angegeben wird, im Schnitt "8,1". Das erscheint mir schon ein wenig groß. >Für eine genauere Analyse müßte man ein Histogramm erzeugen und das >1/f-Rauschen rausfiltern und getrennt behandeln. Ich denke, eine Anzeige als Spektrum ist am sinnvollsten.
Abdul K. schrieb: > Wenn ArnoR diese Werte dreistellig angibt, ist das natürlich ziemlich > abenteuerlich :-) Da gebe ich dir recht, nur hab ich mir eben angewöhnt nicht am Anfang einer Rechenkette zu runden, sondern erst am Ende. > Eine Stelle würde reichen. Genau deshalb stand am Ende auch nur eine Stelle (0,7 bzw. 0,5). > Die Rauschbandbreite wird nicht ganz stimmen. Kannst du das mal näher erläutern? Die 150KHz bei -3dB sind gemessen (ist ja nun wirklich nicht schwer bei der Frequenz; allerdings weniger als nach der Simulation erwartet), und die 1.Ordnung bis 1MHz auch. Den Faktor 1,57 findet man im Tietze/Schenk begründet/berechnet. Was stimmt denn da nicht?
Weiß ich nicht. Stimmt denn der Frequenzgang in der Realität überhaupt? Sind alle systematischen Störungen entfernt? Hat das Histogramm die Gaußverteilung? Außerdem muß das Rauschspektrum nach seinen 'linearen' Teilbereichen aufgetrennt werden, also der Bereich 1/f in extra, der Bereich 1/f^2 in extra, usw. Ist ja eine mit absteigender Frequenz stark asymptotische Kurve. Vielleicht gibts noch mehr notwendige Bedingungen. Sorry, ich habe auch nur Halbwissen. Ich würde mich mit dem Ergebnis zufriedengeben und wenn noch weniger Rauschen gefragt ist, nur noch Vergleichsmessungen machen (nach Einbau in die Keksdose).
>Vielleicht gibts noch mehr notwendige Bedingungen. Wenn eine Schaltung mit HF "überfahren" wird, kann es zu sehr merkwürdigen Artefakten kommen. Bekannt ist ja die Entstehung von Offsetspannungen durch Demodulationen an unlinearen Innereien. Diese Offsetspannungen können auch ganz langsam wegdriften. Es gibt aber auch Kompressionseffekte, die Einfluß auf die Verstärkung und andere vermeindlich stabile Paramter nehmen können. Letztlich ist es dabei unerheblich, wie die HF in die Schaltung gelangt, ob über Ein-, Ausgänge oder Speisungsleitungen. Ein passiver Tiefpaß am Ausgang einer Schaltung kann da teilweise Wunder vollbringen. Daß Eingänge und Speisungsleitungen ebenfalls tiefpaßgefiltert werden müssen, ist natürlich klar. >Wenn ich aber die Werte der 1ms-Messung (261µV) nehme, ergibt sich eine >Eingangsrauschdichte von nur 0,5nV/SQRT(Hz). Das ist weniger als das >Datenblatt bei 1kHz (0,7nV/SQRT(Hz)) angibt. Der Drainstrom des 2SK369 >ist etwa 12..13mA, Uds~6V. Da das JFET-Rauschen extrem vom Drainstrom abhängt, kann es ganz gut möglich sein, daß du ein geringeres Rauschen feststellst, als im Datenblatt angegeben. Dort arbeitet man ja gerne mit moderaten Drainströmen, damit die Verstärkung nicht zu sehr abfällt.
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Da jetzt wegen des Wetters wieder Bastelzeit ist, hab ich mich entschlossen den rauscharmen Verstärker komplett vorzustellen, den ich hier: Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz" und korrigiert da: Beitrag "Re: Meßverstärker für 1/f-Rauschen 0.1 - 10 Hz" erwähnt habe. Eigentlich gehört das ja eher in den 10Hz...100kHz-Thread, aber da die Diskussion weiter oben schon in diese Richtung abgeglitten ist, bleiben wir mal hier. Beim Entwurf hab ich mir damals folgende Ziele gesetzt: -billig und einfach (keine teuren OPVs) -0,1Hz...100kHz -Vu=60dB -Versorgung aus 9V-Block (Stromaufnahme <20mA) -Kopfhörertauglich (50Ohm-Last) Von etlichen Entwürfen hab ich dann am Ende den oben gezeigten gebaut. Die wichtigsten Messergebnisse sind in den genannten Links nachzulesen, daher nur noch eine kurze Schaltungsbeschreibung: Der 2SK369 arbeitet in Source-Schaltung mit ID~IDss und einer Stromquelle als Last (T3). Wegen der großen dynamischen Widerstände am Drain von T1 erreicht der eine Spannungsverstärkung von ca. 74dB. Der BS250 liefert zusätzlich eine Verstärkung von ca. 30dB, so dass die Gesamtschaltung auf 105dB kommt. T5 und T6 bilden einen komplementären Emitterfolger, um niederohmige Lasten treiben zu können. T4 übernimmt in Verbindung mit T5 die Einstellung und Regelung des Arbeitspunktes der Schaltung. Um wenig Rauschen zu bekommen, kann T1 nur mit sehr kleinem Rs beschaltet werden und daher kann man keine Gleichstromgegenkopplung zum Source-Anschluss machen, weil die benötigten Ströme zu groß würden. Eine Regelung am Gate ist ebenfalls nicht möglich, weil die Schaltung keine negativen Gatespannungen zum Abregeln des JFET erzeugen kann. Es bleibt also nur die Regelung der Stromquelle T3. Damit kann sowohl eine Zunahme wie auch eine Abnahme des Drainstromes von T1 ausgeregelt werden. Das macht T4, indem er, über R9 und C5 gefiltert, die Ausgangsspannung in einen Drainstrom umsetzt und damit die Stromquelle T3 steuert. Wegen der Verstärkung des Steuersignals durch T3 muss die Filtergrenzfrequenz R9/C5 sehr niedrig liegen, was zu einer Startzeit der Schaltung von einigen Minuten nach Einschalten führt. Wenn man die sehr tiefe untere Grenzfrequenz nicht braucht, kann man durch Verkleinern von C5 ganz einfach die Grenzfrequenz heraufsetzen und verkürzt damit auch entsprechend die Startzeit. Die Eingangskapazität des BS250 übernimmt die Frequenzgangkorrektur, indem sie an dem Hochimpedanzknoten einen Pol erzeugt. Leider ist damit die obere Grenzfrequenz vom BS250-Exemplar abhängig, liegt aber hoch genug. Falls gewünscht kann man mit C4 auch niedrigere Grenzfrequenzen einstellen. Mit R7 (Größenordnung 1M) kann die Betriebsspannungsunterdrückung auf fast beliebig große Werte gebracht werden, was aber wegen der schon guten Regelung unnötig war. Die Schaltung kann mit etwas anderen Daten auch mit Bipos für T2 und T4 bestückt werden, dann braucht man R6. Der Lift/GND-Schalter dient zum Schutz des T1 beim Anschließen von Quellen mit Gleichspannungsanteil (ich durfte auch schon einmal den T1 tauschen).
Hallo, interessantes Design. Was hast Du jetzt konkret bei C4 + R7 bestückt? Gruß Anja
Sieht ja nett aus, hast du auch Messergebnisse zum Eigenrauschen? Würde mich interessieren wie der Frequenzgang im Vergleich zum Verstärker nach AN83 ausschaut.
Anja schrieb: > Was hast Du jetzt konkret bei C4 + R7 bestückt? Nichts, beide sind nicht bestückt. Laut Simulation ist die PSRR ohne R7 schon bei etwa 80dB (auf den Ausgang bezogen) bzw. 140dB (auf den Eingang bezogen = die übliche Angabe in DB). In der Praxis hab ich auch nichts von einer Vcc-Drift bemerkt und das daher nicht weiter untersucht. Auch D1 habe ich nicht bestückt (was mich einen 2SK369 gekostet hat), weil ich eine geringe Eingangskapazität brauchte, um an dem Summierpunkt eines Verstärkers das winzige Fehlersignal zu messen.
branadic schrieb: > hast du auch Messergebnisse zum Eigenrauschen? Klick doch mal auf den unteren der beiden angegebenen Links > Würde > mich interessieren wie der Frequenzgang im Vergleich zum Verstärker nach > AN83 ausschaut. Der Frequenzgang ist 0,1Hz...150kHz bei je -3dB und einer Steilheit von -20dB/dec. Mit Bipos anstelle T2 schafft die Schaltung 1MHz.
>Da jetzt wegen des Wetters wieder Bastelzeit ist, hab ich mich >entschlossen den rauscharmen Verstärker komplett vorzustellen,... Großartig. Wenn ich etwas mehr Zeit habe, werde ich mir die Schaltung zu gemüte führen. Freue mich schon darauf...
Kai Klaas schrieb: > Freue mich schon darauf... Schön, wenn du Dich freust, freu ich mich auch :-). Falls du (oder jemand anderes) die Schaltung in TINA simulierst, verwende nicht das BS250-Modell von TINA (welches aus mehrenen Mosfets gebastelt ist), das enthält wohl Fehler. Da gab es bei der Großsignalaussteuerung vollkommen sinnlose Effekte. Ich habe das von Zetex (diodes.com) verwendet (das besteht aus nur einem p-Kanal-Mosfet mit den entsprechenden Parametern), weil ich so einen E-Line-BS250 hatte. Damit verhält sich die Schaltung (ausgenommen Bandbreite) wie erwartet. Ergänzen kann ich noch: (gemessen) SlewRate: 7V/µs obere Grenzfrequenz bei 50R-Last: 110kHz Aussteuerbarkeit bei 50R-Last >5Vss
Interessant, dass der Thread noch laeuft. ich war kuerzlich an einem Seminar von Analog Devices, wo die einen neuen OpAmp vorgestellt haben, ohne 1/f Rauschen. Der Typ waere ADA4898.
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ADA4898.png
81 KB
hey schrieb: > wo die einen neuen OpAmp vorgestellt haben, > ohne 1/f Rauschen. Ach wirklich? Welches quantenmechanische Phänomen reitet den ADA4898 dann unterhalb etwa 100Hz?
Mhm, ich habe mir mit Layout folgendes vorgestellt. Nur den Bottom layer (farbe Schwarz), Maßstab 1:1, ohne Silkskreen. Gespiegelt so wie jetzt ist ja schon ok. Dann kann man das ganze auf die gute Conrad-Folie drucken und dann ohne Unterlichtung gleich die Leiterplatte belichten. :-) Gruß Anja
Hat keine Eile, die nächsten 3 Wochen komme ich eh nicht dazu. Danke schonmal. Gruß Anja
ArnoR schrieb: > Kann ich machen, aber erst am Montag. Vielleicht magst du uns ja auch die Eagle-Files zur Verfügung stellen?
Hallo, dem Wunsch nach den EAGLE- Files schließe ich mich an, beste Grüße (auch von teccoralf,- der auch bald wieder da ist!) Karl
Hier nun die Platine als PDF, so wie gewünscht. Das mit den Eagle-Files muss ich mir noch mal ansehen, die sind wegen einiger Gehäuse/Symbole nicht konsistent.
ArnoR schrieb: > Der Frequenzgang ist 0,1Hz...150kHz bei je -3dB und einer Steilheit von > -20dB/dec. Mit Bipos anstelle T2 schafft die Schaltung 1MHz. Die Frage zielte eher darauf hin wie flach der Verlauf im Durchlassbereich ist. ArnoR schrieb: > Das mit den Eagle-Files muss ich mir noch mal ansehen, die sind wegen > einiger Gehäuse/Symbole nicht konsistent. Wäre schön wenn du das machen könntest.
>Wäre schön wenn du das machen könntest.
Hat Arno nicht schon genug getan??
Ich habe heute die Schaltung mal simuliert, auch mit den vorhandenen Transistoren sieht das für mich sehr gut aus. Mit den passiven BE habe ich auch mal gespielt, also keine Garantie für die Originalwerte. Arno
Tillmann schrieb: > Die Frage zielte eher darauf hin wie flach der Verlauf im > Durchlassbereich ist. Na was glaubst du wohl? Die Schaltung verhält sich wie ein gegengekoppelter OPV. Der Frequenzgang ist linealglatt und fällt an den Grenzen dann ganz gleichmäßig ab. Tillmann schrieb: >> Das mit den Eagle-Files muss ich mir noch mal ansehen, die sind wegen >> einiger Gehäuse/Symbole nicht konsistent. > > Wäre schön wenn du das machen könntest. Ja, das werde ich auch machen, aber mal ehrlich, die Platinen zeichnet man sich mit der Vorlage oben in wenigen Minuten in Eagle selbst.
Kai Klaas schrieb: >>Wäre schön wenn du das machen könntest. > > Hat Arno nicht schon genug getan?? Ich habe doch nur höflich gefragt oder? ArnoR schrieb: >> Wäre schön wenn du das machen könntest. > > Ja, das werde ich auch machen, aber mal ehrlich, die Platinen zeichnet > man sich mit der Vorlage oben in wenigen Minuten in Eagle selbst. Ich zeichne nicht in Eagle, ich erstelle Schaltpläne und route anschließend die Luftlinien im Board, daher sind meine Schaltpläne und Layouts auch immer konsistent. Ich verstehe Eagle nicht als Malprogramm, in dem ich mir die Gehäuse mit ihren Footprints importiere und mit Linien verbindend Striche male, sondern als Programm mit dem von einem Schaltplan ausgehend ein Layout erstellt wird, wobei die Bauteile in Bibliotheken mit verschiedenen Packages hinterlegt sind. Das erleichtert auch das schnelle Austauschen von Gehäuseversionen ein und desselben Bauteils. Und diese Vorgehensweise erlaubt ein Nachzeichnen in wenigen Minuten eben nicht unbedingt.
Tillmann schrieb: > Ich zeichne nicht in Eagle, ich erstelle Schaltpläne und route > anschließend die Luftlinien im Board... Ja, so mache ich das natürlich normalerweise auch, aber in dem Fall hatte ich sehr viele mehr oder weniger von einander abweichende Variationen, die sich so nach und nach ergeben haben und irgendwann hab ich die Lust verloren immer wieder die Schaltung in Eagle anzupassen. Ich hab dann einfach nur noch Änderungen am Board gemacht. Erst später, als die Sache fertig aufgebaut und vermessen war, hab ich dann die richtige Schaltung auch in Eagle gemacht. Die Inkonsistenzen jetzt an einer Schaltung/Layout zu beheben ist weniger Aufwand, als zig Schaltungen neu zu zeichnen. Im Anhang die Dateien.
Arno, verwendest du ein besonderes Gehäuse, für das du die Leiterplatte entworfen hast oder betreibst du die Leiterplatte offen?
Tillmann schrieb: > verwendest du ein besonderes Gehäuse, für das du die Leiterplatte > entworfen hast oder betreibst du die Leiterplatte offen? Das vorschriftsmäßige Gehäuse wäre natürlich eine Keksdose, aber ich betreibe die Platine meist offen. Je nach Störumgebung kann Schirmung aber nötig sein, den Fall hatte ich auch.
ArnoR schrieb: > Das vorschriftsmäßige Gehäuse wäre natürlich eine Keksdose ... wenn die Bauteile von LT sind. TI bevorzugt Farbdosen. Gruß Anja
So ich habe gerade die gleiche Aufgabenstellung wie Anja und baue so einen Meßverstärker für 0,1 bis 10 Hz auf. Bei mir geht es auch z.B. um Rauschmessungen an Spannungsreferenzen. Die Idee mit dem Schalter ist Gold wert, ich habe gegrübelt, wie ich den großen Kondensator (bei mir 10 000 uF) an das Signal anschließen kann, ohne daß es mir die Signalquelle zerlegt. Zumal bei mir der Eingangswiderstand noch tiefer liegt. Der Serienwiderstand zur Ladestrombegrenzung würde ja mit dem kleinen Eingangswiderstand einen Spannungsteiler bilden. Aber die Idee mit dem Schalter ist super. Daher Danke @Anja. Ich habe jetzt mal einen ersten Prototyp auf dem Steckbrett aufgebaut und gerade vermessen. Offen und auf den Steckbrett komme ich auf 500-600 nVpp in einem 10 Sekunden Fenster, das ist besser als ich gedacht hatte. Der Tiefpaß ist bei mir ziemlich scharf mit ca. -60 dB / Dekade, so daß 50 Hz schon gut rausgefiltert werden und daher das erste Ergebnis schon ganz ordentlich ist. Stromversorgung erfolgt über mein Labornetzteil. Als Verstärker habe ich den LT1028 eingesetzt. Deshalb bin ich auch niederohmiger als die Schaltung von Anja. Das bringt allerdings den Nachteil von noch höheren Kapazitäten mit sich. Eigentlich bräuchte ich so 47000 uF, erstmal werde ich nur 10000 uF nehmen, was allerdings bei 0,1 Hz schon etwas mehr dämpft und mein Ergebnis falsch verbessert. Verstärkung ist bei mir 50000, da ich ein 0,5mV/Div Oszilloskop habe sollte das immer noch reichen, wenn ich mir dem Rauschen runterkomme. So für heute reichts, erste Meßbilder folgen noch und ich mache wohl noch ein Photo vom Aufbau im folgenden. Die sehr guten Ergebnisse, die Anja erzielt hat mit 100-120 nVpp machen mir jedenfalls viel Mut und Hoffnung.
Hallo, Frank schrieb: > Aber die Idee mit dem Schalter ist super. Daher > Danke @Anja. Man darf nur nicht vergessen den Schalter auch wieder auf hochohmig zu stellen wenn man die nächste Referenz anschließt. Die LTZ1000 altern dann ziemlich schnell. Frank schrieb: > Stromversorgung erfolgt über mein Labornetzteil. Ich verwende ausschließlich Akkus. Es reicht wenn das Oszi (als Störquelle) schon mit dem Netz verbunden ist. Gruß Anja
Hallo, fairerweise muß ich sagen: die Idee mit dem Schalter ist von hier: http://www.amplifier.cd/Technische_Berichte/Rauschanzeiger/Rauschanzeige.htm Gruß Anja
Leider hat Ralf (amplifier.cd) eine schöpferische Pause eingelegt, die nun schon ziemlich lange anhält. Ohne die ganzen Beiträge gelesen zu haben, möchte ich auf das Buch hinweisen, das mir schon sehr geholfen hat, allerdings habe ich eine uralte Auflage. Wenn das schon zitiert wurde, vergesst es einfach. http://www.amazon.de/Noise-Electronic-System-Electrical-Electronics/dp/0471577421 Die Thematik rauscharme Vorverstärker hat mich schon ein Drittel meines Haupthaares gekostet. Letztlich lief es auf einen Verstärker mit einer Transistor-Eingangsstufe MAT-02 hinaus (Im Prinzip eine uralte Applikation von PMI). Im Datron-Multimeter 1281 ist auch ein interessanter Vorverstärker mit U401, dann ein Doppeltransistor und dann ein Op27. Aber das ist ein Schaltplan aus der Vorhölle, der viel Peripherie erfordert.
Dankeschön für den Buchtip, kannte ich bisher noch nicht und ich stehe auf das alte Zeugs, und am Rauschen an sich hat sich ja seit Jahrhunderten nichts verändert :) ich hab auch schon eine umsonst Quelle gefunden und blätter gerade drüber. Meine Literatur zu dem Thema ist aktuell Art Kay ( Texas ) Operational AMplifier Noise und das Gaede - Photo amplifiers
sdg schrieb: > ich hab auch schon eine umsonst Quelle gefunden und blätter gerade > drüber. http://cds.cern.ch/record/261405/files/9780471577423_TOC.pdf Nicht umsonst aber kostenlos zugänglich. ;)
Noisy schrieb: > sdg schrieb: >> ich hab auch schon eine umsonst Quelle gefunden und blätter gerade >> drüber. > > http://cds.cern.ch/record/261405/files/9780471577423_TOC.pdf > > Nicht umsonst aber kostenlos zugänglich. ;) und hier alles. Quelle: http://www.pearl-hifi.com/06_Lit_Archive/14_Books_Tech_Papers/Motchenbacher_Connelly/Low-noise_Electronic_Design.pdf Größe: 18,4 MB (19.265.866 Bytes) Viel Vergnügen... Namenloser
heute Namenlos schrieb: > Noisy schrieb: > > Quelle: > http://www.pearl-hifi.com/06_Lit_Archive/14_Books_... > > Größe: 18,4 MB (19.265.866 Bytes) > > Viel Vergnügen... > > Namenloser Noisy schrieb: > http://www.pearl-hifi.com/06_Lit_Archive/14_Books_... Oh... zu lang gescht, Noisy war schneller... Na egal. Nameloser
Zu dem Problem 0.1.. 10Hz Messverstaerker hatte ich mir als Idee notiert: Cein = 16*100n COG, Rein = 1M, AMP = LTC1250 Um die 1uV fuer 0.1.. 10Hz sollten damit erreichbar sein...
>Zu dem Problem 0.1.. 10Hz Messverstaerker hatte ich mir als Idee >notiert: >Cein = 16*100n COG, Rein = 1M, AMP = LTC1250 >Um die 1uV fuer 0.1.. 10Hz sollten damit erreichbar sein... Vorsicht: Diese intern choppenden Zero-Drift OPamps sind tückisch. Das Rauschen ist für Rs=10R angegeben. Bei deutlich höheren Rs können sich andere Rauschwerte ergeben.
sdg schrieb: > Meine Literatur zu dem Thema ist aktuell [...] > und das Gaede - Photo amplifiers Das finde ich nicht. Meinst Du vielleicht Graeme - Photodiode Amplifiers: OP AMP Solutions http://www.amazon.de/dp/007024247X
Ich stelle gerade fest, dass ich das Buch von Art Kay in der 4ma im Schrank habe (fast ungelesen), hatte ich nicht mehr auf dem Schirm. So geht's manchmal...
Gerd E. schrieb: > Graeme - Photodiode Amplifiers: OP AMP Solutions > http://www.amazon.de/dp/007024247X ja haargenau, sorry für nicht detaillierter posten wie du, aber da gibts ja nicht soviele Werke von ihm :) Ist ein sehr schönes Buch, aber anstrengend und obs praxistauglich ist weiss ich auch erst wenn ich einen Spectrum analyzer und entsprechende Schaltungen bekomme aber wer in der Branche tätig ist, kann sich das definitiv zulegen. Art Kay war auf der electronica, der arbeitet ja in Texas für Texas, ich glaub schon seit BurrBrown Zeiten, der hat denke ich vieles von Geade übernommen, zumindest kannte er das Buch auch, bei seinem Buch bin ich aber erst am Anfang, gefällt mir aber gut einfache nachvollziehbare Rechnungen, danach sollte noch Spice kommen ( dem stehe ich immer skeptisch ggüber ) aber am Ende kommen noch echte Messungen und er meinte es kommen bald ( 12 Monate) noch mehr Messergebnisse bzw. Paper / AppNotes mit seinen Ergebnissen. Der Junge macht bei TI den Vollzeit Rauschprofi :) So jetzt wisst ihr alles. Grüße und nochmals merci für den Buchtip vorher,ist immer schön was zu haben was man noch nicht kannte und ggf gut ist.
Leider muß ich meine bisherige Schaltung wieder verwerfen. Durch die hohe Einzelverstärkung ist die Offsetspannung des OPVs bis an die Aussteuerungsgrenze gewandert (~100 uV * 10000 = ~10V) und hat das Ergebnis manchmal verfälscht (auch noch temperaturabhängig, das liebt man ...). Ich habe auch schon einen neuen Ansatz mit etwas mehr Verstärkerstufen (mind. 3 aber ev. 4). In der ersten Stufe gehe ich nun runter von 10 000 auf 1000, dann habe ich jede Menge Sicherheitsspielraum an der Aussteuerungsgrenze. Allerdings sind da einige Fragen aufgekommen. 1. Gibt es eine Anwendungsschrift von einem der OPV-Hersteller wie sie ihre 0,1 - 10 Hz En Rauschmessungen durchführen. Der Wert kann ja merklich anders liegen je nachdem welche Filtercharakteristik sie da anlegen. Ja nicht nur anders, die Werte verschiedener Hersteller könnten auch gar nicht vergleichbar sein. Oder gibt es gar einen Standard? Ich möchte möglichst vergleichbare Werte, deshalb würde ich die Filtercharakteristik meines Meßverstärkers möglichst ähnlich haben. 2. Unabhängig von 1. habe ich mir überlegt einen Buttworth-Tiefpass 4. Ordnung mit fg = 10 Hz zu verwenden. Butterworth deshalb weil ja die Verstärkung möglichst lange im Passierbereich gleich bleiben sollte. Nachteil ist das Überschwingen bei Sprungantwort, was gerade für die angestrebte pp-Messung nachteilig sein könnte. Was meint ihr dazu? Doch einen Bessel? 3. In der Schaltung von Anja ist mir aufgefallen, daß sie die Eckfrequenzen auf 0,05 Hz und 20 Hz gesetzt hat (anstatt 0,1 Hz und 10 Hz). Das liegt natürlich an der geringeren Filtergüte, so daß sie mit den geänderten Grenzfrequenzen im Bereich 0,1-10 Hz auf der sicheren Seite sein wollte nehme ich mal an. Dieser Punkt führt mich dann direkt wieder zu 1.), denn die Schaltung von Anja hat eigentlich noch mehr Bandbreite als angegeben, was das erzielte Ergebnis noch beeindruckender macht, aber ggf. schwieriger vergleichbar (mit Herstellerangaben). 3b) Ich vermute die krumme Verstärkung an OPV2 (LT1012) dient dazu den Verlust des passiven Filters zu kompensieren. Ist das richtig vermutet? 4. Gestern bin ich zufällig auf einen 3000 Mikrofarad Folienkondensator für Filteranwendungen gestossen (bei Digikey: http://www.digikey.de/product-search/de?pv13=749&FV=fff40002%2Cfff80010&mnonly=0&newproducts=0&ColumnSort=0&page=1&quantity=0&ptm=0&fid=0&pageSize=25). Der Preis ist zwar mit 400+ Euro happig, aber irgendwie reizvoll ... aber offensichtlich scheinen ja selektierte Elkos auszureichen. Immerhin hätte dieser Folienkondensator erhebliche Vorteile: a) hohes Spannungsspektrum und b) auch die Möglichkeit an negative Potentialen zu messen. Aber zunächst lasse ich den mal außen vor, zumal ich ja noch mehr Kapazität brauche.
zu 1. Eine Messvorschrift ist mir nicht bekannt. LT bietet in der AN124 auf Seite 3 einen bemerkenswerten Aufbau zu dem Thema. Da ich nicht den ganzen Vorgang gelesen habe, möge man mir ein eventuell wiederholtes Zitat nachsehen. http://cds.linear.com/docs/en/application-note/an124f.pdf
Ich habe den ersten Verstärker aus der AN 124 mal durch LTSpice gejagt und versucht, das Rauschen zu ermitteln. Aber irgendwie sind die Ergebnisse mit den LSK389 nicht sooo brillant, wie ich es erwartet habe, da kommt man z. B. mit OPA277 besser hin. Andererseits frage ich mich, ob man LTSPIce - oder den Modellen - in diesem Grenzbereich trauen kann. Gibt es da Erfahrungen zu?
>1. Gibt es eine Anwendungsschrift von einem der OPV-Hersteller wie sie >ihre 0,1 - 10 Hz En Rauschmessungen durchführen. Diese Schaltung hier wird gern verwendet: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/opa37.pdf Auch im DFatenblatt des LT1037 mißt man so.
>Aber irgendwie sind die Ergebnisse mit den LSK389 nicht sooo brillant, >wie ich es erwartet habe, da kommt man z. B. mit OPA277 besser hin. >Andererseits frage ich mich, ob man LTSPIce - oder den Modellen - in >diesem Grenzbereich trauen kann. Gibt es da Erfahrungen zu? Beim Modellieren des Rauschens habe ich schon oft deutliche Abweichungen festgestellt. Ich simuliere das dann lieber, indem zusätzliche Rauschspannungs- und Rauschstromquellen einfüge. Das muß man dann zwar für diskrete Frequenzen simulieren, aber am Ende kommt es deutlich genauer.
Frank schrieb: > 3. In der Schaltung von Anja ist mir aufgefallen, daß sie die > Eckfrequenzen auf 0,05 Hz und 20 Hz gesetzt hat (anstatt 0,1 Hz und 10 > Hz). Das liegt natürlich an der geringeren Filtergüte, so daß sie mit > den geänderten Grenzfrequenzen im Bereich 0,1-10 Hz auf der sicheren > Seite sein wollte nehme ich mal an. Hallo, wenn Du 2 Filter mit der Grenzfrequenz 10 Hz hintereinander schaltest hast Du bei 10 Hz bereits 6dB Dämpfung anstelle 3dB. D.h. bei 2 Filterstufen muß man die Grenzfrequenz bereits auf 14 Hz legen damit dann 3 dB bei 10 Hz herauskommen. Die Simulation der Gesamtschaltung zeigt dann genau 3 dB Dämpfung bei 0.1 und 10 Hz. Frank schrieb: > Ich vermute die krumme Verstärkung an OPV2 (LT1012) dient dazu den > Verlust des passiven Filters zu kompensieren. Ist das richtig vermutet? Stimmt. Im Durchlaßbereich ist die Verstärkung dann mit 1 Meg Last vom Oszi genau 10000-fach. Gruß Anja
thomas s schrieb: > Ich habe den ersten Verstärker aus der AN 124 mal durch LTSpice > gejagt > und versucht, das Rauschen zu ermitteln. > > Aber irgendwie sind die Ergebnisse mit den LSK389 nicht sooo brillant, > wie ich es erwartet habe, da kommt man z. B. mit OPA277 besser hin. > Andererseits frage ich mich, ob man LTSPIce - oder den Modellen - in > diesem Grenzbereich trauen kann. Gibt es da Erfahrungen zu? Ich kenne die AN124 und ehrlich gesagt gefällt mir die Schaltung nicht besonders gut. Sie ist recht aufwändig mit eher nicht beeindruckenden Ergebnissen um es mal vorsichtig zu formulieren. Im Gegensatz dazu die Schaltung von Anja: Klar und nicht komplex mit besseren Ergebnissen. Der Einsatz der 2Sk389 ist m.E. total sinnlos. Deren Rauschanteil ist ggü. dem Widerstandsrauschen zu vernachlässigen. Darüber hinaus kommt noch zum Tragen, daß es in diesem Bereich erheblich auf das 1/f-Rauschen ankommt. Und abgesehen davon wären Bipolartransistoren in allen Fällen besser. Gut, mein neuer Schaltungsentwurf mag zwar die Bauteilmenge von AN124 überschreiten (wenn man den Peak-Detektor wegnimmt), ist aber vom logischen Aufbau trotzdem viel klarer. Und von den Leistungen sollte er potentiell zumindest die Schaltung von AN124 übertreffen können. Bei genau dieser Schaltung bzw. allgemein wenn es um Rauscharmut geht, kommt es darauf an, niederohmig zu arbeiten und nicht ob ein Eingangstransistor nun 0,6 nV/Wurzel(Hz) oder 0,5 nV/Wurzel(Hz) hat. Um solche super rauscharmen Transistoren auszunutzen muß man sich im Sub 10 Ohm Eingangswiderstandsbereich bewegen, am besten bei ca. 1 Ohm. Es hat schon einen guten Grund, warum die Testschaltung - siehe auch hier zitierten Beitrag von Kai Klaas - der OPVs mit 10 Ohm arbeitet. Jim Williams hat m.E. hier einen Kardinalfehler begangen, er hat einen relativ hohen Eingangswiderstand gewählt. Natürlich nicht ohne Grund, aber das limitiert eben diesen Meßverstärker. Nun da der Eingangswiderstand festlag, versuchte Jim Williams die Schaltung zu optimieren. Anstatt viel Aufwand in eine sinnlose Optimierung zu stecken hätte man lieber versuchen sollen in eine bessere Schaltung zu investieren. Da meine Ergebnisse noch nicht da sind, mache ich es anders deutlich: Jim Williams investiert ca. 500-600 Euro an Bauteilen und kommt auf 160 nV pp. Anja investiert ca. 50-60 Euro an Bauteilen und kommt auf 110 nVpp. Selbst wenn man den Kondensator und die Peakerfassung außer Acht läßt ist Anjas Schaltung in jedem Falle günstiger und besser. Soviel zur AN124. Meine Schaltung wird vmtl. etwas teurer als beide, wird aber möglicherweise (ich hoffe noch) noch etwas weniger Rauschen. Nicht weil ich irgendeinen aufwändigen Schaltungstrick versuche wie AN124, sondern nur weil ich niederohmiger auslege. Im Prinzip also ähnliche Schaltung wie Anja aber ausgelegt mit 1/10 des Eingangswiderstands (was im allerbesten Fall 1/3 des Rauschens ergeben könnte). Ich gehe sogar soweit zu sagen, daß Jim Williams bei der AN124 ein doppelter Denkfehler unterlaufen ist. Weil der vielen passiert - ich lasse mich auch gelegentlich blenden - will ich das kurz erläutern: Im 2SK389 Datenblatt sieht er was wie ca. 0,5 nV/Wurzel(Hz). Bei seinen LT OPVs sieht er was wie 0,85 nV/Wurzel(Hz) bis 4 nV/Wurzel(Hz). Jetzt ist man versucht zu glauben, der 2SK389 würde als Eingangstransistor weniger Rauschen. Das ist aber falsch. Der Eingangstransistor des besagten OPV rauscht vmtl. nur mit 0,25 oder 0,3 nV/Wurzel(Hz). Der Rest kommt vom Rest des OPV. Das ist der erste Denkfehler, aber es wird noch schlimmer: Bekanntlich ist der 2SK389 ein JFET. Der angegeben Rauschwert gilt also für weißes Rauschen, z.B. bei 1 kHz. In der Schaltung geht es aber um 0,1 bis 10 Hz. Hier dominiert Rosa Rauschen. Und jetzt kommt der zweite Denkfehler von Jim Williams: Der JFET besitzt allgemein einen höheren 1/f Punkt und damit ca. 10 mal so viel rosa Rauschen wie ein Bipolartransistor. Ich behaupte daher, daß der ganze Aufwand von Jim Williams mit 2SK389 und Kompensationsschaltung nicht nur teurer und komplexer ist, sondern auch zu einem höheren Rauschen führt als notwendig. Ich vermute Jim Williams hat sich zu sehr auf das Stromrauschen konzentriert, bzgl. dem Stromrauschen ist die Schaltung schon sehr gut, nur bringt das nichts, wenn das Gesamtrauschen mangelhaft bleibt. Für Rauschstrommessungen könnte die Schaltung und der Einsatz der 2SK389 eventuell interessant sein. Oder auch nicht, denn dann sind CMOS-OPVs bzw. MOSFETs noch viel geeigneter. Anja hat mit dem LT1012 wie in AN124 das Stromrauschen klein gehalten, aber klugerwiese den LT1037 am Eingang verwendet. Wie man sieht, ist dieser einzelne OPV allein schon besser als die Eingangsschaltung von AN124 aus LT1012/LT1097/2SK389. Und dabei hat sich Anja nicht von den vermeintlich hohen 2,5 nV/Wurzel(Hz) des LT1037 blenden lassen. Immerhin 5 mal mehr als beim 2SK389. Man kann ganz allgemein einfach nicht das Rauschen eines "popligen" Transistors mit dem Rauschen eines ganzen OPV vergleichen. Es liegt also vmtl. nicht ein Mangel der Simulation vor, sondern der Mangel ist die AN124. Wenn man schon eine Applikationsschrift verfasst, sollte auch wenigstens eine gute Schaltung drinnen sein... Kai Klaas schrieb: >>1. Gibt es eine Anwendungsschrift von einem der OPV-Hersteller wie sie >>ihre 0,1 - 10 Hz En Rauschmessungen durchführen. > > Diese Schaltung hier wird gern verwendet: > http://www.ti.com/lit/ds/symlink/opa37.pdf > Auch im DFatenblatt des LT1037 mißt man so. Super und Danke für den Hinweis. Das scheint wirklich Standard zu sein. Die ist absolut identisch mit der von Linear Technology. Hat nur den Nachteil, daß sie meistens nicht funktioniert, weil die Offsetspannung dann durch die hohe Verstärkung die Aussteuerungsgrenze des OPV (DUT) überschreitet, wie mir passiert ist. Für diese Schaltung müssen also der Gesamtoffset aus allen Fehlern kleiner <ca. 130 uV sein, was nur wenige Präzisionstypen schaffen. Aber immerhin kann man daraus die Filtercharakteristik ablesen. Ein ziemlich schlechter Filter, der da angewendet wird. Aber wichtiger ist natürlich Herstellervergleichbarkeit. Anja schrieb: > Hallo, > wenn Du 2 Filter mit der Grenzfrequenz 10 Hz hintereinander schaltest > hast Du bei 10 Hz bereits 6dB Dämpfung anstelle 3dB. > D.h. bei 2 Filterstufen muß man die Grenzfrequenz bereits auf 14 Hz > legen damit dann 3 dB bei 10 Hz herauskommen. Die Simulation der > Gesamtschaltung zeigt dann genau 3 dB Dämpfung bei 0.1 und 10 Hz. > Gruß Anja Danke für die Erläuterungen, das habe ich übersehen, ich dachte Du wolltest die -3 dB an den Grenzen kompensieren. Das ist das Problem mit den passiven Filtern, daß sie bei der Grenzfrequenz schon um 3 dB abgefallen sind. Mein aktiver Filter ist bei den Grenzfrequenzen noch +/-0.05 dB (laut Simulation). Das mit der Verstärkungskompensation ist natürlich clever, weil man sich dadurch OPVs einspart. Allerdings können ev. Bauteilabweichungen die Verstärkungsgenauigkeit bei dieser Lösung beeinträchtigen. Allerdings weisen die Herstellerschaltungen den gleichen Mangel bzgl. Absolutbetrachtungen auf und so sind Deine Werte besser mit den Herstellerangaben vergleichbar. Ich glaube ich bleibe erst mal bei meinen aufwändigeren Filtern, insbesondere wegen der besseren 50 Hz Unterdrückung. Die will ich eigentlich noch von -40 dB auf -60 dB bei 50 Hz steigern. Dann sind zwar die Werte absolut mit denen in den Datenblättern nicht vergleichbar (nehme an den Grenzfrequenzen mehr mit, dafür darüber und darunter weniger), dafür aber korrekt(er). Aber ich werde mir die Filtercharakteristik auch so mal ansehen und vergleichen. Ggf. kann ich dann einen Korrekturwert berechnen um auf die Filtercharakteristik der Hersteller zu kommen. Was wegen 1/f Rauschen leider nur eine Schätzung bleiben wird. Ich bedanke mich für die sehr hilfreichen Antworten.
Kai Klaas schrieb: >>Aber irgendwie sind die Ergebnisse mit den LSK389 nicht sooo brillant, >>wie ich es erwartet habe, da kommt man z. B. mit OPA277 besser hin. >>Andererseits frage ich mich, ob man LTSPIce - oder den Modellen - in >>diesem Grenzbereich trauen kann. Gibt es da Erfahrungen zu? > > Beim Modellieren des Rauschens habe ich schon oft deutliche Abweichungen > festgestellt. Ich simuliere das dann lieber, indem zusätzliche > Rauschspannungs- und Rauschstromquellen einfüge. Das muß man dann zwar > für diskrete Frequenzen simulieren, aber am Ende kommt es deutlich > genauer. In einem thread, bei dem im Titel 0.1 Hz vorkommt und das Wort Stromrauschen gar nicht, nur Spannungsrauschen, da ist ein FET überhaupt nicht gut aufgehoben. Erstens haben fast alle JFETs ziemlich großes Spannungsrauschen (MOSFETs brauchen sich nicht mal melden) und zweitens liegt die 1/f-Ecke meist im KHz-Gebiet. Das Beste ist hier noch der NXP BF862 mit 1nV/sqrt Hz und einer 1/f-Eckfrequenz von ein paar 100 Hz. Wenn man mit gigantischen Eingangskapazitäten leben kann gibt es noch von Interfet den IF3602 oder so, WIMRE. Der lebt von seinem W/L-Verhältnis, aber das kann man mit einigen BF862 parallel auch billiger und weniger exotisch hinbekommen, und mit viel weniger Kapazität. JFET-Hersteller haben anscheinend ausnahmlos ein Problem damit, eine A4-Seite mit technischen Daten zu füllen und ihre FETs sehen das A4-Blatt mehr als so eine Art Servier-Vorschlag, ohne dass die typischen Werte irgendwas mit einer konkreten Bauteilrolle zu tun haben wollen. Die Simulationsmodelle haben noch weniger Verbindung zur Realität. Niedrige Rauschspannungen bei niedrigen Frequenzen schreien nach Bipolartransistoren. Am besten nimmt man gleich einen Klein- leistungstyp oder schaltet ein paar kleine parallel. (niedriger Rbb rulez!) Als ich Rauschen auf Referenzen und Oszillator-Regelspannungen messen wollte, habe ich mein Problem mit 10 Pärchen ADA4898-2 gelöst. Bipolare OpAmps, jeder mit 0.9 nV/sqrt Hz und ein paar Hz 1/f-Eckfrequenz. Durch das Mitteln über 20 Stück wird das Spannungsrauschen um den Faktor sqrt(20) besser. Man landet so bei 220 pV/Wurzel Hertz Rauschdichte. Näheres unter < http://www.hoffmann-hochfrequenz.de/downloads/lono.pdf >. Die anderen Artikel in dem directory sind auch interessant. :-) Gruß, Gerhard
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Früh am Morgen soviel Text, da brauche ich erst eine Kanne Kaffe. Ich habe die Schaltung aus AN 124 lange angeguckt und auch mit einem MAT02/SSM2212 simuliert. Jedoch habe ich die Schaltung an mein Problemchen angepasst, den Eingangskondensator weggelassen, als Quelle 1,4 mV DC angesetzt und die Verstärkung auf 100 gestellt. Das Rauschen bezogen auf den Eingang bei 0,1 Hz in nV/SQRT(Hz): LSK 389: 12 MAT02: 36 SSM2212: 36 Das hat mich wie bereits oben geschrieben nicht überzeugt, dann habe ich Lösungen mit 3-OP Instrumentenverstärker ohne Transistoren ausprobiert (Eben an meine Problemstellung angepasst) OPA277: 8,4 LTC2057: 18 OPA211: 36 OPA140: 80 Soweit so gut. Da mein Eingangsverstärker auch mal Spannungen von 1 kV schaldlos überstehen muss, spielt die Schutzbeschaltung und damit der Biasstrom eine Rolle. Das steht als nächstes auf dem Plan.
>Jim Williams hat m.E. hier einen Kardinalfehler begangen, er hat einen >relativ hohen Eingangswiderstand gewählt. Darüber habe ich auch schon gegrübelt. Diese Textstelle könnte ein Hinweis sein: >Selected commercial grade aluminum electrolytics can approach the required >DC leakage although their aperiodic noise bursts (mechanism not understood; >reader comments invited) are a concern. Seine Schaltung ist ja ein "peak to peak noise detector". Da könnten ihn die ominösen Bursts so gestört haben, daß er eine Lösung mit Elkos verworfen und sich gleich auf Tantals versteift hat. Da er die nicht in beliebiger Größe bezahlbar bekommen konnte, hat er die Schaltung am Eingang dann relativ hochohmig abgeschlossen. Ein anderer Erklärungsversuch könnte sein, daß er die Referenzen AC-mäßig nicht niederohmiger belasten wollte.
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Gerhard Hoffmann schrieb: > Das Beste ist hier noch der NXP BF862 mit 1nV/sqrt Hz und einer > 1/f-Eckfrequenz von ein paar 100 Hz. Witziger weise verwendet Jim Williams an anderer Stelle genau den BF862 mit dem Hinweis auf das besonders niedrige Rauschen. Muß wohl nach AN124 gewesen sein ... Ja er schaut eben mit 1 nV/Wurzel(Hz) erstmal schlechter aus, als ein 2SK389 mit ca. 0,5 nV/Wurzel(Hz). > JFET-Hersteller haben anscheinend ausnahmlos ein Problem damit, > eine A4-Seite mit technischen Daten zu füllen Ja das ist grausam. Noch schlimmer als die Datenblätter von Nachahmerherstellern oder japanischen Herstellern. Bei MOSFETs sieht es auch nicht viel besser aus. > und ihre FETs sehen > das A4-Blatt mehr als so eine Art Servier-Vorschlag, ohne dass > die typischen Werte irgendwas mit einer konkreten Bauteilrolle > zu tun haben wollen. Die Simulationsmodelle haben noch weniger > Verbindung zur Realität. Ja die hohen Fertigungsabweichungen bei JFETs sind ein weiteres übel. Mein Meßverstärker soll u.A. auch dazu dienen die Rauschwerte von JFETs zu bestimmen, weshalb ich ja eine höhere Auflösung des Meßverstärkers benötige. > Als ich Rauschen auf Referenzen und Oszillator-Regelspannungen > messen wollte, habe ich mein Problem mit 10 Pärchen ADA4898-2 > gelöst. Bipolare OpAmps, jeder mit 0.9 nV/sqrt Hz und ein paar > Hz 1/f-Eckfrequenz. Durch das Mitteln über 20 Stück wird das > Spannungsrauschen um den Faktor sqrt(20) besser. Man landet so > bei 220 pV/Wurzel Hertz Rauschdichte. > > Näheres unter > < http://www.hoffmann-hochfrequenz.de/downloads/lono.pdf >. > Die anderen Artikel in dem directory sind auch interessant. :-) Ein hochinteressantes Projekt und Danke dafür. Auf die Parallelschaltung bin ich noch gar nicht gekommen, das ist natürlich eine Klasse Sache. Die ADA4898 sind wirklich günstig. Ich werde aber erstmal bei meinem einem LT1028 bleiben und bei der Zusammenschaltung dann überlegen. Ich glaube der LT1028 ist im unteren Frequenzbereich überlegen, das sagt mir jedenfalls der rekordverdächtige en-Wert von 35 nVpp, der im ADA4898 verschwiegen wird (LT1037 von Anja ebenfalls exzellente 60 nVpp). Das ist normalerweise kein gutes Zeichen, auch wenn die 1/f-Eckfrequenz auf dem Papier gut aussieht. Bei 10-100 kHz ist der ADA4898 auf Grund des besseren Preises sehr vorteilhaft (gerade im Hinblick auf die Zusammenschaltung).
>Ein hochinteressantes Projekt und Danke dafür. Hhm, für Messungen bis 0,1Hz hinunter verwenden die 150µF und 10k am Eingang. Das ist aber nicht besonders rauscharm... >Auf die Parallelschaltung bin ich noch gar nicht gekommen, das ist >natürlich eine Klasse Sache. Hatte ich mal vor Ewigkleiten mit einem TL074 gemacht...
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Kai Klaas schrieb: >>Jim Williams hat m.E. hier einen Kardinalfehler begangen, er hat > einen >>relativ hohen Eingangswiderstand gewählt. > > Darüber habe ich auch schon gegrübelt. Diese Textstelle könnte ein > Hinweis sein: > >>Selected commercial grade aluminum electrolytics can approach the required >>DC leakage although their aperiodic noise bursts (mechanism not understood; >>reader comments invited) are a concern. > > Seine Schaltung ist ja ein "peak to peak noise detector". Da könnten ihn > die ominösen Bursts so gestört haben, daß er eine Lösung mit Elkos > verworfen und sich gleich auf Tantals versteift hat. Da er die nicht in > beliebiger Größe bezahlbar bekommen konnte, hat er die Schaltung am > Eingang dann relativ hochohmig abgeschlossen. Klar das ist sicher der Grund dafür. Deshalb habe ich ja auch oben den 3000 Mikrofarad Folienkondensator angegeben, der sogar weniger kostet, als der Tantal von Jim Williams bei angenommen besserer Leistung und mehr Kapazität. Ich weiß nicht was er mit den "Noise Bursts" gemeint hat. Ich werde ja auch erstmal Elkos nehmen und zwar richtig große (10000-47000 Mikrofarad), hoffe das ich da nichts sehe, Anja hat sich jedenfalls auch nicht über solche Phänomene beschwert. Bzw. wer weiß ob das wirklich vom Kondensator kam. > Ein anderer Erklärungsversuch könnte sein, daß er die Referenzen > AC-mäßig nicht niederohmiger belasten wollte. Was aber sinnlos ist, denn die AC-Belastung bezieht sich auf das Rauschen selbst. Die Referenzen zeichnen sich ja gerade dadurch aus keine Wechselspannung einzuprägen. An Wechselspannungen kann man mit diesem Meßverfahren sowieso nicht arbeiten, das kann er also auch nicht im Sinn gehabt haben. Denkbar wäre eher, daß er die DC-Belastung begrenzen wollte durch begrenzte Kapazität. Der Schalter von Anja ist ja soweit ich gesehen habe in AN124 nicht drin. Aber es wird wohl eher so sein (s.o.), daß der Tantal eben der größte war, den er kriegen konnte. Hätte er doch mal bei Fokos geschaut. Das ändert allerdings an der ungünstigen Eingangsstufe mit diskreten Bauteilen, bzw. allgemein die Verwendung von JFET nichts. Ich glaube Jim Williams ist ein alter HFler. Die Sachen nahe DC sollte er vielleicht lassen. Oder er hatte ne schlechte Woche wie jeder mal. k.A. Mein Vorwurf des Kardinalfehlers bezieht sich darauf eine Schaltung auf Rauschen optimieren zu wollen, die sich gar nicht optimieren läßt, wenn man mit solch hohen Widerständen arbeitet. Es bezieht sich nicht darauf grundsätzlich diesen hohen Eingangswiderstand gewählt zu haben. Durch das hohe Widerstandsrauschen fällt das Spannungsrauschen des OPV kaum ins Gewicht. In diesem Fall, dann genau dieses Spannungsrauschen optimieren zu wollen ist Arbeit für die Katz und in diesem Falle sogar noch fehlerhaft, augenscheinlich hat er ein schlechteres Spannungsrauschen (Dank JFet 1/f Problematik). Was mir dabei gerade kommt: Der 1,2 KOhm Eingangswiderstand aus AN124 rauscht bereits mit 4,41 nV/Wurzel(Hz). Der 1 KOhm Eingangswiderstand von Anja mit 4,05 nV/Wurzel(Hz). Die AN124-Schaltung rauscht mit 16 nV/Wurzel(Hz), die von Anja mit 11 nV/Wurzel(Hz). Die Schaltung von Gerhard Hoffmann hat einen 10 kOhm Eingangswiderstand, der alleine schon mit 12,73 nV/Wurzel(Hz) rauscht. Die Gesamtschaltung soll aber nur mit 0,2 nV/Wurzel(Hz) rauschen? Wie kann das sein? Irgendwie verstehe ich das gerade nicht.
>Die Schaltung von Gerhard Hoffmann hat einen 10 kOhm Eingangswiderstand, >der alleine schon mit 12,73 nV/Wurzel(Hz) rauscht. Die Gesamtschaltung soll >aber nur mit 0,2 nV/Wurzel(Hz) rauschen? >Wie kann das sein? Irgendwie verstehe ich das gerade nicht. Genau. Meine Worte... >Ich weiß nicht was er mit den "Noise Bursts" gemeint hat. Könnte auch Popcorn-Noise gewesen sein von seinen JFETs selbst! Hat was mit Herstellungsfehlern auf dem Chip zu tun, defekte Passivierungsschichten und ähnliches. Diese Störungen tauchen plötzlich auf und sind dann stunden- und tagelang wieder weg. Braucht also garnichts mit den Elkos zu tun gehabt zu haben. Von Akkus ist so etwas bekannt. NiCd-Zellen sollen solche Burst-Kaskaden zeigen. Wahrscheinlich Gasbläschen, die sich von den Kontakten lösen oder dort anderen Unfug treiben. Ein Foliencap oder gar ein X7R ist vielleicht sinnvoller als etwas mit Elektrolyten, wo es dauernd "blubbert".
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Die 10K sind gerade so gewählt, dass nach 40 dB Verstärkung der Bias-Strom höchstens ein halbes Volt Offset macht, damit man nicht den nutzbaren Ausgangshub verliert. Kleinere Widerstände würden entsprechend größere Folienkondensatoren erfordern. Das Messobjekt liegt parallel dazu und darf höchstens etwa 5 Ohm haben, sonst rauscht es schon mehr als der Verstärker. Bei einer Quelle von 60 Ohm rauscht es schon 13 dB schlimmer als der kurz- geschlossene Eingang. Bei einer 10k-Quelle ware man schon völlig in sinnlosem Gebiet. 60 Ohm liefert ziemlich genau 1 nV/sqrt Hz, das ist eine sehr kommode Kalibrierlinie. Es ist nicht der Verstärker, der mit 60 Ohm mehr rauscht als kurzgeschlossen, sondern das thermische Rauschen der Quelle selber. Man kann damit absolute Messungen machen, auch wenn man Frequenzgang & Verstärkung nur schätzungsweise kennt. Ich habe mit guten X7R-Kondensatoren übrigens keine Nachteile feststellen können. Es ist dann aber doch bei knapp 2 Dutzend 10uF-Folien von WIMA geblieben, auch wenn die, die ich bekommen konnte, nicht auf die Platine passen sondern im dead bug style eingelötet wurden. Das ist jetzt aber nicht mehr fotogen. Der Trick mit dem Mitteln von vielen OpAmps war schon im LT1028-Datenblatt vor 20 Jahren. Enrico Rubiola hat auf seiner Website auch einen rauscharmen Verstärker mit MAT-02 oder so, sehr empfehlenswert. < http://www.rubiola.org/ >, der schreibt aber so fleißig dass ich jetzt keine Zeit habe, die genaue URL zu suchen. Er stellt auch tiefschürfende Betrachtungen über die Steil- heit des 1/f-Anstiegs an und ich glaube, er hat die Erklärung für den steilen Rauschanstieg bei meinen Batterie-Messungen. Das ist ganz einfach Drift. Ich glaube übrigens, dass es gar nicht so gut ist, die untere Grenzfrequenz des Verstärkers so tief zu zwingen. Ich habe nichts gefunden, was weniger 1/f hatte als die ada4898. Dann kann man auch bei 10 Hz dicht machen und den Abfall im gemessenen Spektrum mit einrechnen. Das ist letztlich besser für den Dynamikbereich und gesünder für die Eingangstransistoren. Und der Eingangs- kondensator geht auch nicht so ins Geld. Ich habe noch ein paar Bildchen von Vorläufern unter < https://picasaweb.google.com/103357048842463945642/LowNoisePreamplifiers?authuser=0&feat=directlink > Gruß, Gerhard
Kai Klaas schrieb: > NiCd-Zellen sollen solche Burst-Kaskaden zeigen. Wahrscheinlich > Gasbläschen, die sich von den Kontakten lösen oder dort anderen Unfug > treiben. NiCd nun genau nicht. Das ist so das stillste das man bekommen kann. < http://www.hoffmann-hochfrequenz.de/downloads/NoiseMeasurementsOnChemicalBatteries.pdf > Fred Walls vom NIST hat ein Mess-System aufgebaut das durch Kreuz- korrelation noch 10 dB tiefer kam als ich und auch bei ihm wurde die Messgrenze erreicht. Time/Freq-Group at www.nist.gov oder so, filename 1133.pdf WIMRE. ps die URL ist am Schluss des .pdf- files.
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Kai Klaas schrieb: >>Ich weiß nicht was er mit den "Noise Bursts" gemeint hat. > Könnte auch Popcorn-Noise gewesen sein von seinen JFETs selbst! Hat was > mit Herstellungsfehlern auf dem Chip zu tun, defekte > Passivierungsschichten und ähnliches. Diese Störungen tauchen plötzlich > auf und sind dann stunden- und tagelang wieder weg. Braucht also > garnichts mit den Elkos zu tun gehabt zu haben. Von Akkus ist so etwas > bekannt. NiCd-Zellen sollen solche Burst-Kaskaden zeigen. Wahrscheinlich > Gasbläschen, die sich von den Kontakten lösen oder dort anderen Unfug > treiben. Ein Foliencap oder gar ein X7R ist vielleicht sinnvoller als > etwas mit Elektrolyten, wo es dauernd "blubbert". Gut so Sachen wie Rekombination im Elko könnten mal ungleichmäßig ablaufen, aber man muß sich ja überlegen, daß der Elko ja praktisch kaltgestellt ist. Wenn der Kondensator geladen ist und man die Messung durchführt passiert ja absolut nichts am Kondensator. Er verliert ein bißchen durch Selbstentladung, was wieder hinzugeführt wird. Das ist ja kein Schaltnetzteil, daß 1 Mio Mal die Sekunde den Kondensator mit Übernennstrom entlädt und lädt. In diesem "gemütlichen" Zusatnd mag ich an solche schwerwiegenden Effekte nicht glauben. Da aber aus AN124 kein Vorwiderstand ersichtlich ist, könnte er den Kondensator direkt angeschlossen haben. Das ware dann natürlich heftiger als über Vorwiderstand. Aber selbst dann sehe ich das Problem nicht als wirklich groß an. Gut ich werd's ja sehen, zur Not muß ich Folienkondensatoren nehmen (2000 Euro für 15000 Mikrofarad hüstel). Es muß einfach mit Elkos klappen :-) Mein Eingangswiderstand ist 100 Ohm, also 1,273 nV/Wurzel(Hz), Kapazität 15000 Mikrofarad, bzw. mangels Exemplar erst mal mit 10000 Mikro.
Gerhard Hoffmann schrieb: > Die 10K sind gerade so gewählt, dass nach 40 dB Verstärkung der > Bias-Strom höchstens ein halbes Volt Offset macht, damit man nicht > den nutzbaren Ausgangshub verliert. Kleinere Widerstände würden > entsprechend größere Folienkondensatoren erfordern. > Das Messobjekt liegt parallel dazu und darf höchstens etwa 5 Ohm > haben, sonst rauscht es schon mehr als der Verstärker. Bei einer > Quelle von 60 Ohm rauscht es schon 13 dB schlimmer als der kurz- > geschlossene Eingang. Bei einer 10k-Quelle ware man schon völlig > in sinnlosem Gebiet. Also wenn das Messobjekt parallel zu dem 10 KOhm R2 Widerstand liegt, dann ist es ja DC gekoppelt. Wofür die Kondensatoren dann nützlich sein sollen erschließt sich mir nicht sofort. Das schränkt natürlich den Einsatz ein, wenn das Meßobjekt DC gekoppelt ist. Was machst Du damit? Kanalrauschen von FETs messen? > Ich habe mit guten X7R-Kondensatoren übrigens keine Nachteile > feststellen können. Es ist dann aber doch bei knapp 2 Dutzend > 10uF-Folien von WIMA geblieben, auch wenn die, die ich bekommen > konnte, nicht auf die Platine passen sondern im dead bug style > eingelötet wurden. Das ist jetzt aber nicht mehr fotogen. Ich würde sowieso die Fokos immer vorziehen, selbst wenn es gute X7R sind, erreichen sie die Fokos nicht. Fokos in diesem Stil zu lten auf Pads ist wohl sehr schwierig ohne die Fokos anzukokeln. Hast Recht lieber kein Foto zu machen. > Der Trick mit dem Mitteln von vielen OpAmps war schon im > LT1028-Datenblatt vor 20 Jahren. Ja ist im aktuellen immer noch drin, mir aber nicht ins Auge gestochen. > Das ist ganz einfach Drift. Ja tieffrequentes Rauschen ist oft Thermospannung oder anderweitiger Temperaturdrift. > Ich glaube übrigens, dass es gar nicht so gut ist, die untere > Grenzfrequenz des Verstärkers so tief zu zwingen. Den Satz verstehe ich nicht ganz. Wir setzen die ja hoch von DC auf 0,1 Hz, damit wir an DC führenden Objekten trotzdem Rauschspannungen messen können. Ich habe nichts gefunden, was weniger 1/f hatte als die ada4898. Also mangels Datenblattangaben vom ADA4898 kann das theoretisch sein, nur hat der LT1028 den phänomenalen Wert von 3,5 nV/Wurzel (Hz). Und wenn ich mir das Spektrum Deiner Schaltung mit ADA4898 ansehe sind das geschätzt jedenfalls nicht weniger (wenn auch wohl nicht viel mehr), irgendwas auch zwischen 3 und 4. Okay das ist auch sehr gut, vielleicht besser vielleicht schlechter. Könntest Du ja vermessen, Dein Verstärker ware ja genau genug für so eine Messung. > Dann kann man > auch bei 10 Hz dicht machen und den Abfall im gemessenen Spektrum > mit einrechnen. Das erste Problem ist, daß der Verstärker ja für den Oszillographen ist, somit wir kein Spektrum erfassen können. Um den Eingangskondensator kommen wir nicht herum um DC zu unterdrücken. Dafür können wir an beliebigen DC-Offsets noch Rauschmessungen durchführen. >Das ist letztlich besser für den Dynamikbereich > und gesünder für die Eingangstransistoren. Und der Eingangs- > kondensator geht auch nicht so ins Geld. Im Falle eines Elkos kostet der ja vielleicht 10 Euro, das ist okay. Teuer wird es halt mit Fokos.
Der Widerstand nach Masse muss nicht so niederohmig sein. Das Rauschen des Widerstandes ist vor allem an der unteren Frequenzgrenze und darunter von Bedeutung. Bei den niedrigen Frequenzen ist das weiße Rauschen des Widerstandes aber gegen das 1/f Rauschen des Verstärkers zu vernachlässigen, selbst wenn es 10 K oder mehr sind. Die gut 10 nV/sqrt(Hz) auf vielleicht 0,1 Hz Bandbreite sind gegen das 1/f-Rauschen des OPs zu vernachlässigen. Mit 10 K die untere Grenzfrequenz in der Regel noch einiges niedriger liegen. Bei den höheren Frequenzen (d.h. über etwa 0,1 Hz) liegt die Impedanz der Quelle parallel zum Widerstand nach Masse und da will man eigentlich gerade nicht das die Quelle belastet wird und damit zu wenig Spannung gemessen wird. Den Widerstand darf man also so hoch wählen, das man keine Probleme mit dem Offset bekommt. Er muss auch groß gegen die Impedanz der Signalquelle sein. Störend an einem großen Widerstand ist eher die dann sehr niedrige untere Grenzfrequenz, und ggf. der Offset durch den Bias-Strom. Den Kondensator muss man nicht nur wegen der unteren Grenzfrequenz groß wählen, sondern vor allem wegen des Stromrauschens - mit dem LT1028 braucht man deshalb mehr Kapazität, nicht wegen des Widerstandes nach Masse. Dabei macht es dann auch nicht viel wenn die analoge untere Grenzfrequenz deutlich unter 0,1 Hz ist - vor der eigentlichen Messung wird man zumindest mit Elkos so oder so einige Zeit warten müssen. Sofern man die Zeitkonstante kennt, könnte man den Rest von der RC Kombination sogar noch rechnerisch korrigieren. Beim LT1028 ist hat der Rauschstrom rund 3 mal höher als beim LT1037, und das Spannungsrauschen dafür nur rund halb so hoch - entsprechend sollte der Kondensator beim LT1028 rund 6 mal so groß sein wie beim LT1037 um ähnliche Verhältnisse und damit das etwa halbe Rauschen zu erreichen. Gerade beim 1/f Rauschen gibt es starke Streuungen von Exemplar zu Exemplar. Da lohnt es ggf. die OPs zu selektieren. Selektieren kann dabei auch effektiver sein als einfach mehr parallel - selektiert braucht man den Kondensator nicht größer machen. Mir wäre ggf. ein selektierter LT1037 fast lieber als ein typischer LT1028.
>Fred Walls vom NIST hat ein Mess-System aufgebaut das durch Kreuz- >korrelation noch 10 dB tiefer kam als ich und auch bei ihm wurde >die Messgrenze erreicht. Du meinst das Paper im Anhang? >Es muß einfach mit Elkos klappen :-) Da wohl der Leckstrom entscheidend ist, weil dieser rauscht, solltest du den Elko lange an einer Konstantspannung "formieren", bis ein ganz kleiner Sättigungleckstrom erreicht wird. Das kann durchaus eins zwei Tage dauern. In jedem Falle ist es lohnend, aus einer größeren Anzahl von identischen Elkos ein leckstromarmes Exemplar zu selektieren.
Es reicht völlig, wenn der Quellwiderstand nur ac-mäßig den Eingang des Verstärkers belastet. Das Xc rauscht nicht. Und das Xc muss klein genug sein, dass an ihm keine große Spannung abfällt. Der kleine Quellwiderstand muss halt den Verstärker- eingang hinreichend kurzschliessen können. Ganz früher habe ich externe SMA-Kurzschlüsse und 50 Ohm-Abschlüsse vor dem Kondensator benutzt. Was ist praktisch kein unterschied, aber die Schrauberei mit dem Drehmomentschlüssel ist lästig. Ein Kurz- schlussschalter direkt am Eingang kann auch für das Messobjekt unangenehme Folgen haben. Man muss auch während des Anstöpselns einer nennenswerten DC-Spannung die OpAmp-Eingänge kurzschliessen können, sonst fließt der Ladestrom für den fetten Eingangskondensator durch die Basen. Wenn man die BE-Strecke in den Zenerdurchbruch treibt, dann war's das für die Eingangstransistoren in Bezug auf Rauscharmut. Ist mir aber schon ohne Folgen passiert, zumindest mit kleinen Vdc. Die 20 parallelen Eingänge können schon was ab. Es gibt wohl bei den integrierten OpAmps Schutzdioden, aber aus begreiflichen Gründen keine Strombegrenzungswiderstände. btw Auf einem der Picasa-Fotos ist so ein SMA-Kurzschluss zu sehen. ja, das ist das richtige paper.
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>ja, das ist das richtige paper.
Hatte ich von Abdul.
Ja, du hast Recht. NiCd sieht in dem Paper und in deinen Messungen sogar
besonders gut aus! Ich hatte einen Link, wo NiCd unter Last nicht so gut
rauskommt. Dummerweise finde ich ihn jetzt nicht.
Ulrich H. schrieb: > Der Widerstand nach Masse muss nicht so niederohmig sein. Das > Rauschen > des Widerstandes ist vor allem an der unteren Frequenzgrenze und > darunter von Bedeutung. Bei den niedrigen Frequenzen ist das weiße > Rauschen des Widerstandes aber gegen das 1/f Rauschen des Verstärkers zu > vernachlässigen, selbst wenn es 10 K oder mehr sind. Die gut 10 > nV/sqrt(Hz) auf vielleicht 0,1 Hz Bandbreite sind gegen das 1/f-Rauschen > des OPs zu vernachlässigen. Moment mal. Habe ich doch oben eben gerade gerechnet. Der 10 KOhm Widerstand alleine rauscht weiß von 0,1 bis 10 Hz mit 12,73 nV/Wurzel(Hz). Der LT1028 dagegen rauscht weiß und rosa zusammen von 0,1 bis 10 Hz mit nur 3,5 nV/Wurzel(Hz). Beim Widerstand kommt noch Rosa Rauschen dazu. Von Vernachlässigen kann also keine Rede sein. Wie man sieht ist der 10 KOhm Widerstand der dominierende Rauschfaktor. Gut die Titulatur als Eingangswiderstand ist vielleicht unglücklich, weil dieser bezogen auf den OPV allein durch die Impedanz der Kapazität bestimmt wird. Bezogen auf die Quelle wirkt natürlich auch der Widerstand. In Serie wohlgemerkt. Von den 12,73 nV/Wurzel(Hz) + Rosa Rauschen + Stromrauschen des OPV multipliziert(ohne Wurzel!) mit dem 10 KOhm Widerstand kommt da ein sattes Sümmchen zusammen, was da an Rauschen am OPV-Eingang anfällt. Dabei ist es völlig egal was am Eingang liegt. > Mit 10 K die untere Grenzfrequenz in der > Regel noch einiges niedriger liegen. Die Grenzfrequenz ergibt sich aus fg=1(2*Pi*R*C) Ich bestimme ja R und C damit ich genau die Grenzfrequenz bekomme, die ich haben möchte. Und ich muß exakt 0,1 Hz haben. > Bei den höheren Frequenzen (d.h. über etwa 0,1 Hz) liegt die Impedanz > der Quelle parallel zum Widerstand nach Masse und da will man eigentlich > gerade nicht das die Quelle belastet wird Wie soll das gehen? Der Quelleninnnenwiderstand einer Spannungsquelle kann nur in Serie liegen, was anderes geht gar nicht. Der Quellenwiderstand ist hoch und in Serie also kein Problem mit dem kleinen Widerstand nach Masse am OPV-Eingang. Die Quelle wird nicht belastet. Bei sehr niederohmigen Quellen müßte man zwangsläufig mehr Widerstand nehmen und dadurch mehr Rauschen in Kauf nehmen, aber das ist ja nicht der Fall. >und damit zu wenig Spannung > gemessen wird. Verstehe ich nicht. Die Quelle will niemand messen. Die Quelle ist DC und genau deswegen habe ich ja überhaupt einen Hochpassfilter am OPV-Eingang um die Quelle zu eliminieren. Somit kann ich rein das Rauschen messen. Okay, wenn Du die Rauschspannungsquelle modellierst ja schön. Aber egal wie, wenn ich das Leerrauschen des Verstärkers messe gibt es diese ja gar nicht, der Eingang ist kurzgeschlossen. > Den Widerstand darf man also so hoch wählen, das man > keine Probleme mit dem Offset bekommt. Welchem Offset? Ibias * R interessiert da überhaupt nicht. Das Rauschen interessiert doch. Bzw. R ist genau so zu wählen, daß sich die Grenzfrequenz 0,1 Hz bildet. > Er muss auch groß gegen die > Impedanz der Signalquelle sein. Störend an einem großen Widerstand ist > eher die dann sehr niedrige untere Grenzfrequenz Die Grenzfrequenz muß 0,1 Hz sein, das ist ein festgelegter Parameter, siehe Thema. Ja niedriger will man ganz sicher nicht sein, sonst muß ja der Kondensator größer werden. Größerer Kondensator -> kleinerer Widerstand. Größerer Widerstand -> Kleinerer Kondensator. Kondensator * Widerstand ist ein fixer Wert. , und ggf. der Offset > durch den Bias-Strom. Vollkommen irrelevant. Ich optimiere auf Rauschen, das bedeutet, den Kondensator so groß wie möglich machen, damit ich den Widerstand so klein wie möglich machen kann. Kleiner Widerstand bedeutet wenig Rauschen. Großer Widerstand bedeutet viel Rauschen. Und zwar immer im Hinterkopf behalten, daß nicht nur das Widerstandsrauschen mit jedem Ohm mehr mit Wurzel(Ohm) steigt, sondern viel schlimmer noch das Stromrauschen des OPV mit quadratisch Wurzel(Ohm) am Widerstand eingeht. Die Wahl des Widerstandes wird also durch den OPV bestimmt. Bei einem LT1037 kann ich noch mit 1 KOhm arbeiten (siehe Anja), bei einem LT1028 sind 100 Ohm richtig. 10 Kiloohm ware in beiden Fallen der Supergau bzgl. dem Rauschen. Was glaubt ihr warum Jim Williams sich einen abbricht um mit JFETs das Stromrauschen klein zu machen, damit sein 1,2 KOhm noch mit dem 1300 Mikrofarad Kondensator zusammenpasst. Sein Fehler war, daß er an der falschen Stelle optimiert hat, der LT1037 hätte es bzgl. Stromrauschen schon alleine bei 1,2 KOhm getan. Aber durch die JFETs hat er starkes Spannungsrauschen bekommen, wegen der geringen Grenzfrequenz (ich sags noch mal die ist fix vorgegeben). Das Stromrauschen trifft auf den Widerstand und dann habe ich die unerwünschte Rauschspannung. und da die quadratisch eingeht ggü. den anderen Faktoren wird die bei hohen Widerständen schnell zur alles bestimmenden Größe. > Den Kondensator muss man nicht nur wegen der unteren Grenzfrequenz groß > wählen, sondern vor allem wegen des Stromrauschens - mit dem LT1028 > braucht man deshalb mehr Kapazität, nicht wegen des Widerstandes nach > Masse. Dabei macht es dann auch nicht viel wenn die analoge untere > Grenzfrequenz deutlich unter 0,1 Hz ist - vor der eigentlichen Messung > wird man zumindest mit Elkos so oder so einige Zeit warten müssen. > Sofern man die Zeitkonstante kennt, könnte man den Rest von der RC > Kombination sogar noch rechnerisch korrigieren. Das kann ja niemals funktionieren, ich kann doch keine Rechnung die Messung ersetzen lassen. Das würde gehen, wenn jede Rauschquelle linear ware aber die Rauschquellen sind garantiert nicht linear und haben einen unvorhersehbaren Frequenzverlauf. Da kann ich nicht von 1-10 Hz messen und dann verdoppeln o.ä.. Außerdem will ich das Rauschen ja genau so verstärken, damit ich es auf dem Oszilloskop sehen und vermessen kann. > Beim LT1028 ist hat der Rauschstrom rund 3 mal höher als beim LT1037, > und das Spannungsrauschen dafür nur rund halb so hoch - entsprechend > sollte der Kondensator beim LT1028 rund 6 mal so groß sein wie beim > LT1037 um ähnliche Verhältnisse und damit das etwa halbe Rauschen zu > erreichen. Das hat doch mit dem Kondensator nichts zu tun. Der Widerstand muß durch viel niedriger sein. Dadurch, daß der Widerstand niedriger ist muß ich den Kondensator entsprechend vergrößern um wieder auf fg=0,1 Hz zu kommen. Der Hochpassfilter muß immer gleich sein. > Gerade beim 1/f Rauschen gibt es starke Streuungen von Exemplar zu > Exemplar. Da lohnt es ggf. die OPs zu selektieren. Selektieren kann > dabei auch effektiver sein als einfach mehr parallel - selektiert > braucht man den Kondensator nicht größer machen. Also nichts für ungut, aber überleg mal: a) ich selektiere 20 OPVs um mit Gluck einen zu finden, der die Hälfte rauscht. b) ich schalte 20 parallel und habe garantiert fast 1/5 des Rauschens. Für garantiert (und nicht nur Selektionsglück) die Hälfte Rauschen kann ich 4 zusammenschalten, da ist es doch offensichtlich. Und wie viele Exemplare eines LT1037 ich selektieren muß um auf die Werte eines LT1028 zu kommen will ich gar nicht denken. Ja wenn man mit 10 KOhm Widerständen hantiert wundert es mich nicht, daß der LT1028 bei Dir unbeliebt ist. Aber dann bist Du auch weit von den Rauschwerten weg, die wir hier erzielen möchten. Da wir genau Rauschen messen wollen, muß der Rauschmeßverstärker logischerweise ein deutlich niedrigeres Eigenrauschen aufweisen, als das was wir messen möchten. Idealerweise läge das Gesamtrauschen dieses Rauschmessverstärkes bei dem Rauschen eines 100-150 Ohm Widerstandes bzw. natürlich lieber deutlich darunter. Wie widersinnig da ein 10 KOhm Widerstand ist, sollte offensichtlich sein.
>b) ich schalte 20 parallel und habe garantiert fast 1/5 des Rauschens.
Vorsicht: Du hast 1/SQRT(20) des Spannungsrauschens, aber auch das
SQRT(20)-fache Stromrauschen!
Hallo, zur Op-Amp Auswahl möchte ich noch auf folgende Design Note hinweisen: http://cds.linear.com/docs/en/design-note/dn003f.pdf Die Quellimpedanz und der Einsatzbereich (1/f oder Wideband) ergeben den geeigneten Op-Amp. Nachdem also bei mir die Quellimpedanz mit Hilfe des Forums auf ca 1,5-1,0 K festgelegt war ergab sich alles andere zwangsläufig da ich auf keinen Fall etwas komplizierteres als 2 OP-Amps und Filter 4. Ordnung haben wollte. Zu den Elkos: vor dem selektieren so 1-2 Tage Formierung Abwarten. Wie branadic schon erwähnt hatte sind normale 85 Grad Elkos besser im Leckstrom als 105 Grad (low ESR) Typen. Beim Löten der Elkos die Wärme mit einer Pinzette o.ä. vom Elko fernhalten sonst steigt der Leckstrom erheblich!!! Ich lasse immer einen 9V-Block angeschlossen damit die Formierung nicht verloren geht. Ansonsten habe ich wieder 1-2 Tage komische Effekte. (= Fasching). Gruß Anja
Angehängte Dateien:
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Eingangsimpedanz.png
2,3 KB
Frank schrieb: > Moment mal. Habe ich doch oben eben gerade gerechnet. Der 10 KOhm > Widerstand alleine rauscht weiß von 0,1 bis 10 Hz mit 12,73 > nV/Wurzel(Hz). > Der LT1028 dagegen rauscht weiß und rosa zusammen von 0,1 bis 10 Hz mit > nur 3,5 nV/Wurzel(Hz). Beim Widerstand kommt noch Rosa Rauschen dazu. > Von Vernachlässigen kann also keine Rede sein. > > Wie man sieht ist der 10 KOhm Widerstand der dominierende Rauschfaktor. Du ignorierst völlig, dass die Quellimpedanz durch den Eingangskondensator AC-mäßig parallel zum Eingangswiderstand liegt und somit die Eingangsimpedanz reduziert. Das Rauschen wird somit nicht durch den 10k Widerstand sondern durch das gesamte Netzwerk aus Eingangswiderstand, -kondensator und Quellimpedanz bestimmt. > Dabei ist es völlig egal was am Eingang liegt. Eben nicht. > Quelleninnnenwiderstand einer Spannungsquelle kann nur in Serie liegen, > was > anderes geht gar nicht. Der Quellenwiderstand ist hoch und in Serie also > kein > Problem mit dem kleinen Widerstand nach Masse am OPV-Eingang. Soso, der Quellwiderstand einer Spannungsquelle ist also hoch? Interessante Theorie. Idealerweise ist er sehr niedrig. > Welchem Offset? Ibias * R interessiert da überhaupt nicht. Das Rauschen > interessiert doch. Bzw. R ist genau so zu wählen, daß sich die > Grenzfrequenz 0,1 Hz bildet. >> durch den Bias-Strom. > Vollkommen irrelevant. > Ich optimiere auf Rauschen, das bedeutet, den Kondensator so groß wie > möglich machen, damit ich den Widerstand so klein wie möglich machen > kann. Auch hier: Der Eingangswiderstand kann hoch gewählt werden, da er AC-mäßig parallel zur Quellimpedanz liegt. Die maximale Höhe wird durch die Leckströme bestimmt. Das Gesamtrauschen ist stark von der Quellimpedanz abhängig. > Was glaubt ihr warum Jim Williams sich einen abbricht um mit JFETs das > Stromrauschen klein zu machen, damit sein 1,2 KOhm noch mit dem 1300 > Mikrofarad Kondensator zusammenpasst. Sein Fehler war, daß er an der > falschen Stelle optimiert hat, der LT1037 hätte es bzgl. Stromrauschen > schon alleine bei 1,2 KOhm getan. Jim Williams vermisst eine Referenz mit einer Ausgangsimpedanz von ca. 20mOhm im relevanten Bereich. Somit sieht sein J-FET am Eingang die Impedanz, wie im Anhang. Von 1,2kOhm kann nicht die Rede sein. Sie ist weitestgehen gering, wodurch die Performance der J-FETs besser genutzt werden kann, als es auf den ersten Blick scheint. > ich schalte 20 parallel und habe garantiert fast 1/5 des Rauschens. > Für garantiert (und nicht nur Selektionsglück) die Hälfte Rauschen kann > ich 4 zusammenschalten, da ist es doch offensichtlich. Du nimmts damit aber in Kauf, dass dein Stromrauschen Wurzel(20) fach höher und der Input Bias Current im worst case 20 mal so hoch. > Ja wenn man mit 10 KOhm Widerständen hantiert wundert es mich nicht, daß > der LT1028 bei Dir unbeliebt ist. Warum dieser arrogante Ton? (auch gegenüber den Herstellern) Ganz offensichtlich gibt es bei dir noch einige Verständnisprobleme. Ich würde mich also nicht zu weit aus dem Fenster lehnen.
Christian L. schrieb: > Das Rauschen wird somit nicht > durch den 10k Widerstand sondern durch das gesamte Netzwerk aus > Eingangswiderstand, -kondensator und Quellimpedanz bestimmt. Du vergißt den input bias Strom des Op-Amps. Gruß Anja
Anja schrieb: > Du vergißt den input bias Strom des Op-Amps. In welcher Hinsicht? Das dieser natürlich nur den Eingangswiderstand sieht sollte, denke ich, klar sein.
Die untere Grenzfrequenz der Eingangsstufe muss nicht 0,1 Hz sein - sie sollte sogar deutlich unter 0,1 Hz sein. Die untere Grenzfrequenz für die Messung ergibt sich aus der Zeit über die man die Daten anschaut, also etwa die Zeitbasis am Oszilloskop, oder die Zeit über die man min. und max. Werte für die Peak-Peak Werte bestimmt. Wenn man wirklich auf einer anlogen unteren Bandgrenze bei 0,1 Hz besteht, kann man das bei Bedarf nach der ersten Verstärkerstufe machen. Das Rauschen des Widerstandes nach Masse kommt nur am Verstärker an, wenn der Eingang offen ist - mit offenem Eingang will man aber eher nicht messen. Mit kurzgeschlossenem Eingang (vor der Kondensator) oder niederohmiger Quelle wird die Rauschspannung des Widerstandes durch den Kondensator gefiltert. Man hat also nur eine Bandbreite die der untere Grenzfrequenz entspricht - vom weißen rauschen des Widerstandes bleibt bis 0,1 Hz oder weniger da nicht viel über. Anteile an rosa Rauschen sollten bei dem nur kleinen Biasstrom durch den Widerstand eher zu vernachlässigen sein. Das dürfe so in der Größenordnung 3-4 nV (effektiv bei 0,1 Hz Grenzfrequenz) sein. Bei 0.01 Hz analoge Bandbreite Entsprechend bei rund 1 nV. Der LT1028 bringt gut 6 nV (eff) vom Spannungsrauschen und je nach Kondensator einiges mehr (z.B. etwa 10 nV bei 10 mF Kapazität) vom Stromrauschen. Man darf natürlich den Widerstand nur dann groß machen, wenn man die untere Grenzfrequenz nicht fest auf 0,1 Hz festlegt. Das Problem ist aber auch dann nicht das Rauschen des Widerstandes, sondern das Stromrauschen des OPs. Wenn man so will kann man das Rauschen des Widerstandes zusammen mit dem Kondensator als 1/f Rauschen Interpretieren. Muss also die 13 nV/Sqrt(Hz) des 10 K Widerstandes mit den z.B. 50-500 nV/sqrt(Hz) des OPs bei der unteren Grenzfrequenz (0.01 Hz ... 0.1 Hz) vergleichen. Die Eingangsimpedanz der Gesamten Schaltung wird vor allem durch den Widerstand festgelegt. Wenn man da nicht mehr deutlich über der Impedanz der Quelle ist, misst man zu wenig. Das wird nicht so dramatisch viel sein, aber viel weiter als 100 Ohm wird man nicht runter gehen dürfen und entsprechend dürft man nach der Rechnung auch nicht größer als etwa 15 mF für die Elkos werden. Da dann schon das Stromrauschen dominiert, ist ein parallelschalten von Verstärkern und ggf. schon der LT1028 eher kontraproduktiv. Je nach Größe des Kondensators kommt halt gut die Hälfte des Rauschens vom Stromrauschen des OPs. Mehr OPs parallel machen da nur Sinn, wenn man auch den Kondensator entsprechend vergrößert - dem sind aber Grenzen (nicht nur beim Preis) gesetzt. Per Selektion der OPs kann man ggf. ein besseres Exemplar finden, ohne das der Rauschstrom höher wird. Auch beim Parallelschalten sollte man aufpasst, sonst kann einem ein schlechtes Exemplar viel kaputt machen. So wie es aussieht gibt es da einige wenige wirklich schlechte Exemplare bei die auch schon mal 2-3 mal mehr als Typisch rauschen. Für das halbe Rauschen bräuchte es halt nicht nur 4 gleich gute OPs (bei ungleichen mehr), sondern auch einen 4 (real eher mehr) mal so großen Kondensator.
Gerhard Hoffmann schrieb: > Man muss auch während des Anstöpselns > einer nennenswerten DC-Spannung die OpAmp-Eingänge kurzschliessen > können, sonst fließt der Ladestrom für den fetten Eingangskondensator > durch die Basen. Wenn man die BE-Strecke in den Zenerdurchbruch > treibt, dann war's das für die Eingangstransistoren in Bezug auf > Rauscharmut. (1) Man kann den Halbleiter tempern auf hoher Temperatur. Das müßte das gestörte Verhalten wieder fast komplett rückgängig machen. > Ist mir aber schon ohne Folgen passiert, zumindest mit kleinen Vdc. > Die 20 parallelen Eingänge können schon was ab. Es gibt wohl bei den > integrierten OpAmps Schutzdioden, aber aus begreiflichen Gründen > keine Strombegrenzungswiderstände. > (2) Beim Parallelschalten spielt die Varianz einem entgegen. Stell dir vor du hast einen sehr schlechten dabei, der kann dir 10 andere wertmäßig zunichte machen. Eigentlich ne interessante Rechenaufgabe!! Da wird es ausgehend von der Varianzkurve des Einzelbauelements ein hartes Limit geben, ab dem die weitere Zusammenschaltung dann keinen Sinn mehr macht. (3) Ich finde bloße Spannungsrauschangaben als Alleinstellungsmerkmal eher unfachmännisch. Das ist so wie wenn ich nur die PMPO angebe. Enscheidend ist doch die Rauschleistung an einem bestimmten Eingangswiderstand. (Sorry Ulrich, ich war zu langsam beim Lesen. Warum lese ich das überhaupt? Macht das Projekt irgendeinen realen Sinn?)
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Für die ursprüngliche Aufgabe wurde eine gut funktionierende Lösung gefunden. Das sollte auch für die meisten ähnlichen Anwendungen ausreichen. So wie es aussieht will Frank eine ähnliche Schaltung aufbauen, hat aber da wohl noch ein paar Missverständnisse mit der Funktionsweise. Im wesentlichen geht es halt um einen Verstärker mit sehr geringem Rauschen in LF Bereich und AC Kopplung am Eingang. Ganz so weit runter muss man mit dem Rauschen vermutlich normal nicht, aber es reizt natürlich schon das beste draus zu machen.
Abdul K. schrieb: > Gerhard Hoffmann schrieb: >> Man muss auch während des Anstöpselns >> einer nennenswerten DC-Spannung die OpAmp-Eingänge kurzschliessen >> können, sonst fließt der Ladestrom für den fetten Eingangskondensator >> durch die Basen. Wenn man die BE-Strecke in den Zenerdurchbruch >> treibt, dann war's das für die Eingangstransistoren in Bezug auf >> Rauscharmut. > > (1) Man kann den Halbleiter tempern auf hoher Temperatur. Das müßte das > gestörte Verhalten wieder fast komplett rückgängig machen. Oh, eine neue Verwendung für den traditionellen Kugelgrill aus de.sci.electronics. Da werden sich die SSOP-8 aber freuen. Bitte nicht die Ausgasphase vergessen! Schutzdioden oder/und Aufpassen mit dem Schalter sind da wohl die bessere Option. > (2) Beim Parallelschalten spielt die Varianz einem entgegen. Stell dir > vor du hast einen sehr schlechten dabei, der kann dir 10 andere > wertmäßig zunichte machen. > Eigentlich ne interessante Rechenaufgabe!! Da wird es ausgehend von der > Varianzkurve des Einzelbauelements ein hartes Limit geben, ab dem die > weitere Zusammenschaltung dann keinen Sinn mehr macht. Meine AD4898, Lt1028, AD797, MAT-02 waren diesbez. absolut gleich. Das ist nicht anders zu erwarten, weil der dominierende Faktor für das Rauschen eines Bipolartransistors der innere Basis-Bahn- Widerstand ist und der variiert nicht von Chip zu Chip über 2 Größenordnungen. Er geht sowieso nur mit der Wurzel ein. Selektionsversuche sind voll für die Hühner. Analog Devices hat seine Datenblattwerte im Griff, die haben bei denen in 30 Jahren immer gestimmt. Wenn da 1nV/sqrt Hz für EINEN Opamp steht, dann ist das so, und 20 Stück sind 13 dB besser. > (3) Ich finde bloße Spannungsrauschangaben als Alleinstellungsmerkmal > eher unfachmännisch. Das ist so wie wenn ich nur die PMPO angebe. > Enscheidend ist doch die Rauschleistung an einem bestimmten > Eingangswiderstand. Der wirkliche Fachmann erkennt sofort, dass er die Früchte einer exzessiv niedrigen Rauschspannung nur ernten kann wenn der Quellwiderstand entsprechend klein ist. Sonst rauscht der Quellwiderstand schon so schlimm, dass man sich die Mühe von vorne herein sparen kann. Und wenn der Rauschstrom nicht gerade völlig krank (im Sinn von definitiv defekt) ist, spielt er bei diesen Impedanzen auch keine Rolle. Es war erstaunlich, wie exakt die theoretische Verbesserung durch das Averagen von 20 OpAmps im realen Leben auf dem Fourier-Analyzer zu sehen war. Wenn Rauschspannung und Rauschstrom zu groß sind, hat man sich offensichtlich in der Auswahl des Bauelements gründlich vertan. > (Sorry Ulrich, ich war zu langsam beim Lesen. Warum lese ich das > überhaupt? Macht das Projekt irgendeinen realen Sinn?) Mein Preamp hat bei der Optimierung eines Frequenzsynthesizers eine Menge realen Sinn gemacht.
Hallo, nach langer durch Unfall bedingter Pause arbeite ich mich wieder ein bissel in das Thema ein. Zu der Stromversorgung ob NiCd oder PB habe @Christian L (cyan) und ich die Pb Variante eindeutig favorisiert. Die Elkos sind bei mir generell 85Grad Typen, ständig an Spannung um die Formierung zu erhalten und gleichmäßige Meßbedingungen zu haben und keine „Faschingseffekte“ wie @Anja sie formulierte, dies ist in Diskussionen mit @branadic auch hier weiter vorne dargelegt. Es sind bei uns 22.000 µF 63 Volt Typen von denen bis zu 8 Stück bei Bedarf par geschaltet werden, ob Tantal-C die bessere Wahl sind ist auch eine Preisfrage. Die Eingangsstufen sind 18 par geschaltete SSM2220 mit gekoppeltem OP27Z im 5mm ALU Gehäuse, mit definierter zentraler Masseführung (siehe dazu die Diskussionen August 2013). Die Werte und Schaltungen, wie auch die vor zwei Jahren versprochenen Meßreihen mit den Ergebnissen, kann ich hoffentlich in zwei bis drei Monaten liefern, wenn ich wieder in meinem Labor bin. Zu @Frank: tippe mal in Youtube den Namen Jim Williams ein, dann weißt Du was er geleistet hat, aus welcher Fachrichtung er kommt und warum er seit einiger Zeit nicht mehr weiterentwickelt. Ist von mir hilfreich gemeint und nicht Oberlehrerhaft. Dies sollte nur ein kurzes Zeichen sein, dass ich noch beim Thema dabei bin Beste Grüße Ralf
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Was Jim Williams betrifft: Ich hatte die Ehre, ihm mal die Hand schütteln zu dürfen, habe sie anschließend drei Wochen lang nicht gewaschen. Jetzt wißt ihr, was ich von ihm halte. Das Bild ist von damals. Er bevorzugte für eine ähnliche Applikation rauscharme FET von Toshiba. "Die like a pankcake" waren seine Worte. Leider waren die Dinger kaum zu beschaffen.
Ulrich H. schrieb: > Die untere Grenzfrequenz der Eingangsstufe muss nicht 0,1 Hz sein > - sie > sollte sogar deutlich unter 0,1 Hz sein. Die untere Grenzfrequenz für > die Messung ergibt sich aus der Zeit über die man die Daten anschaut, > also etwa die Zeitbasis am Oszilloskop, oder die Zeit über die man min. > und max. Werte für die Peak-Peak Werte bestimmt. Wenn man wirklich auf > einer anlogen unteren Bandgrenze bei 0,1 Hz besteht, kann man das bei > Bedarf nach der ersten Verstärkerstufe machen. Ja also jedenfalls darf sie nicht größer als 0,1 Hz sein, soweit sind wir uns ja einig. > Das Rauschen des Widerstandes nach Masse kommt nur am Verstärker an, > wenn der Eingang offen ist - mit offenem Eingang will man aber eher > nicht messen. Mit kurzgeschlossenem Eingang (vor der Kondensator) oder > niederohmiger Quelle wird die Rauschspannung des Widerstandes durch den > Kondensator gefiltert. Man hat also nur eine Bandbreite die der untere > Grenzfrequenz entspricht Hier erhebe ich Einspruch. Meine Messbandbreite ist 0,1 - 10 Hz. Die Bandbreite beträgt also 9,9 Hz. Die 0,1 Hz Bandbreite mag vom Eingangskondensator geschluckt werden. Die restlichen 9,9 Hz fallen am OPV-Eingang an. > - vom weißen rauschen des Widerstandes bleibt > bis 0,1 Hz oder weniger da nicht viel über. Anteile an rosa Rauschen > sollten bei dem nur kleinen Biasstrom durch den Widerstand eher zu > vernachlässigen sein. ok. Aber dieser Anteil ist ja der, der eh geschluckt wird. > Das dürfe so in der Größenordnung 3-4 nV (effektiv bei 0,1 Hz > Grenzfrequenz) sein. Bei 0.01 Hz analoge Bandbreite Entsprechend bei > rund 1 nV. Das ist der Anteil, der nicht am OPV anfällt, weil durch den Kondensator gefiltert. Der viel größere Anteil fällt am OPV an und beträgt bei 10 KOhm: 12,73nV/(Wurzel Hz) * Wurzel(9,9Hz) + rosa(10KOhm) * Wurzel(9,9Hz) + Stromrauschen(OPV) 10000 Ohm 9,9 Hz. > Der LT1028 bringt gut 6 nV (eff) vom Spannungsrauschen und je > nach Kondensator einiges mehr (z.B. etwa 10 nV bei 10 mF Kapazität) vom > Stromrauschen. Man darf natürlich den Widerstand nur dann groß machen, > wenn man die untere Grenzfrequenz nicht fest auf 0,1 Hz festlegt. Das > Problem ist aber auch dann nicht das Rauschen des Widerstandes, sondern > das Stromrauschen des OPs. Das Stromrauschen des OPs ist genau ein weiteres Problem. Aber nur wenn der Widerstand groß ist. Das Stromrauschen wird nämlich vom OPV logischerweise überhaupt nicht verstärkt, fällt somit für den OPV mit 0 an (mal idealisiert). Das Stromrauschen fließt aber durch den Widerstand. Mit U=Irausch*R hat man bei einem 10 KOhm Widerstand 100 mal so viel Spannungsrauschen am OPV, wie bei einem 100 Ohm Widerstand. > Wenn man so will kann man das Rauschen des Widerstandes zusammen mit dem > Kondensator als 1/f Rauschen Interpretieren. Muss also die 13 > nV/Sqrt(Hz) des 10 K Widerstandes mit den z.B. 50-500 nV/sqrt(Hz) des > OPs bei der unteren Grenzfrequenz (0.01 Hz ... 0.1 Hz) vergleichen. Wieso? Alles unter 0,1 Hz ist erstmal irrelevant, weil es ja gar nicht in die Messung eingeht durch die Filter. Interessant ist doch alles was im Bereich 0,1 - 10 Hz geschieht und nicht was unterhalb von 0,1 Hz geschieht, weil das unterhalb ja genau weggefiltert wird. Wir haben bei 0,1 Hz einen Hochpass und keinen Tiefpass, vielleicht hast Du das übersehen. > Die Eingangsimpedanz der Gesamten Schaltung wird vor allem durch den > Widerstand festgelegt. Wenn man da nicht mehr deutlich über der Impedanz > der Quelle ist, misst man zu wenig. Und welche Impedanz hat Rauschen? Und für die Gleichspannungsquelle gilt: Die Eingangsimpedanz ist durch den Kondensator unendlich. Bzw. wird durch den Leckstrom des Kondensators gebildet, also bei 20 nA Leckstrom und 7,2 Volt Quelle sind das 360 Megaohm. > Das wird nicht so dramatisch viel > sein, aber viel weiter als 100 Ohm wird man nicht runter gehen dürfen > und entsprechend dürft man nach der Rechnung auch nicht größer als etwa > 15 mF für die Elkos werden. Ja auf diese Werte bin ich auch gekommen. Allerdings wären 150 mF und 10 Ohm natürlich besser für das Rauschverhalten des Verstärkers. > Da dann schon das Stromrauschen dominiert, > ist ein parallelschalten von Verstärkern und ggf. schon der LT1028 eher > kontraproduktiv. Ja das mag sein, das die Parallelschaltung bzgl. des Stromrauschens limitiert wird, das muß man nachrechnen. Wie gesagt werde ich zunächst nur einen LT1028 verwenden. Sollte ich es schaffen, daß das Spannungsrauschen des LT1028 relevant wird, ist es natürlich gut mit der Parallelschaltung noch eine Möglichkeit zu besitzen da weiter runterzukommen. Den Störeinfluß des Stromrauschens kann man aber durch eine weitere Erniedrigung des Widerstandes im Hochpass (bei gleichzeitiger Anhebung der Kapazität) bekämpfen. Angenommen ich schalte 4 OPVs zusammen. Habe dann 1/2 Spannungsrauschen und 2 * Stromrauschen. Das Stromrauschen kann ich auf den ursprünglichen Störeinfluß bringen in dem ich den Widerstand von 100 Ohm auf 50 Ohm reduziere. Dann muß ich natürlich die Kapazität von 15 mF auf 30 mF erhöhen.
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Christian L. schrieb: > Frank schrieb: >> Moment mal. Habe ich doch oben eben gerade gerechnet. Der 10 KOhm >> Widerstand alleine rauscht weiß von 0,1 bis 10 Hz mit 12,73 >> nV/Wurzel(Hz). >> Der LT1028 dagegen rauscht weiß und rosa zusammen von 0,1 bis 10 Hz mit >> nur 3,5 nV/Wurzel(Hz). Beim Widerstand kommt noch Rosa Rauschen dazu. >> Von Vernachlässigen kann also keine Rede sein. >> >> Wie man sieht ist der 10 KOhm Widerstand der dominierende Rauschfaktor. > > Du ignorierst völlig, dass die Quellimpedanz durch den > Eingangskondensator AC-mäßig parallel zum Eingangswiderstand liegt und > somit die Eingangsimpedanz reduziert. Die Quellimpedanz ist immer in Serie zu einem Eingangswiderstand. Ansonsten wäre ein Ersatzschaltbild hilfreich. Ich kann an einer Quelle doch niemals etwas Parallel zum Innenwiderstand schalten. Dann könnte man ja jederzeit mit äußerer Beschaltung den Innenwiderstand reduzieren. > Das Rauschen wird somit nicht > durch den 10k Widerstand sondern durch das gesamte Netzwerk aus > Eingangswiderstand, -kondensator und Quellimpedanz bestimmt. Natürlich. Nur ist der Widerstand der dominierende Faktor. Jedenfalls dann, wenn er 10 KOhm beträgt. >> Dabei ist es völlig egal was am Eingang liegt. > Eben nicht. Doch. >> Quelleninnnenwiderstand einer Spannungsquelle kann nur in Serie liegen, >> was >> anderes geht gar nicht. Der Quellenwiderstand ist hoch und in Serie also >> kein >> Problem mit dem kleinen Widerstand nach Masse am OPV-Eingang. > Soso, der Quellwiderstand einer Spannungsquelle ist also hoch? > Interessante Theorie. Idealerweise ist er sehr niedrig. Stimmt natürlich. Die Quellimpedanz einer Spannungsquelle ist natürlich niedrig. Der Widerstand ggü. Masse hingegen unendlich. Für die Gleichspannungsquelle an der gemessen wird, liegt durch den Hochpassfilter aber ein nahezu unendlicher Eingangswidertsand vor. Und selbst wenn nicht, die Gleichspannungsquelle ist ein unendlicher Widerstand gegen Masse. Für die Rauschspannungsquelle liegt idealerweise ein Kurzschluß vor. Da wir dann aber eine unendliche Kapazität bräuchten müssen wir mit einem Widerstand arbeiten. Der natürlich so niedrig wie möglich sein sollte. Wir verstärken hier nicht ein Wechselspannungssignal und messen dann mit einem Messgerät den Rauschanteil daran, sondern wir verstärken das Rauschen auf einer DC-Spannungsquelle. Deshalb ja auch der Hochpassfilter am Eingang. Insofern ist die Quellimpedanz unserer DC-Spannungsquelle für die Messung vollkommen irrelevant. >> Welchem Offset? Ibias * R interessiert da überhaupt nicht. Das Rauschen >> interessiert doch. Bzw. R ist genau so zu wählen, daß sich die >> Grenzfrequenz 0,1 Hz bildet. >>> durch den Bias-Strom. >> Vollkommen irrelevant. >> Ich optimiere auf Rauschen, das bedeutet, den Kondensator so groß wie >> möglich machen, damit ich den Widerstand so klein wie möglich machen >> kann. > Auch hier: Der Eingangswiderstand kann hoch gewählt werden, da er > AC-mäßig parallel zur Quellimpedanz liegt. Welche Quellimpedanz? Die Quellimpedanz spielt überhaupt keine Rolle. > Die maximale Höhe wird durch > die Leckströme bestimmt. Das Gesamtrauschen ist stark von der > Quellimpedanz abhängig. Nein ist es nicht. Bzw. sag mir doch mal welche Quellimpedanz Rauschen hat? >> Was glaubt ihr warum Jim Williams sich einen abbricht um mit JFETs das >> Stromrauschen klein zu machen, damit sein 1,2 KOhm noch mit dem 1300 >> Mikrofarad Kondensator zusammenpasst. Sein Fehler war, daß er an der >> falschen Stelle optimiert hat, der LT1037 hätte es bzgl. Stromrauschen >> schon alleine bei 1,2 KOhm getan. > Jim Williams vermisst eine Referenz mit einer Ausgangsimpedanz von ca. > 20mOhm im relevanten Bereich. Die Impedanz gilt für die Gleichspannungsquelle nicht für die Rauschspannungsquelle. > Somit sieht sein J-FET am Eingang die > Impedanz, wie im Anhang. Von 1,2kOhm kann nicht die Rede sein. Sie ist > weitestgehen gering, wodurch die Performance der J-FETs besser genutzt > werden kann, als es auf den ersten Blick scheint. Umgekehrt. Der Sinn der JFETs würde sich ja kontinuierlich reduzieren, je geringer der Widerstand ist, durch den das Stromrauschen der JFETs fließt. Aber der Strom fließt von den JFETs nicht in die Quellimpedanz hinein. Denn die ist nicht Masse sondern hat ein viel höheres Potential. Die DC-Quellimpedanz ist völlig irrelevant in diesem Fall. Hinter der klebt der praktisch unendliche Widerstand des Kondensators. Und zwischen der und Masse ist der unendliche Widerstand der Quelle selbst. >> ich schalte 20 parallel und habe garantiert fast 1/5 des Rauschens. >> Für garantiert (und nicht nur Selektionsglück) die Hälfte Rauschen kann >> ich 4 zusammenschalten, da ist es doch offensichtlich. > Du nimmts damit aber in Kauf, dass dein Stromrauschen Wurzel(20) fach > höher und der Input Bias Current im worst case 20 mal so hoch. Ib ist völlig irrelevant, so lange die Aussteuerungsgrenze des OPV nicht überschritten wird. Und auch hier hilft ein möglichst geringer Widerstand. Klar, wenn ich einen 10 KOhm Widerstand hätte, kann es problematisch werden. Aber so ein hoher Widerstand verbietet sich ja sowieso. Das Stromrauschen ist in der Tat dann höher, dem kann man aber begegnen, in dem man den Widerstand um Wurzel(20) reduziert. Bzw. Ich habe mal einen Schaltplan angehängt, ich habe irgendwie das Gefühl wir reden aneinander vorbei. Mit dem Schaltplan sollte es klarer sein um was es geht.
Naja, ich verstehe wenig von Rauschen und HF und Smith und so, aber die Rauschimpedanz ist Rauschspannung durch Rauschstrom. Alle drei sind komplexe frequenzabhängige Werte! Will man optimale Anpassung, so muß dies passend gemacht werden im gesamten interessierenden Frequenzbereich. Ist die Sache nichtlinear (z.B. weil irgendwas teils sättigt), dann wirds wohl noch komplizierter, da dann Mischungen stattfinden.
Abdul K. schrieb: > Naja, ich verstehe wenig von Rauschen und HF und Smith und so, > aber die > Rauschimpedanz ist Rauschspannung durch Rauschstrom. Alle drei sind > komplexe frequenzabhängige Werte! Will man optimale Anpassung, so muß > dies passend gemacht werden im gesamten interessierenden > Frequenzbereich. Ist die Sache nichtlinear (z.B. weil irgendwas teils > sättigt), dann wirds wohl noch komplizierter, da dann Mischungen > stattfinden. Es ist wohl wesentlich einfacher, die Impedanz der Rauschspannung ist 0 Ohm. Das heißt, selbst bei einem Kurzschluß liegt die volle Rauschspannung am Kurzschluß an.
Frank schrieb: > Abdul K. schrieb: >> Naja, ich verstehe wenig von Rauschen und HF und Smith und so, >> aber die >> Rauschimpedanz ist Rauschspannung durch Rauschstrom. Alle drei sind >> komplexe frequenzabhängige Werte! Will man optimale Anpassung, so muß >> dies passend gemacht werden im gesamten interessierenden >> Frequenzbereich. Ist die Sache nichtlinear (z.B. weil irgendwas teils >> sättigt), dann wirds wohl noch komplizierter, da dann Mischungen >> stattfinden. > Es ist wohl wesentlich einfacher, die Impedanz der Rauschspannung ist 0 > Ohm. Das heißt, selbst bei einem Kurzschluß liegt die volle > Rauschspannung am Kurzschluß an. Bei dem doppelt angehängten Bildchen oben, sollen das zwei Spannungsquellen sein? Parallel geschaltete ideale Spannungsquellen mag LTspice garnicht und auch in der Natur dürfte das zu Verwüstungen führen. Wenn das 2 Spannungsquellen sind, ist nur die Reihenschaltung sinnvoll. Und dass über einem Kurzschluss nach wie vor die volle Spannung anliegt, das widerspricht zutiefst dem Wesen eines Kurzschlusses. Das wäre die Lösung aller Energieprobleme. Da kommt das bekannte T-Shirt mit dem kurzgeschlossenen Widerstand und der Schrift "Resistance is futile" in den Sinn. Das Gscheithaferln mit Nichtlinearität können wir auch nicht brauchen solange der lineare Fall nicht verstanden ist. Bitte keine unnötige Ablenkung mit Rauchkerzen. Gruß, Gerhard
Frank schrieb: >> Jim Williams vermisst eine Referenz mit einer Ausgangsimpedanz von ca. >> 20mOhm im relevanten Bereich. > Die Impedanz gilt für die Gleichspannungsquelle nicht für die > Rauschspannungsquelle. DC- und Rauschspannungsquelle liegen grundsätzlich in Serie und ihre Innenwiderstände selbstverständlich auch.
>Dies sollte nur ein kurzes Zeichen sein, dass ich noch beim Thema dabei >bin Ich wünsche Dir eine gute Gesundheit, Ralf! >Ich habe mal einen Schaltplan angehängt, ich habe irgendwie das Gefühl >wir reden aneinander vorbei. Mit dem Schaltplan sollte es klarer sein um >was es geht. Du mußt die beiden Spannungsquellen in Serie schalten.
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Frank schrieb: > Die Quellimpedanz ist immer in Serie zu einem Eingangswiderstand. >> Das Rauschen wird somit nicht >> durch den 10k Widerstand sondern durch das gesamte Netzwerk aus >> Eingangswiderstand, -kondensator und Quellimpedanz bestimmt. > Natürlich. Nur ist der Widerstand der dominierende Faktor. Jedenfalls > dann, wenn er 10 KOhm beträgt. > >>> Dabei ist es völlig egal was am Eingang liegt. >> Eben nicht. > Doch. > Der Widerstand ggü. Masse hingegen unendlich. Eben nicht. Du hast das Problem noch nicht verstanden. Bitte schau noch mal in ein Grundlagenbuch hinein, wie das Superpositionsprinzip funktioniert. Dann wirst du auch verstehen, warum man den Eingangswiderstand sehr hoch wählen kann. Schau dir z.B. mal den SR560 von Stanford Research an. Trotz 100MOhm Eingangsimpedanz ist ein Eingangsrauschen von 4nV/VHz möglich. Laut deiner Theorie wäre das unmöglich. > Und > selbst wenn nicht, die Gleichspannungsquelle ist ein unendlicher > Widerstand gegen Masse. Auch hier: Setz dich mit dem Superpositionsprinzip auseinander. Dann siehst du, das deine Aussage Unsinn ist. > Insofern ist die Quellimpedanz unserer DC-Spannungsquelle für die > Messung vollkommen irrelevant. > Welche Quellimpedanz? > Die Quellimpedanz spielt überhaupt keine Rolle. >> Die maximale Höhe wird durch >> die Leckströme bestimmt. Das Gesamtrauschen ist stark von der >> Quellimpedanz abhängig. > Nein ist es nicht. Bzw. sag mir doch mal welche Quellimpedanz Rauschen > hat? Durch deine falschen Annahmen kommst du zu falschen Schlussfolgerungen. > Aber der Strom fließt von den JFETs nicht in die Quellimpedanz hinein. > Denn die ist nicht Masse sondern hat ein viel höheres Potential. Die > DC-Quellimpedanz ist völlig irrelevant in diesem Fall. Hinter der klebt > der praktisch unendliche Widerstand des Kondensators. Und zwischen der > und Masse ist der unendliche Widerstand der Quelle selbst. Auch durch ständiges Wiederholen wird es nicht besser. Man merkt, dass du schon bei Grundlagen gewisse Defizite hast. Ohne diese Grundlagen wird es aber schwierig die Zusammenhänge zu erkennen. > Aber so ein hoher Widerstand verbietet sich ja sowieso. Ja, eben nicht. > Ich habe mal einen Schaltplan angehängt, ich habe irgendwie das Gefühl > wir reden aneinander vorbei. Mit dem Schaltplan sollte es klarer sein um > was es geht. Stimmt, wir reden an einander vorbei. Wenn das dein Modell ist, an dem du die Abhängigkeiten erklären willst wundert mich nichts mehr. Anbei mal das Rauschersatzschaltbild der Eingangsstufe. Den Kondensator habe ich mal als Rauschlos angesehen, obwohl man sich darüber ja auch streiten kann. > Das heißt, selbst bei einem Kurzschluß liegt die volle > Rauschspannung am Kurzschluß an. Na dann.
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>Anbei mal das Rauschersatzschaltbild der Eingangsstufe.
Ich würde die Stromquellen noch aus dem OPamp herausziehen und auf die
Signalmasse referenzieren. Dann kann man mit diesem Ersatzschaltbild
auch direkt in die Simulation gehen.
Edit:
Zum Beispiel so wie im Anhang.
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Gerhard Hoffmann schrieb: Ja Du hast natürlich Recht, jetzt habe ich das auch verstanden. Die ideale Spannungsquelle hat keinen unendlichen Widerstand sondern natürlich einen von 0, die ideale Stromquelle hat den unendlichen Widerstand. Hatte beides verwechselt. Insofern fließt der Rauschstrom des OPV vom Verstärker durch die Quelle und den Quelleninnenwiderstand. Dieser ist somit parallel zum Widerstand geschaltet. Das sind ja hervorragende Neuigkeiten, denn dann kann man richtig tief mit dem Rauschen kommen und jetzt ist auch klar, warum Dein Verstärker mit dem Widerstand kein Problem hat, so lange Du sehr niederohmige Quellen vermisst. Dann sind die Ergebnisse von AN124 allerdings umso ernüchternder. Das Rauschen kommt dann ja nicht von dem Widerstand sondern genau aus seiner Verstärkerkonstruktion. JFETs ... Ulrich H. schrieb: > Für die ursprüngliche Aufgabe wurde eine gut funktionierende Lösung > gefunden. Das sollte auch für die meisten ähnlichen Anwendungen > ausreichen. Ja die Schaltung von Anja. > So wie es aussieht will Frank eine ähnliche Schaltung aufbauen, hat aber > da wohl noch ein paar Missverständnisse mit der Funktionsweise. Ja das die Quellimpedanz parallel liegt weiß ich ja jetzt. Der Eingangswiderstand parallel zur Quellimpedanz muß niedrig sein. Also brauche ich weiterhin einen niedrigen Eingangswiderstand für hohe Quellimpedanzen. An meiner Schaltung ändert sich zwar nichts, aber mein Ergebnis wird dadurch bei niedrigen Quellimpedanzen deutlich besser. > Im wesentlichen geht es halt um einen Verstärker mit sehr geringem > Rauschen in LF Bereich und AC Kopplung am Eingang. Ganz so weit runter > muss man mit dem Rauschen vermutlich normal nicht, aber es reizt > natürlich schon das beste draus zu machen. Das Ziel ist es an möglichst kleinen Rauschern noch 0,1-10 Hz Rauschmessungen vorzunehmen. Das ist ja die Grundlegende Aufgabe dieses Meßverstärkers. Ich werde zwar auch Spannungsreferenzen vermessen, das ist aber nur eine Aufgabe des Meßverstärkers.
>Ja das die Quellimpedanz parallel liegt weiß ich ja jetzt. Also, du hast die Quellimpedanz vom Meßobjekt. Dazu kommt die Impedanz des Koppelkondensators (Hochpaß) in Reihe. Diese Reihenschaltung liegt parallel zum Eingangswiderstand (Hochpaß). Über diese Parallelschaltung fließt nun der Eingangsrauschstrom des OPamp. Für niedriges Gesamtrauschen muß diese Parallelschaltung niederohmig sein. Das ist gewöhnlich alleine schon dann gewährleistet, wenn der Koppelcap genügend groß ist, denn die Quellimpedanz von Referenzen ist für 0,1...10Hz jetzt oft nicht so riesig. Man würde den Koppelcap gerne größer machen als für 0,1Hz Bandbreite, muß dann aber riesige Caps wählen. Bei Elkos erhöht sich dann der Leckstrom und der damit verbundene Rauschstrom. Deswegen macht man den Koppelelko oft gerne gerade so groß, daß eine 0,1Hz Grenzfrequenz zustande kommt. >Der Eingangswiderstand parallel zur Quellimpedanz muß niedrig sein. Warum? Siehe oben. Außerdem, wenn denn die Quellimpedanz nicht vernachlässigbar klein ist, bildet sich mit einem zu kleinen Eingangswiderstand ein Spannungsteiler, der auch das Nutzsignal verkleinert. >Also brauche ich weiterhin einen niedrigen Eingangswiderstand für hohe >Quellimpedanzen. Von was für Quellimpedanzen sprechen wir denn überhaupt? Wenn sie nicht sehr klein sind, ist ein Verstärker mit kleinem Eingangsrauschstrom durchaus sinnvoll. Dann kann eine JFET-Lösung wieder interessant werden. Frank, die genaue Größe der Quellimpedanz ist hier das entscheidende Kriterium für die Wahl des Verstärkers und die Auslegung des Hochpasses. Du kannst immer nur für einen bestimmten Quellimpedanzbereich das Rauschen optimieren. Den Universalverstärker, der für jede Quellimpedanz ultrarauscharm ist, gibt es nicht!
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Kai Klaas schrieb: >>Der Eingangswiderstand parallel zur Quellimpedanz muß niedrig sein. > Warum? Siehe oben. Außerdem, wenn denn die Quellimpedanz nicht > vernachlässigbar klein ist, bildet sich mit einem zu kleinen > Eingangswiderstand ein Spannungsteiler, der auch das Nutzsignal > verkleinert. Nein, das passiert in diesem Fall nicht, da das Nutzsignal einen Innenwiderstand von 0 Ohm hat. Daher kommt es in diesem speziellen Fall von Rauschmessungen zu keinem Fehler durch die Quellimpedanz. Der Spannungsteiler des Hochpasses führt allerdings zu einem Fehler. >>Also brauche ich weiterhin einen niedrigen Eingangswiderstand für hohe >>Quellimpedanzen. > Von was für Quellimpedanzen sprechen wir denn überhaupt? Beliebigen, die Quellimpedanz ist nicht festgelegt. Sie wird aber meistens sehr klein sein. > Wenn sie nicht > sehr klein sind, ist ein Verstärker mit kleinem Eingangsrauschstrom > durchaus sinnvoll. Dann kann eine JFET-Lösung wieder interessant werden. Nein, denn wenn ich den Widerstand klein habe, ist die Quellimpedanz egal. Ist er groß funktioniert mein Verstärker nur bei kleinen Quellimpedanzen gut. > Frank, die genaue Größe der Quellimpedanz ist hier das entscheidende > Kriterium für die Wahl des Verstärkers und die Auslegung des Hochpasses. > Du kannst immer nur für einen bestimmten Quellimpedanzbereich das > Rauschen optimieren. Den Universalverstärker, der für jede Quellimpedanz > ultrarauscharm ist, gibt es nicht! Warum? Wenn ich niederohmig auslege bin ich immer auf der richtigen Seite. Ist die Quellimpedanz hoch ist mein Widerstand klein. Ist die Quellimpedanz klein ist mein Widerstand noch kleiner. Die Quellimpedanz beeinflußt - falls sie niedrig ist - mein Rauschverhalten positiv. Falls nicht, dann verbessert sie das Rauschverhalten nicht. Der Eingangswiderstand sollte also unter allem Umständen möglichst klein sein, daran hat sich nichts geändert.
"Der Eingangswiderstand sollte also unter allem Umständen möglichst klein sein, daran hat sich nichts geändert." Das ist ein bemerkenswerter Satz. Bemerkenswert falsch.
Christian L. schrieb: > Dann wirst du auch verstehen, warum man den > Eingangswiderstand sehr hoch wählen kann. Schau dir z.B. mal den SR560 > von Stanford Research an. Trotz 100MOhm Eingangsimpedanz ist ein > Eingangsrauschen von 4nV/VHz möglich. Laut deiner Theorie wäre das > unmöglich. Es ergibt sich dadurch kein Widerspruch. Meine Schaltung hat ca. 360 Megaohm Eingangswiderstand und Rein ist bei mir 100 Ohm. Der Eingangswiderstand muß ja maximal groß sein, sonst zerlegt es ja meine Schaltung. >> Ich habe mal einen Schaltplan angehängt, ich habe irgendwie das Gefühl >> wir reden aneinander vorbei. Mit dem Schaltplan sollte es klarer sein um >> was es geht. > Stimmt, wir reden an einander vorbei. Wenn das dein Modell ist, an dem > du die Abhängigkeiten erklären willst wundert mich nichts mehr. Das ist meine Schaltung (bzw. von Werten und Typen abgesehen die allgemeine Schaltung), die Rauschspannungsquelle ist nur falsch eingezeichnet. > Anbei mal das Rauschersatzschaltbild der Eingangsstufe. Den Kondensator > habe ich mal als Rauschlos angesehen, obwohl man sich darüber ja auch > streiten kann. Genau und jetzt gehen wir mal bitte folgenden Fall durch: Die Rauschspannungsquelle U_noise_R_in liefert bei Rein = 10 KOhm 12,73 nV/Wurzel(Hz). Bei einem Widerstand von Rein = 100 Ohm liefert sie 1,273 nV/Wurzel(Hz). Diese Rauschspannung liegt jetzt am Knoten C zu V+ an, also an unserem OPV-Eingang. Da es sich um einen Knoten handelt ist die Spannung überall natürlich gleich, ist ja derselbe Knoten. Die Spannung teilt sich natürlich auf über die Reihenschaltung von Rein C und RQuelle. Wie wir aber für die niederohmige Quelle gesehen haben, ist C in Reihe mit RQuelle zu vernachlässigen. Der Löwenanteil der Rauschspannung fällt somit an Rein ab und damit an dem Knoten für den OPV V+ Eingang. Aber vielleicht wißt ihr ja wie das funktioniert? Ich komme jedenfalls nicht darauf, wie diese Rauschspannung nicht an diesem Knoten anliegt.
Frank schrieb: > Der Eingangswiderstand sollte also unter allem Umständen möglichst klein > sein, daran hat sich nichts geändert. Du übersiehst aber, dass dein zu messendes Signal einen Spannungsteiler bestehend aus Quellimpedanz und Eingangswiderstand durchläuft, bevor es an den Eingang des OPVs kommt. (Den Kondensator ignorieren wir jetzt mal) Es ist zwar gut das Rauschen zu reduzieren, nur wenn im Gegenzug dein eigentliches Signal zu stark abgeschwächt wird, durch das ungünstige Verhältnis, hast du nichts gewonnen. Deswegen ist es richtig, dass Kai darauf hinweist, dass die Quellimpedanz zu berücksichtigen ist bei der Konstruktion. Man muss den Verstärker an die Quellimpedanz anpassen. Es gibt nicht den einen Verstärker, welcher für alle Quellimpedanzen gute Werte liefert. Aus diesem Grund ist ein niedriger Eingangswiderstand nicht grundsätzlich Ziel bei der Konstruktion - im Gegenteil er kann sogar sehr hinderlich sein.
>Nein, das passiert in diesem Fall nicht, da das Nutzsignal einen >Innenwiderstand von 0 Ohm hat. Daher kommt es in diesem speziellen Fall >von Rauschmessungen zu keinem Fehler durch die Quellimpedanz. Das Nutzsignal dürfe das Eigenrauschen der Signalquelle sein, und da hat man auch beim Rauschen keinen Innenwiderstand 0. Die Rauschquelle ist nämlich nicht parallel zur DC Quelle, sondern in Reihe. Entsprechend gibt es auch nur eine Quellimpedanz - wenn auch ggf. Frequenzabhängig. Ein kleiner Widerstand nach Masse im Verstärker macht entsprechend eigentlich nur Probleme, denn da geht Leistung verloren, die im Idealfall eine Verstärkerschaltung nutzen könnte. Der Widerstand sollte entsprechend nicht möglichst klein sein, sondern eher möglichst groß. Der Widerstand ist lediglich nötig um den DC Pegel festzulegen. Die obere Grenze für den Widerstand wird durch den Offset bzw. die Zeit zum einstellen des Gleichgewichts festgelegt. Vor allem wenn man die untere Grenzfrequenz über die Länge des Zeitfensters festlegt sollte der Widerstand auch so groß sein, dass die Grenzfrequenz deutlich unter 0,1 Hz liegt. Die Reihenfolge der Auslegung ist damit so: Bei einer eher hochohmigen Quelle (so ab etwa 50 Ohm), legt die Impedanz der Quelle fest im welchen Verhältnis Strom- und Spannungsrauschen des Verstärkers liegen sollten. Entsprechend wählt man dann den Verstärker aus. Der Koppelkondensator sollte dann eine kleine Impedanz gegen den Quellwiderstand haben. Der Widerstand nach Masse muss deutlich größer als die Quellimpedanz sein - ganz natürlich wird dadurch die untere Grenzfrequenz der Schaltung deutlich kleiner als die 0,1 Hz Grenze. Bei einer kleinen Quellimpedanz kommt man dann irgendwann an eine praktische Grenze für den Kondensator. Größer wäre besser, ist aber halt nicht verfügbar. Bei der Wahl des Verstärkers muss man entsprechend die Impedanz des Kondensators berücksichtigen. Andersherum gibt das Stromrauschen des Verstärkers vor, wie groß der Kondensator mindestens sein soll. Wenn man den Wert nicht erreicht wäre halt ein anderer Verstärker mit weniger Stromrauschen trotz höherem Spannungsrauschen ggf. besser geeignet. Den Widerstand nach Masse wählt man dann halt so, dass man auch mit eigentlich zu kleinen Kondensator noch sicher die untere Grenzfrequenz erreicht. Damit ist man dann automatisch über der Impedanz der Signalquelle. Das obere Limit ist da entweder der Offset, oder ggf. die Zeit die man zum einstellen warten will. In der Regel dürfte die Zeit zum Einstellen des DC Pegels den Widerstand nach oben begrenzen. Gerade mit Elkos muss man da ggf. sowieso länger warten. Viel weiter runter als die 0,1 Hz muss man mit der Grenzfrequenz auch nicht. Mit einem kleineren Widerstand wird das Rauschen im Nutzbereich dabei nicht besser - das Rauschen (im Nutzbereich) ist entsprechen auch kein Grund den Widerstand klein zu wählen. Die ggf. gewünschte Begrenzung der Bandbreite nach unten auf genau 0,1 Hz kommt dann hinter der 1. Verstärkerstufe.
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Frank schrieb: > Es ergibt sich dadurch kein Widerspruch. Meine Schaltung hat ca. 360 > Megaohm Eingangswiderstand und Rein ist bei mir 100 Ohm. Moment, du mischt hier DC mit AC Größen. Eine Wechselspannung kommt über den Blindwiderstand an den Eingang. Anderenfalls würde das ja auch bedeuten, dass die zu messende Spannung in erster Linie am Kondensator abfällt. Wir wollen doch aber, dass sie am Eingangswiderstand abfällt. > Aber vielleicht wißt ihr ja wie das funktioniert? Ich komme jedenfalls > nicht darauf, wie diese Rauschspannung nicht an diesem Knoten anliegt. Beim Superpositionsprinzip werden bekanntermaßen alle nicht betrachteten Spannungsquellen durch Kurzschlüsse ersetzt. Um die Auswirkung der Rauschspannung U_noise_R_in von R_in zu bestimmen ergibt sich die im Anhang abgebildete Schaltung. (den Kondensator habe ich wieder ignoriert) Durch umzeichnen wird dir hoffentlich klar, warum nicht die gesamte Spannung U_noise_R_in am Eingang anliegt.
Über 'Rauschanpassung konjugiert komplex' kann man sich per Google einiges zusammensuchen. Hat noch jemand das Dokument MMICdesign_4_LowNoiseAmplifiers_handout.pdf ? Und das hier ist auch nett: http://www.neidenoff.com/mediapool/121/1215532/data/ccN_GrenzenDerRauschzahlUndFehlerDerRauschanpassungstheorie.pdf Die Frage ist, welche Anpassung man wirklich brauch. Meiner Meinung nach ist die endgültige Grenze der Informationsgehalt und das bedeutet Leistunganpassung. Die wirklich harten HFler schlagen sich mit dem Problem nicht gleichzeitigen Optimums an einem Arbeitspunkt für Leistunganpassung und Rauschanpassung rum. So wirklich sattelfest bin ich da auch nicht, daher halte ich jetzt den Mund. Sollte man besser Leute wie Rubiola fragen. Und mal im Ernst: In der Praxis normaler Technik und nicht in irgendeinem Physiklabor der Grundlagenerforschung, ist es doch so, daß die ganzen sonstigen Störeinflüsse wie Kopplungen diese Grenze doch gleich massiv anheben. In praktisch allen low Noise Spektren von irgendwelchen Schaltungen findet man diverse bekannte Störer wie Monitore, starke Sender, Netzfrequenzoberwellen usw.
Bei den sehr niedrigen Frequenzen hat man schon nicht mehr so viel Störungen, bzw. kann relativ gut abschirmen. Außerdem ist wegen des 1/f Rauschens die Rauschleistungsdichte auch gar nicht so niedrig, wie man es ggf. im HF oder Audiobereich erreichen kann. Die externen Störungen sind da einmal die thermischen Störungen und dann ggf. demodulierte HF Störungen, und wenn man nicht aufpasst ggf. auch magnetische Störungen. Ich vermute mal der Fehler bei Frank ist, dass er die Rauschquelle sich parallel zum Widerstand vorstellt - das führt dann auch zu so komischen Dingen wie 0 Impedanz für das Rauschen um die Widersprüche da nicht so offensichtlich werden zu lassen. Schon 2 Widerstände parallel führen dann aber zu einem Widerspruch. Richtig gehört die Rauschspannungsquelle in Reihe zum (idealen) Widerstand. Das mit der Leistungsanpassung ist im Prinzip richtig, wenn die Verstärker keinen extra Rauschstrom hätten. Gerade in LF Bereich weicht das Verhältnis Rauschspannung zu Rauschstrom aber deutlich von der normalen Eingangsimpedanz ab.
>Die Frage ist, welche Anpassung man wirklich brauch. Meiner Meinung nach >ist die endgültige Grenze der Informationsgehalt und das bedeutet >Leistunganpassung. Jim Williams hat seine Schaltung nicht nur für den LTC6655 gebaut, sondern wollte sicherlich auch die anderen Referenzen damit ausmessen. Wenn man sich mal den LT1461 anschaut, bringt der rund 8R Ausgangsimpedanz bei 10Hz und rund 30R bei 100Hz mit. Da dieser Wert sicherlich produktionstechnisch auch noch schwankt, macht eigentlich nur eine Spannungsanpassung mit einer AC-Lastimpedanz >>30R Sinn. Ein Hochpaßwiderstand von um die 1k ist deshalb schon nachvollziehbar. Außerdem bin ich mir nicht sicher, ob Referenzen da wirklich viel niederohmiger AC-mäßig belastet werden wollen. Auch von daher klingt ein Hochpaßwiderstand von um die 1k für mich absolut vernünftig. Weiters hat man den Vorteil, daß im Einschaltmoment ein noch vertretbarer Kurzschlußstrom in den Elko fließt.
Christian L. schrieb: > Frank schrieb: >> Es ergibt sich dadurch kein Widerspruch. Meine Schaltung hat ca. 360 >> Megaohm Eingangswiderstand und Rein ist bei mir 100 Ohm. > > Moment, du mischt hier DC mit AC Größen. Eine Wechselspannung kommt über > den Blindwiderstand an den Eingang. Anderenfalls würde das ja auch > bedeuten, dass die zu messende Spannung in erster Linie am Kondensator > abfällt. Wir wollen doch aber, dass sie am Eingangswiderstand abfällt. Ja aber so ist die Angabe beim Stanford Research SR560. Eingangsimpedanz ist nur bei DC 100 Megaohm, steht zumindest so im Datenblatt. Ansonsten wäre ein Schaltplan hilfreich, denn die Schaltung ist mir nicht bekannt. >> Aber vielleicht wißt ihr ja wie das funktioniert? Ich komme jedenfalls >> nicht darauf, wie diese Rauschspannung nicht an diesem Knoten anliegt. > > Beim Superpositionsprinzip werden bekanntermaßen alle nicht betrachteten > Spannungsquellen durch Kurzschlüsse ersetzt. Spannungsquellen haben ja R=0 Ohm. >Um die Auswirkung der > Rauschspannung U_noise_R_in von R_in zu bestimmen ergibt sich die im > Anhang abgebildete Schaltung. (den Kondensator habe ich wieder > ignoriert) Durch umzeichnen wird dir hoffentlich klar, warum nicht die > gesamte Spannung U_noise_R_in am Eingang anliegt. Die Zeichnungen sind ja identisch und so wie Du es gezeichnet hast, fällt die gesamte Spannung eben an Rein ab (weil Rein = 10 KOhm, Rquelle = 0,02 Ohm). Selbst wenn man den komplexen Widerstand des Kondensators dazunimmt fällt immer noch das allermeiste an Rein ab, etwas am Kondensator und praktisch nichts am Quellwiderstand. Selbst bei 100 Ohm ist das noch so, weil 0,02 Ohm eben sehr wenig ist, allerdings nimmt der Kondensator im tiefen Bereich dann einiges weg. Die exzellenten Werte die Gerhard Hoffmann erreicht hat, wären damit aber nicht vereinbar (0,2 nV/Wurzel(Hz) vs. 12,7 nV/Wurzel(Hz)). Die Werte von AN124 und Anja allerdings schon (34 nV/Wurzel(Hz) bei Anja und 51 nV/Wurzel(Hz) bei AN124) zumal dort der Widerstand nur mit 4 nV/Wurzel(Hz) rauscht (alles nur weiß, rosa kommt noch dazu). Also irgendwas muß es da noch geben, aber ich komm nicht drauf. Gerhard Hoffmann hat gesagt seine Quellimpedanz war 5 Ohm. Das ist aber immer noch sehr wenig im Vergleich zu 10 KOhm. Der Kondensator kann es auch nicht sein. Denn wenn an diesem im Vergleich zu 10 KOhm viel Spannung abfallen würde, dann hätten wir gleich wieder das Problem das die Quellimpedanz von OPV Seite hochohmig aussieht und parallel zu 10 KOhm, der Widerstand kaum reduziert wird, somit der Rauschstrom problematisch ist.
Frank schrieb: > Die Zeichnungen sind ja identisch und so wie Du es gezeichnet hast, > fällt die gesamte Spannung eben an Rein ab (weil Rein = 10 KOhm, Rquelle > = 0,02 Ohm). Selbst wenn man den komplexen Widerstand des Kondensators > dazunimmt fällt immer noch das allermeiste an Rein ab, etwas am > Kondensator und praktisch nichts am Quellwiderstand. Selbst bei 100 Ohm > ist das noch so, weil 0,02 Ohm eben sehr wenig ist, allerdings nimmt der > Kondensator im tiefen Bereich dann einiges weg. Schau dir die rechte Schaltung mal genau an. Es handelt sich um eine Spannungsquelle, welche auf einen Spannungsteiler geht. Damit wird die Rauschspannung von 12,7nV/VHz ebenfalls herunter geteilt. Aus diesem Grund bleibt am Eingang des OPVs nicht mehr viel übrig bei einer Kombination von 10k und ein paar Ohm. Deshalb ist die Quellimpedanz so extrem wichtig für das Gesamtrauschen. Deshalb kann Gerhard trotz 10k Eingangsimpedanz so niedrige Rauschwerte erreichen.
>Die Zeichnungen sind ja identisch und so wie Du es gezeichnet hast, >fällt die gesamte Spannung eben an Rein ab (weil Rein = 10 KOhm, Rquelle >= 0,02 Ohm). Selbst wenn man den komplexen Widerstand des Kondensators >dazunimmt fällt immer noch das allermeiste an Rein ab, etwas am >Kondensator und praktisch nichts am Quellwiderstand. Ja natürlich. Und bei verschwindendem Rquelle (Rquelle = 0R) wird das Rauschen von Rein gegen Masse kurzgeschlossen. Wo ist denn da das Problem?? Rein hat dann keinen Einfluß mehr auf das Gesamtrauschen. Auch ein Eingangsrauschstrom kann sich nicht mehr auswirken, weil er ebenfalls über Rquelle=0R zur Masse abfließt und wegen des Kurzschlusses keinen Spannungsabfall mehr erzeugen kann. Der einzige, der einen Strich durch diese Rechnung macht, ist der Koppelcap, weil dieser bei 0,1Hz gewöhnlich keine verschwindende Impedanz mehr zeigt.
Kai Klaas schrieb: > Der einzige, der einen Strich > durch diese Rechnung macht, ist der Koppelcap, weil dieser bei 0,1Hz > gewöhnlich keine verschwindende Impedanz mehr zeigt. Bei Grenzfrequenz 0.1 Hz sollte die Impedanz des Kopplelkondensators genauso 1000 Ohm haben wie der nachfolgende Widerstand nach Masse. Gruß Anja
Ja, ich habe nochmal etwas rumgerechnet. Ich glaube, mein Verstärker wird mit dem Schalter hinter dem Kondensator unfair gut gemessen, zumindest bei richtig tiefen Frequenzen. Ich werde das am Wochenende nochmal checken. Abhilfe sieht teuer & groß aus. Bei den Zeitkonstanten wird dielektrische Absorption ja auch schon langsam ein Thema und Polyester/Mylar/MKS ist da auch nicht so gut. Polypropylen ist da nochmal eine Nummer klobiger. Der 3000u von oben wiegt 4.5 Kg. Gewichtsbezogen ist der Preis eigentlich ok. Die billigsten Polyprop die ich letztes Jahr bei Digikey gefunden habe, sind 10u/300V epcos 495-2915-nd und 100u/500V panasonic P15867-nd Ich habe jeweils ein Muster bestellt und sie dann kopfschüttelnd ins Lager gelegt. Kennt jemand einen Lieferanten für die Tantals, möglichst in .de? Bei Soak-Zeiten im Stundenbereich kann man Messungen an belasteten Batterien natürlich vergessen. Die Drift beim Leerwerden stört genauso. Glücklicherweise werden die Messobjekte nach unten hin genauso schnell schlechter. Man muss nicht schneller schwimmen können als der Hai. Es reicht, schneller zu schwimmen als der Nebenmann. Gruß, Gerhard
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Christian L. schrieb: > Schau dir die rechte Schaltung mal genau an. Ja genau die ist blöd gezeichnet, wegen der umgedrehten Quelle, das linke Bild ist klarer. > Es handelt sich um eine > Spannungsquelle, welche auf einen Spannungsteiler geht. Damit wird die > Rauschspannung von 12,7nV/VHz ebenfalls herunter geteilt. Aus diesem > Grund bleibt am Eingang des OPVs nicht mehr viel übrig bei einer > Kombination von 10k und ein paar Ohm. Deshalb ist die Quellimpedanz so > extrem wichtig für das Gesamtrauschen. Deshalb kann Gerhard trotz 10k > Eingangsimpedanz so niedrige Rauschwerte erreichen. Ja super, dann passt es. Danke. Das ist ja ganz hervorragend. Dann werde ich bei meiner Schaltung gleich mal den Eingangswiderstand größer dimensionieren. Super, da spare ich mir diesen Riesenkondensator am Eingang. Gerhard Hoffmann verwendet ja einen noch kleineren (160 uF) dank 10 KOhm Widerstand. Gut bei ihm ist die Bandbreite allgemein auch ggf. höher (Schaltbar bis 100 kHz glaube ich).
Gerhard Hoffmann schrieb: > Ja, ich habe nochmal etwas rumgerechnet. Ich glaube, mein > Verstärker > wird mit dem Schalter hinter dem Kondensator unfair gut gemessen, > zumindest bei richtig tiefen Frequenzen. Ich werde das am Wochenende > nochmal checken. Nein ich glaube alles ist ok. Ich habe den Spannungsteiler falsch ausgerechnet, weil in der Zeichnung von Christian L. die Quelle umgedreht war.
Anja schrieb: > Kai Klaas schrieb: >> Der einzige, der einen Strich >> durch diese Rechnung macht, ist der Koppelcap, weil dieser bei 0,1Hz >> gewöhnlich keine verschwindende Impedanz mehr zeigt. > > Bei Grenzfrequenz 0.1 Hz sollte die Impedanz des Kopplelkondensators > genauso 1000 Ohm haben wie der nachfolgende Widerstand nach Masse. > > Gruß Anja Eigentlich wäre es mal gut die Impedanzverläufe über die Frequenz 0,1 Hz bis 10 Hz (am besten auch 0,01 Hz bis 100 Hz wegen den nicht scharfen Filtern) für verschiedene Frequenzverläufe verschiedener Kombinationen von Rein und C auszurechnen. So für 500 Ohm - 50 KOhm. Im Prinzip könnte man das auch mit Spice machen. Dann müßte man ein Integral darüber machen und sehen, bei welcher Kombination das Rauschen minimal wird. Bzw. wie gering ich die Kapazität machen kann ohne daß das Rauschen dadurch übermäßig groß wird.
>Ja, ich habe nochmal etwas rumgerechnet. Ich glaube, mein Verstärker >wird mit dem Schalter hinter dem Kondensator unfair gut gemessen, >zumindest bei richtig tiefen Frequenzen. Ich werde das am Wochenende >nochmal checken. Genau. Zumindest stimmt der Wert aber wohl für das Breitbandrauschen. Das wird ja oft so angegeben und so habe ich deine Werte auch verstanden. Daß die nicht für 0,1Hz gelten konnten, war mir auch ohne Rechnung sofort klar. >Bei den Zeitkonstanten wird dielektrische Absorption ja auch schon langsam >ein Thema und Polyester/Mylar/MKS ist da auch nicht so gut. Da ist ein PET-Cap mit rund 0,5% aber deutlich besser als ein Elko mit rund 10%! Und ein Tantal ist nur unwesentlich besser als ein Elko, aber immer noch deutlich schlechter als ein PET-Cap. X7R ist ungefähr wie Tantal, als im einstelligen %-Bereich. Wenn denn ein Elko zu schlecht ist, würde ich eine PET-Cap-Batterie nehmen. Von WIMA gibt es ja 220µF/50V MKS4. Damit bist du auf jeden Fall erheblich besser als Elko und du hast erheblich kleinere Leckströme und damit erheblich kleineres Cap-Rauschen, zumindest in der Theorie.
Kai Klaas schrieb: >>Die Zeichnungen sind ja identisch und so wie Du es gezeichnet > hast, >>fällt die gesamte Spannung eben an Rein ab (weil Rein = 10 KOhm, Rquelle >>= 0,02 Ohm). Selbst wenn man den komplexen Widerstand des Kondensators >>dazunimmt fällt immer noch das allermeiste an Rein ab, etwas am >>Kondensator und praktisch nichts am Quellwiderstand. > > Ja natürlich. Und bei verschwindendem Rquelle (Rquelle = 0R) wird das > Rauschen von Rein gegen Masse kurzgeschlossen. Wo ist denn da das > Problem?? Rein hat dann keinen Einfluß mehr auf das Gesamtrauschen. Auch > ein Eingangsrauschstrom kann sich nicht mehr auswirken, weil er > ebenfalls über Rquelle=0R zur Masse abfließt und wegen des Kurzschlusses > keinen Spannungsabfall mehr erzeugen kann. Der einzige, der einen Strich > durch diese Rechnung macht, ist der Koppelcap, weil dieser bei 0,1Hz > gewöhnlich keine verschwindende Impedanz mehr zeigt. Wobei wir da noch einen Vorteil haben. Bei der logarithmischen Darstellung sieht der Bereich 0,1 Hz bis 1 Hz genauso breit aus wie der Bereich von 1 Hz bis 10 Hz. Ersterer geht aber nur mit Wurzel(0,9Hz) = 0,948 Wurzel(Hz) ein, zweiterer aber mit Wurzel(10 Hz) = 3,1 Wurzel(Hz). Der Bereich in dem der Kondensator eine gute - sprich niedrige - Impedanz aufweist ist ~3,2 mal höher gewichtet. Man sollte den Impedanzverlauf daher besser linear über die Frequenz statt logarithmisch darstellen, das macht auch das integrieren gleich einfacher. Das Integrieren ist auch nicht so einfach, weil man nicht linear addieren darf. Ich glaube auch da muß man die Quadrate mit nachfolgender Wurzelziehung addieren. Ich schau mal ob es einen Onlinekalkulator irgendwo gibt.
>Dann müßte man ein Integral darüber machen und sehen, bei welcher >Kombination das Rauschen minimal wird. Die Frage kann man auch durch direktes Nachdenken lösen: Rein muß so klein wie irgend möglich gewählt werden, aber gleichzeitig mindestens so groß, daß das Meßobjekt nicht ungebührlich belastet wird. Man wird dazu in der Regel Spannungsanpassung wählen. Hat man also eine Referenz, deren Quellimpedanz bis 30R gehen kann, sollte Rein >=300R gewählt werden. Den Cap wählt man dann so, daß man eine Grenzfrequenz von 0,1Hz erhält. Dies gilt, wenn man einen rauschenden Koppel-Cap, also einen Elko nimmt. Wenn man einen nicht rauschenden Koppel-Cap verwendet, kann man die Kapazität noch größer wählen und erhält bei 0,1Hz noch einmal einen deutlichen Vorteil.
Keramik Caps werden nicht wegen hohem Leckstrom in solchen Anwendungen vermieden, sondern eher weil die Kapazitaet (stark) von der Spannung abhaengt. Wenn man da etwas grosszuegig ist, kann man einen 100u Keramik aus einem Drecksmaterial mit -40% bei Nennspannung einsetzen. Die Nennspannung bei solchen Werten ist allerdings auch nur 5V oder so. Aeh. Ja. Mikrophonisch sind sie auch noch. Eine Vakuumpumpe nebendran und man hat 1mVpp mit der Frequenz der Pumpe
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Oh, der Kondensator hat schon eine große Impedanz in dem Bereich 0,1-10 Hz. Linear gemittelt über 0,1 - 10 Hz die Impedanz des Kondensators: Xc = 1368 Ohm für 100 Mikrofarad Xc = 137 Ohm für 1 000 Mikrofarad Xc = 13,7 Ohm für 10 000 Mikrofarad Xc = 1,37 Ohm für 100 000 Mikrofarad Ich habe Xc = 1/(2*PI*f*C) verwendet. Mist das ist schon wirklich ordentlich viel. Über 1000 Mikrofarad muß man schon bleiben in diesem tiefen Frequenzbereich.
Wie gesagt, wenn du Referenzen messen willst, sollte Rein zwischen 300R und 1k liegen. Bei belastbareren Referenzen kannst du vielleicht auch etwas unter 300R gehen. Der Cap ergibt sich dann automatisch über die 0,1Hz Grenzfrequenz.
Kai Klaas schrieb: >>Dann müßte man ein Integral darüber machen und sehen, bei welcher >>Kombination das Rauschen minimal wird. > > Die Frage kann man auch durch direktes Nachdenken lösen: Rein muß so > klein wie irgend möglich gewählt werden, aber gleichzeitig mindestens so > groß, daß das Meßobjekt nicht ungebührlich belastet wird. Man wird dazu > in der Regel Spannungsanpassung wählen. Theoretisch Spannungsanpassung, ja. Aber da gibt es ein Problem. Nehmen wir an die Quellimpedanz ist nicht niedrig. Wenn das der Fall ist steigt das Eigenrauschen des Verstärkers drastisch an, weil der Quellwiderstand nicht mehr vernachlässigbar ist. Versuche ich das zu kompensieren mit niedrigerem Widerstand, dann stimmt die Spannungsanpassung nicht mehr und ich messes zu wenig. Es gibt da ein natürliches Limit. Deshalb hat Gerhard Hoffmann ganz recht gehabt, als er gesagt hat, daß man rauscharme Messungen nur an niedrigimpedanten Quellen durchführen kann. Ist die Impedanz höher ware es sogar besser eine falsche Spannungsanpassung hinzunehmen und den Meßwert dann zu extrapolieren aus der Differenz von Quellen und Eingangsimpedanz. Ein superschlau designter Meßverstärker könnte bei geringer Quellimpedanz automatisch den Gain entsprechend korrigiert erhöhen ... Meistens ist die aber nicht relevant bei den kleinen Quellimpedanzen, aber wenn die 100 Ohm überschreiten dann gibt es definitive ein Problem > Hat man also eine Referenz, > deren Quellimpedanz bis 30R gehen kann, sollte Rein >=300R gewählt > werden. Ja 1/10 Fehler bei der Spannungsanpassung ist vollkommen ok, wenn man bedenkt, in welch minimalen Bereich man da misst. > Den Cap wählt man dann so, daß man eine Grenzfrequenz von 0,1Hz > erhält. Dies gilt, wenn man einen rauschenden Koppel-Cap, also einen > Elko nimmt. Wenn man einen nicht rauschenden Koppel-Cap verwendet, kann > man die Kapazität noch größer wählen und erhält bei 0,1Hz noch einmal > einen deutlichen Vorteil. Nur wird das preislich ziemlich bitter dann. ~450 Euro für 3000 uF ... Trotzdem ich hab das gestern mal preislich durchgerechnet. Bei vielen 10 uF oder 100 uF Kondensatoren liegt man im Preis noch über dem einen. Und ein Kondensator ist besser als viele kleine aus elektrischer Sicht. Wenn bei den kleinen mal einer ausfällt ist das wiederum bei vielen nicht so schlimm ...
> .. Linear gemittelt über 0,1 - 10 Hz die Impedanz des Kondensators
Was soll das ? Die Gleichung ist Z= 1/(i* Omega * C). Da ist nichts mit
linear mitteln. Setz da doch einfach Omega gleich 2* pi * 0.1
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Jetzt Nicht schrieb: >> .. Linear gemittelt über 0,1 - 10 Hz die Impedanz des Kondensators > > Was soll das ? Die Gleichung ist Z= 1/(i* Omega * C). Da ist nichts mit > linear mitteln. Setz da doch einfach Omega gleich 2* pi * 0.1 Xc = 1/(20*PI*0,1*C) + 1/(20*PI*0,5*C) + 1/(20*PI*1,0*C) + 1/(20*PI*1,5*C) + + 1/(20*PI*2,0*C) + ... + + 1/(20*PI*10*C)
>Aber da gibt es ein Problem. Nehmen wir an die Quellimpedanz ist nicht >niedrig. Wenn das der Fall ist steigt das Eigenrauschen des Verstärkers >drastisch an, weil der Quellwiderstand nicht mehr vernachlässigbar ist. Nicht unbedingt drastisch. >Versuche ich das zu kompensieren mit niedrigerem Widerstand, dann stimmt >die Spannungsanpassung nicht mehr und ich messes zu wenig. Da gibt es nichts zu kompensieren. Es ist dann eben nicht rauschärmer möglich. Aber es kann dann Sinn machen, einen Verstärkertyp zu verwenden, der einen deutlich kleineren Eingangsrauschstrom hat, also beispielsweise einen JFET-Verstärker. >Ist die Impedanz höher ware es sogar besser eine >falsche Spannungsanpassung hinzunehmen und den Meßwert dann >zu extrapolieren aus der Differenz von Quellen und Eingangsimpedanz. Nein, du belastet die Referenz so stark, wie sie gerade eben belastet werden darf. Da kannst du dann nicht noch ein bißchen stärker belasten. Das ist ja unlogisch. Aber ganz generell, Frank, sinnvoll ist ja nur ein Verstärker, der ausreichend wenig rauscht. Du mußt nicht das abolute physikalische Minimum erreichen, sondern nur das, was angemessen ist. So 1/3 des Quellenrauschens darf dein Verstärker mit seiner Anpassung an das Meßobjekt zusätzlich rauschen, sodaß der Rauschbeitrag des Verstärkers vernachlässigbar bleibt. Denke daran, daß das Rauschen geometrisch addiert wird. Also, auf dem Teppich bleiben und nichts hochsterilisieren...
Okay, das Mitteln ist natürlich das Integral für arme Leute. Also mal sauberer und richtig integriert: Xc = Integral(Xc(0,1-10HZ))/9,9 Hz = für 100 Mikrofarad -> 740 Ohm für 1000 Mikrofarad -> 74 Ohm für 10000 Mikrofarad -> 7,4 Ohm für 100000 Mikrofarad -> 0,74 Ohm Allerdings muß man aufpassen, das Integral berücksichtigt noch nicht den 1/f Anstieg, man sollte also von einem höheren noch Rosa Rauschen gewichteten Integral ausgehen, dieses ist nur auf Weißes Rauschen bzw. linear gemittelt.
Ist Produkt zweier Integrale das Integral der Produkte ?
Kai Klaas schrieb: >>Aber da gibt es ein Problem. Nehmen wir an die Quellimpedanz ist > nicht >>niedrig. Wenn das der Fall ist steigt das Eigenrauschen des Verstärkers >>drastisch an, weil der Quellwiderstand nicht mehr vernachlässigbar ist. > > Nicht unbedingt drastisch. > >>Versuche ich das zu kompensieren mit niedrigerem Widerstand, dann stimmt >>die Spannungsanpassung nicht mehr und ich messes zu wenig. > Da gibt es nichts zu kompensieren. Es ist dann eben nicht rauschärmer > möglich. Du vergißt den Einfluß von Xc und Rein auf das Rauschen. Das fällt bei hohem Rein ja nur deshalb nicht an, weil das Rauschen über den parallelen niedrigen Quellwiderstand reduziert wird. Bzw. Verallgemeinert: Steigt der Quellwiderstand, steigt das Eigenrauschen des Meßverstärkers rapide an. Mit Rapide meine ich nicht nur mit Wurzel(Ohm) sondern mit bis zu Ohm. Da gibt es irgendwann einen Knick mit scharfem Anstieg im Bereich Quellimpedanz = Eingangsimpedanz. Man muß also unbedingt vermeiden in diesem Bereich zu kommen, da sind wir uns ja einig. Aber ich kann das nicht dadurch lösen, das ich meine eigene Quellimpedanz erhöhe. Denn damit erhöhe ich gleichermaßen das Eigenrauschen. Ich kann das aber dadurch lösen, daß ich mit meiner Impedanz deutlich runter gehe. Eine der beiden Impedanzen muß also sehr niedrig sein um ein geringes Eigenrauschen des Meßverstärkers zu ermöglichen. Also Rquell >> 0 oder Rein >> 0. Der Schlimmste Fall ist Rein = Rquell. Wobei der nur schlimm ist, wenn nicht die obige Bedingung für beide erfüllt ist. > Aber es kann dann Sinn machen, einen Verstärkertyp zu > verwenden, der einen deutlich kleineren Eingangsrauschstrom hat, also > beispielsweise einen JFET-Verstärker. > >>Ist die Impedanz höher ware es sogar besser eine >>falsche Spannungsanpassung hinzunehmen und den Meßwert dann >>zu extrapolieren aus der Differenz von Quellen und Eingangsimpedanz. > Nein, du belastet die Referenz so stark, wie sie gerade eben belastet > werden darf. Da kannst du dann nicht noch ein bißchen stärker belasten. > Das ist ja unlogisch. Wie stark die Quelle belastet werden darf hängt ja nicht von der Quellimpedanz ab. Sie korreliert vermutlich, aber es gibt genügend Quellen, die ich auch Kurz schließen darf, oder superniedrigimpedante Quellen mit Sub-Milliohm (rückgekoppelte OPVs) bei denen schon bei 15 mA Schluß ist. Wenn es nur nach Quellimpedanz gehen würde, könnte ich jede Quelle kurzschließen. Bei der Spannungsanpassung geht es aber um was anderes. Ich muß den Fehler durch den Spannungsteiler Rquelle in Reihe zu REingang klein halten. Bzw. wenn ich sage 10% oder 30% Fehler sind okay, dann Muß mein Spannungsteiler eben 1/3 oder 1/10 ergeben. Wenn ich sage Fehler darf nur 0,1% sein, dann muß mein Rein = 1000 * Rquelle sein. Und bei allem muß der Kondensator mit eingerechnet werden, denn der Eingangswiderstand besteht aus C und Rein (Zein). > Aber ganz generell, Frank, sinnvoll ist ja nur ein Verstärker, der > ausreichend wenig rauscht. Du mußt nicht das abolute physikalische > Minimum erreichen, sondern nur das, was angemessen ist. So 1/3 des > Quellenrauschens darf dein Verstärker mit seiner Anpassung an das > Meßobjekt zusätzlich rauschen, sodaß der Rauschbeitrag des Verstärkers > vernachlässigbar bleibt. Denke daran, daß das Rauschen geometrisch > addiert wird. Also, auf dem Teppich bleiben und nichts > hochsterilisieren... Ich muß sehr kleine Rauschwerte von eventuell sogar 50 nVoltpp und darunter messen. Wenn jetzt mein Meßverstärker mit 45 nVpp rauscht ist das halt schwierig. Das sind Messungen des Kanalrauschens von JFETs, bzw. MOSFETS. Im Moment weiß ich nur, daß ich es wohl schaffen werde ausreichend wenig zu rauschen für Messungen an Spannungsreferenzen. Da sind 100-200 nVpp ausreichend. Nachdem wir ja geklärt haben, daß Rein kein Problem verursacht will ich auf jeden Fall weiter runter für mögliche Kanalrauschmessungen. Der Verstärker von Gerhard Hoffmann gibt mir Mut, denn bisher dachte ich, daß ich die Grenze des LT028 von 35nVpp gar nicht unterschreiten kann. Das Gerät von Gerhard Hoffmann ist im Bereich 10-100Khz dazu in der Lage, ob es bei 0,1-10 Hz noch klappt weiß ich noch nicht. Ich werde mal am Wochenende einen Prototypen bauen und abhängig davon wie gut dieser funktioniert Deshalb bin ich auch sehr unzufrieden mit AN124. Überleg mal. Du suchst so was. Dann machst Du AN124 auf. Siehst ein kompliziertes Design, das auch noch Extra rauscharme Transistoren vor die OPV-Eingänge klascht und auf 160 nVpp kommt. Und das noch als Art Referenzdesign von Linear. Da entsteht zunächst der Eindruck, das wars, das ist das Limit, weniger geht nicht. Zumal da ja schon mit 400 Euro Kondensatoren gearbeitet wird. Und dann stellst Du fest, daß der verstärker das Problem ist (hatte zunächst den großen Widerstand von 1,2 KOhm als Ursache vermutet, konnte ja nicht ahnen, daß Jim Williams bei seinem Verstärker selber murkst. Ich war deshalb zunächst auf dem Trip, mach das gleich un nimm halt 100 Ohm. Da der Widerstand als Limit nun rausfällt sind meine Ambitionen nun wieder gestiegen.
Jetzt Nicht schrieb: > Ist Produkt zweier Integrale das Integral der Produkte ? Wenn Du den 1/f-Kurvenverlauf mit eineziehen möchtest mußt Du erst multiplizieren und dann integrieren. Du kannst nicht die jeweiligen Integrale multiplizieren. Die Multiplikation der Integrale würde nur bei Konstanten gehen. Hast Du eine brauchbare Funktion für den 1/f-Verlauf?
Eben sag ich doch. Das Z(omega) des Caps ueber das Integral zu Mitteln ist wertlos. Der Kapazitaetswert des Caps entspricht der tiefsten Frequenz, nicht dem Mittelwert.
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Jetzt Nicht schrieb: > Eben sag ich doch. Das Z(omega) des Caps ueber das Integral zu > Mitteln > ist wertlos. Der Kapazitaetswert des Caps entspricht der tiefsten > Frequenz, nicht dem Mittelwert. Nein. Wir haben ja nicht ein Signal mit 0,1 Hz, sondern eines daß gleichverteilt in 0,1-10 Hz auftritt. Gleichverteilt = mitteln. Die mittlere Impedanz ist also völlig korrekt. 1/f bezieht sich auf die Amplitude, nicht darauf, daß Signalanteile unterschiedlich häufig sind. Und die Impedanz des Kondensators ist nicht von 1/f abhängig. Wenn wir jetzt nicht nur die Impedanz des Kondensators wissen wollten, die obiges ergibt, sondern zusätzlich das Gesamtrauschen als absoluten Wert, dann müßte man über das Rauschen integrieren und zwar ebenfalls wieder von 0,1 bis 10 Hz. In diesem Integral kommt dann dann noch das erzeugte Rauschen der verschiedenen Komponenten hinzu, die alle von Xc abhängen. Also egal was ich machen wollte, ich müßte immer von 0,1 - 10 Hz (bzw. was meine Bandbreite auch immer ist, bei einem 10-100 kHz Verstärker dann natürlich von 10-100kHz) integrieren und der Einzelwert bei 0,1 Hz ist mir herzlich egal. Der geht nur infinitesimal (sprich mit praktisch 0) ein. Was anderes wäre nur, wenn ich einen ultrascharfen Bandpass bei genau 0,1 Hz hätte. Dann und nur dann könnte man näherungsweise mit diesem Einzelwert arbeiten.
Den Koppelkondensator kann man für die Rauschberechnung auch einfach zur Quelle denken. Zur Quelle kommt dann die Impedanz des Kondensators hinzu. Idealerweise sollte das Verhältnis von Spannungsrauschen zu Stromrauschen des Verstärkers etwa der Quellimpedanz inklusive des Kondensators entsprechen. Da diese Impedanz aber wegen des Kondensators von der Frequenz abhängt, muss man da einen Kompromiss machen: bei der kleinsten Frequenz wird das Stromrauschen überwiegen, bei größeren Frequenzen dann das Spannungsrauschen des Verstärkers. Je weiter man runter will mit der Frequenz, desto wichtiger wird das Stromrauschen. Die Wahl des Verstärkers ist auch ein Kompromiss je nach Frequenzband - da kann der LT1028 (Viel Stromrausche) für Frequenzen ab 1 Hz gut sein, bei 0.1 Hz wäre dann aber z.B. der LT1012 (kleines Stromrauschen, aber relativ viel Spannungsrauschen) ggf. schon besser. Wenn man den Verstärker vorgibt kann man damit die Mindestgröße für den Kondensator vorgeben - mehr wäre in der Regel besser, aber ggf. halt zu teuer oder zu groß. Damit der LT1028 passt muss man da halt schon richtig groß werden, sonst passt es zumindest für 0,1 Hz nicht. Für die sehr niedrigen Frequenzen macht man da ggf. auch Kompromisse - legt den Kondensator also nicht für 0.1 Hz sondern vielleicht 0.3 Hz aus. Die Größe des Kondensators ist vor allem wichtig, damit der Rauschstrom des Verstärkers bei sehr tiefen Frequenzen nicht so sehr ins Gewicht fällt. Die Auslegung des Widerstandes nach GND ist dann einfach: Die einfache Wahl wäre direkt die 0,1 Hz Grenzfrequenz anzustreben. Damit wird dann bei den 0,1 Hz das Signal bereits um 3 dB gedämpft und der Widerstand trägt etwas zum Rauschen bei. Für noch etwas weniger Rauschen kann man den Widerstand größer (z.B. 10 mal) wählen, und die Filterfunktion hinter der Verstärkung machen, ggf. auch digital oder im Zeitbereich. Damit hat man dann etwas weniger Rauschen an der unteren Grenze, einen Frequenzgang der weniger von der Quellimpedanz abhängt und weniger Probleme mit der Belastung der Quelle. Wenn die Quelle von sich schon eine höhere Impedanz hat, wird sie auch deutlich mehr Rauschen haben - da wird dann die Wahl des Verstärkers dann wichtiger, insbesondere das Stromrauschen. Bevor man den Aufwand mit dem Kondensator ins unermessliche treibt, sollte man noch als Alternative eine Korrelationsmessung in Betracht ziehen: da hat man 2 Kanäle Parallel und berechnet dann die Korrelation: Damit kann man dann auch Rauschwerte Deutlich unter dem Eigenrauschen der Verstärker messen - nur die Messung dauert dann halt etwas länger und die Auswertung ist nicht so einfach und nicht direkt auf dem Scope, sondern erst im Computer. Für sehr kleines Rauschen ist das eigentlich die Standartmethode. Schwierig wird es nur mit Quelle mit hoher Impedanz, etwa dem Eigenrauschen einer im wesentlichen kapazitiven Quelle.
Das Rauschen tritt nicht gleichverteilt auf, sondern man wird bei so niedrigen Frequenzen vor allem 1/f Rauschen haben, zumindest von den üblichen Verstärkern. Da macht es dann auch Sinn die Frequenz logarithmisch aufzutragen. Man bekommt nämlich für jede Dekade im Frequenzbereich einen vergleichbaren Beitrag. Also etwa ähnlich viel von 0,1 Hz - 1 Hz wie von 1 Hz - 10 Hz. Dazu kommt das die Impedanz des Kondensators zu kleinen Frequenzen zunimmt. Der Anteil vom Stromrauschen des Verstärkers wird also sogar etwa mit 1/f² zunehmen. Damit hat der untere Frequenzbereich schon ein ganz besonderes Gewicht. Für eine ernsthafte Auswertung wird man das Rauschen auch eher aufzeichnen und etwa per FFT das Spektrum bestimmen, und nicht nur einen globalen RMS pder Peak-Reak Wert ansehen.
>Für eine ernsthafte Auswertung wird man das Rauschen auch eher >aufzeichnen und etwa per FFT das Spektrum bestimmen, und nicht nur einen >globalen RMS pder Peak-Reak Wert ansehen. Genau! Man verliert sonst erhebliche Information. Interessant wird dann auch der direkte Vergleich der Spektren einmal mit kurzgeschlossenem Eingang, bzw. nachgebildeter Quellimpedanz, und das andere Mal mit angeschlossenem Meßobjekt. Dann muß daß Eigenrauschen des Verstärkers auch nicht mehr deutlich kleiner sein als das des Meßobjekts.
Ulrich H. schrieb: > Das Rauschen tritt nicht gleichverteilt auf, sondern man wird bei > so > niedrigen Frequenzen vor allem 1/f Rauschen haben, zumindest von den > üblichen Verstärkern. Da macht es dann auch Sinn die Frequenz > logarithmisch aufzutragen. Man bekommt nämlich für jede Dekade im > Frequenzbereich einen vergleichbaren Beitrag. Also etwa ähnlich viel von > 0,1 Hz - 1 Hz wie von 1 Hz - 10 Hz. Das ist eine interessante Theorie und m.E. eine unzulässige Schätzung. Rechne das lieber mal genau aus. Ich habe die Impedanz des Kondensators mal genau ausgerechnet, damit man einen brauchbaren Wert hat. Natürlich muß man wegen 1/f aufpassen, in erster Linie wegen dem Spannungsrauschen des OPVs. Das nimmt im relevanten Bereich stark zu und ja deshalb sind die niederen Frequenzanteile nicht vernachlässigbar. Einerseits ... > Dazu kommt das die Impedanz des Kondensators zu kleinen Frequenzen > zunimmt. Der Anteil vom Stromrauschen des Verstärkers wird also sogar > etwa mit 1/f² zunehmen. Damit hat der untere Frequenzbereich schon ein > ganz besonderes Gewicht. .. andererseits sinkt die Bandbreite auch dramatisch und deshalb ist es nichts mit 1/f². Der Bereich von 0,1-1 Hz hat nur eine Bandbreite von 0,9. Der Bereich von 1 Hz - 10 Hz eine von 9 Hz. Für das Rauschen geht die Bandbreite linear ein. Der Wert bei 0,1 Hz ist somit nur 1/10 so wichtig wie der Wert bei 10 Hz, wenn man so will und nicht integriert. Dem 1/f steht also die immer kleineren Bandbreitenportiönchen entgegen. Wenn ich bis auf 0,01 Hz gehe, macht das nur noch 1/100 des Wertes von 1-10 Hz aus. Bei 0,001 Hz ist es nur noch ein Tausendstel. Es bleibt also bei 1/f und bei der Eckfrequenz f0, bei dem das Rosa Rauschen das Weiße erreicht. 1. Kondensatorimpedanz steigt mit 1/f, dadurch steigt der Einfluß des Rauschens mit ~ 1/f 2. Rauschen steigt mit 1/f+1, also etwas weniger als 1/f 3. Bandbreite sinkt mit f macht f/f² ~ 1/f Eigentlich reicht es mit der exakten Kondensatorimpedanz (siehe oben berechnet) zu rechnen weil sich 2+3 ansonsten ca. aufheben (für alpha=1 und f0>=10Hz und genähert). > Für eine ernsthafte Auswertung wird man das Rauschen auch eher > aufzeichnen und etwa per FFT das Spektrum bestimmen, und nicht nur einen > globalen RMS pder Peak-Reak Wert ansehen. Die Störung die das Rauschen verursacht ist immer die Summe aller Rauschanteile im relevanten Frequenzbereich. Der pp-Wert ist ja das Meßergebnis, den will man also genau haben (berechnet durch das Oszilloskop). Das ergibt dann ja die Fehlergrenzen mit +/- 1/2 Vpp + Vnom = Vist(Referenz), bzs. +/-1/2Vpp = Rauschfehler der Spannungsreferenz. Somit kann man Referenzen selektieren. Oder gemessene Werte mit Datenblattangaben vergleichen (im Soll oder außerhalb der Spezifikation) u.s.w.u.s.f. Der Frequenzverlauf ist bei dieser Messung völlig egal, weil dieser am Oszilloskop nicht abgelesen werden kann. Theoretisch könnte das ein Spektumanalysator. Aber erstens ist der nicht das Thema, zweitens wird diese Information nicht benötigt (einem AD-Wandler ist das Spektrum wurscht der interssiert sich für pp, bzw. mit dem pp-Wert kann man genau ablesen wo das AD-Auflösungslimit liegt) und drittens haben Spektrumanalysatoren meines Wissens nach ein größeres Problem bei diesen Frequenzen. Der pp-Wert Detektor in AN124 war daher genau das was man wollte und konnte dann mit Multimeter ablesen. Heutzutage schaffen die Oszilloskope das aber selbst zu messen. Entweder automatisch oder manuell mit Cursor. Das Oszilloskopbild ist auch interessant, denn es zeigt wie das Verhältnis zwischen pp und rms ist. Sollte jemand einen Spektrumanalysator kennen, der 0,1-10 Hz kann darf er sich gerne bei mir melden. Dürfte aber in keinem Fall den 4-steilligen Euro Bereich verlassen.
Kai Klaas schrieb: >>Für eine ernsthafte Auswertung wird man das Rauschen auch eher >>aufzeichnen und etwa per FFT das Spektrum bestimmen, und nicht nur einen >>globalen RMS pder Peak-Reak Wert ansehen. > > Genau! Man verliert sonst erhebliche Information. Interessant wird dann > auch der direkte Vergleich der Spektren einmal mit kurzgeschlossenem > Eingang, bzw. nachgebildeter Quellimpedanz, und das andere Mal mit > angeschlossenem Meßobjekt. Dann muß daß Eigenrauschen des Verstärkers > auch nicht mehr deutlich kleiner sein als das des Meßobjekts. Das ist völlig ungenau und erfordert außerdem einen Spektrumanalysator. Wenn ich den pp-Wert der Messung habe und den pp-Wert des kurzgeschlossenen Verstärkers, kann ich den Wert ganz exakt berechnen. Und zwar umso genauer je geringer das Eigenrauschen ist. Mit pp-Werten könnte ich noch um 5% geänderten Rauschwert feststellen, das kannst Du mit einem Spektrumbild völlig vergessen. Gut, moderne Spektrumanalysatoren sind in der Lage das Spektrum auf einen pp-Wert zurückzurechnen. Damit sind sie aber auch nicht besser als ein Oszilloskop, das bei dieser pp-Ermittlung wohl auch genauer ist.
Frank schrieb: > Sollte jemand einen Spektrumanalysator kennen, der 0,1-10 Hz kann darf > er sich gerne bei mir melden. Dürfte aber in keinem Fall den > 4-steilligen Euro Bereich verlassen. Warum so kompliziert? Bei einer Bandbreite von 10Hz nimmt man einen Mikrocontroller mit FFT. Der langweilt sich dabei auch noch. Viele der niederfrequenten Spektrumanalysatoren/Dynamic Signal Analyzer, welche häufig bis etwa 100kHz gehen, basieren auf einer FFT. Erst die hochfrequenten Spektrumanalysatoren setzten auf klassische Mischer-/Oszillatorschaltungen und dergleichen. Edit: Ein HP 35660A kostet bei Singer etwa 2500€.
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Für den niederfrequenten Bereich macht man die Spektralanalyse üblicherweise per FFT. Viele DSOs können das bereits. Wenn man die Empfindlichkeit passend wählt sollte auch die oft nur 8 Bit Auflösung des DSOs kein Problems sein. Selbst bei billige USB DSOs gibt es teils mehr als 8 Bit Auflösung. Der Vergleich der Frequenzbereiche ist relativ einfach: von 1-10 Hz zu 0.1-1 Hz nimmt die Bandbreite um den Faktor 10 ab, dafür nimmt bei wirklich 1/f Rauschen sind Spannung um den Faktor 10 zu. Für das Integral kommt also bei ideal 1/f Rauschen genau das gleiche raus. Real ist es ggf. leicht anders weil man nicht genau 1/f hat. Die zunehmenden Impedanz des Kondensators sorgt dann bei niedrigen Frequenzen für eine höhere Wichtung des Stromrauschen. Für das Stromrauschen ist damit der Bereich 0.1-1 Hz dann 10 mal wichtiger sein als der von 1 - 10 Hz. Entsprechend muss man schon auf das Stromrauschen bei niedriger Frequenz achten. Der LT1028 ist optimal für etwa 300 Ohm Quellenwiderstand, bzw. etwa 1 KOhm verlustlose Impedanz. Für eine deutlich höhere Impedanz wäre ein hochohmigerer Verstärker (z.B. LT1037) besser, bei weniger Impedanz macht parallel schalten Sinn. Im Bereich des 1/f-Rauschens liegt die Übergangsfrequenz für das Stromrauschen um etwa den Faktor 70 höher als beim Spannungsrauschen. Entsprechend sollten da die Impedanzen um etwa den Faktor 70 niedriger liegen. Das heißt die Impedanz des Kondensators sollte wenn es geht unter etwa 15 Ohm liegen, damit der LT1028 passt. D.h. für 1 Hz sollten der Kondensator schon wenigstens 10 mF haben, wenn man den LT1028 sinnvoll nutzen will. Für den Bereich kleinerer Frequenzen, so ab etwa 0.4 Hz wäre wohl der LT1037 (oder ähnlich) besser geeignet. Mit einem nur 3 mF Kondensator wäre der LT1028 erst ab etwa 4 Hz passend, also keine gute Wahl für den Bereich 0,1 Hz - 10 Hz.
>Das ist völlig ungenau und erfordert außerdem einen Spektrumanalysator.
Jetzt mach aber mal einen Punkt! Du schnupperst gerade in ein
Themengebiet hinein, indem sich viele Poster hier seit Jahren bewegen.
Du stolperst von einem Fehler zum nächsten, ziehst Jim Williams, einen
der ganz ganz großen der Analogelektronik, ins Lächerliche und jetzt die
spektral aufgelöste Rauschmessung. Was bildest du dir eigentlich ein?
Man ist in der Regel nicht nur an einem integrierten Rauschen
interessiert, sondern auch an der Ursache des Rauschens (Popcorn-,
Schrot-, Shot- etc--noise.) und dazu ist die Kenntniß des Spektrums
notwendig, weil jedes Rauschen sein eigenes charakteristisches Spektrum
aufweist. Ein primitiver pp-Wert ist ein reiner Notbehelf und beinahe
völlig aussagelos. Und natürlich braucht man dafür einen
Spektrumanalysator bzw. eine Maschine die eine FFT durchführt. So what?
Christian L. schrieb: > Frank schrieb: >> Sollte jemand einen Spektrumanalysator kennen, der 0,1-10 Hz kann darf >> er sich gerne bei mir melden. Dürfte aber in keinem Fall den >> 4-steilligen Euro Bereich verlassen. > > Warum so kompliziert? Bei einer Bandbreite von 10Hz nimmt man einen > Mikrocontroller mit FFT. Der langweilt sich dabei auch noch. Viele der > niederfrequenten Spektrumanalysatoren/Dynamic Signal Analyzer, welche > häufig bis etwa 100kHz gehen, basieren auf einer FFT. Erst die > hochfrequenten Spektrumanalysatoren setzten auf klassische > Mischer-/Oszillatorschaltungen und dergleichen. > > Edit: Ein HP 35660A kostet bei Singer etwa 2500€. Sowas baut man eben nicht selber. Das ist ein Projekt für sich und man kommt nie zum eigenen Thema. Ich habe die Plots in meinen Artikeln mit einem Agilent 89441A gemacht. Der geht bis 10 MHz, mit uHertz Auflösung. Wenn man die HF-Box davon auch hat, kann er 10 MHz breite Fenster bis 2.5 GHz runtermischen. Wichtig sind die Optionen 2.Eingangskanal mit KreuzKorrelation, tiefer Speicher, Netzwerk-Interface, eigene Signalquelle. Er ist eigentlich für den Telekom-Markt gemacht worden und kann so ziemlich jede Handy-Modulationsart demodulieren. Darüber vergessen alle seine grundsätzlichen Fähigkeiten. Die Telekomfirmen sind jetzt alle mit 4G beschäftigt und brauchen dafür neues Spielzeug, deshalb sind genug davon zu haben. Schon die Erzeugung der Plots war ein Projekt für sich mit ziemlichem Umfang. FFTs haben eine lineare Frequenz- achse, deshalb kommt man mit einer FFT nicht weit wenn man 7 Dekaden von 0.1Hz bis 1MHz darstellen will. Man macht also 7 FFTs über je eine Dekade mit jeweils 100 oder 200 Punkten, liest die Spektren aus, korrigiert sie für die variable Bandbreite, sortiert sie zusammen, lernt GnuPlot aus einem C-Programm zu füttern und stellt fest, dass man nur noch mit Eclipse, gcc, gdb und QT-terminals zu tun hat. Und in LibreOffice sehen die erzeugten Bilder dann zu dünn, zu körnig aus oder können zwar auf dem Bildschirm dargestellt werden, aber man kann sie nicht drucken. Dabei ist embedded Postscript doch eigentlich sehr schön und die Hardware schon lange fertig. Immerhin braucht man sich nicht mit GPIB-Treibern zu beschäftigen. Man macht einfach auf 192.168.1.110 den Port 50?? auf und kann dort seine GPIB-Strings loswerden oder Antworten bekommen. Die Umgebung sieht dann etwa so aus: < https://picasaweb.google.com/lh/photo/3j3iLrjg2aeggKS227kkotMTjNZETYmyPJy0liipFm0?feat=directlink > Wenn man erst seinen Fourieranalyzer bauen will, wird das schnell hoffnungslos. Gruß, Gerhard
Kai Klaas schrieb: >>Das ist völlig ungenau und erfordert außerdem einen > Spektrumanalysator. > Jetzt mach aber mal einen Punkt! Du schnupperst gerade in ein > Themengebiet hinein, indem sich viele Poster hier seit Jahren bewegen. > Du stolperst von einem Fehler zum nächsten, ziehst Jim Williams, einen > der ganz ganz großen der Analogelektronik, ins Lächerliche und jetzt die > spektral aufgelöste Rauschmessung. Was bildest du dir eigentlich ein? Warum so unfreundlich? So erstens machen alle hier Fehler, deshalb weiß ich nicht was das soll. Zweitens hat Jim Williams bei der AN124 einfach eine schlechte und komplizierte Schaltung entwickelt. Oder gibt es jemand der was anderes behauptet? Insofern weiß ich jetzt gar nicht, was Du damit sagen möchtest? Ich habe keine Argumente dann werde ich unfreundlich? Die Spektralanalyse ist ungenauer als die Messung mit dem Oszilloskop. Das ist doch offensichtlich. Kannst Du mit dem Vergleich zweier Spektren sagen um wieviel das eine mehr rauscht als das andere? Habe ich bei einem 400 nVpp und beim anderen 458 nVpp, dann kann ich sagen das andere rauscht um 14,5% mehr. Oder kannst Du mir den nVpp Wert an einem Spektrum ablesen? Nein, eben. Also wieso Du Dich da jetzt aufregst ist mir nicht ganz klar. Wenn Du mir Gegenargumente brings höre ich Dir immer gerne zu. > Man ist in der Regel nicht nur an einem integrierten Rauschen > interessiert, sondern auch an der Ursache des Rauschens (Popcorn-, > Schrot-, Shot- etc--noise.) und dazu ist die Kenntniß des Spektrums > notwendig, weil jedes Rauschen sein eigenes charakteristisches Spektrum > aufweist. Sagen wir mal so, das Spektrum ist hilfreich in diesen Fallen. > Ein primitiver pp-Wert ist ein reiner Notbehelf Du hast das anscheinend nicht verstanden. Der pp-Wert ist das Rauschen. Das ist kein Notbehelf sondern das gesuchte Meßergebnis. > und beinahe völlig aussagelos. Das ist der Wert den wir mit dem Meßverstärker bestimmen wollen. Das Ziel unserer Bemühungen. Der Wert gibt das Rauschen an. Es ist die Aussage. >Und natürlich braucht man dafür einen > Spektrumanalysator bzw. eine Maschine die eine FFT durchführt. So what? Um ein Spektrum zu sehen ja, aber da sieht man in der Regel nichts spannendes. Ich sehe rumgerausche mit 1/f-Verteilung. Ich weiß also schon was ich sehe bevor ich überhaupt gemessen habe. Das Spektrum ist in diesem Fall belanglos weil ich mir Rauschen ansehe und das sieht halt eben immer wie Rauschen aus. Das Spektrum ist äußerst interessant, wenn ich Signale habe, aber nicht wenn mein Signal das Rauschen selbst ist. Was ich wirklich will ist das Gesamtrauschen in dem mich interessierenden Frequenzbereich zu messen. Der Titel des Themas, der Zweck der AN124, nur mal so nebenbei bemerkt. Und das Ergenis ist der Rauschwert e(n) = xy nVpp.
@ Gerhard Naja, ganz so schlimm ist es aber nicht. Erstens wird ja nur der Bereich bis 10Hz ggf. bis 100Hz benötigt. Zweitens muss es ja kein eigenständiges Gerät werden. Ein Frontend, welches die Daten aufnimmt und an den PC sendet reicht ja auch schon. Die Auswertung kann man heute bequem am PC machen. Somit reduziert sich der Aufwand auf den Aufbau der Eingangsstufe und der Übertragung der Daten. Im PC nimmt man dann einfach fertige Programme, wie Octave, Matlab, Scilab usw. Dass das alles sogar auf einem µC möglich ist, zeigen ja auch die vielen selbst gebastelten Audio Spektrumanalyzer. branadic und Frank K. haben das hier: Beitrag "Audio Spektrum Analysator" bis 100kHz umgesetzt. Also mit einer 1.000-10.000 fach höheren Bandbreite als hier gefordert. Klimmzüge, wie jede Dekade einzeln aufnehmen und die Daten durch etliche Programme zu schleusen sind nicht nötig. Das Geräte, wie das HP 35660A, so teuer sind, liegt auch an der Zeit in der sie entstanden sind. Im Service Manual vom HP 35660A, was ich hier habe, steht Revision Date: October 1, 1988. Damals war der nötige Speicher noch teuer. Auch die Rechenleistung musste man sich damals teuer erkaufen. Heute schaffen das etliche low cost Boards mit links (Raspberry Pi, Beaglebone, Stm32 ...)
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>So erstens machen alle hier Fehler, deshalb weiß ich nicht was das soll. >Zweitens hat Jim Williams bei der AN124 einfach eine schlechte und >komplizierte Schaltung entwickelt. Oder gibt es jemand der was anderes >behauptet? Mensch Frank, du hast doch überhaupt keine Ahnung, WARUM Jim Williams die Schaltung genau so ausgelegt hat, oder? Hast du mit ihm darüber diskutiert? Ich habe mehrfach versucht darzulegen, warum die Bauteilewahl Sinn machen könnte. Aber du hast so wenig Respekt, daß du ihn als Schwachkopf hinstellst. Und das geht einfach zu weit. >Die Spektralanalyse ist ungenauer als die Messung mit dem Oszilloskop. >Das ist doch offensichtlich. Siehst du, du hast eben keine Ahnung! Denkst du, daß die wissentschaftlichen Publikationen die Rauschspektren aus Langeweile abdrucken, so nach dem Motto, jetzt haben wir uns da teuere Teil für paar tausend Euro gekauft, jetzt wollen wir auch ne Messung damit machen? Denk mal drüber nach und lies dich in die Materie ein. Nur so als Tipp: Man kann ganze Diplomarbeiten über die Analyse von Rauschspektren schreiben... >Du hast das anscheinend nicht verstanden. Der pp-Wert ist das Rauschen. >Das ist kein Notbehelf sondern das gesuchte Meßergebnis. Und du hast anscheinend nicht verstanden, daß du den pp-Wert garnicht einfach ablesen kannst, weil er einer komplizierten Statistik folgt. Jim Williams hat deshalb einen aufwendigen noise-to-noise-peak-detector gebaut. Hst du überhaupt begriffen, warum?? Ach so, Entschuldigung, Jim Williams ist ja nur ein Schwachkopf... Wie ist der pp-Wert beim Rauschen definiert? Beim Gaußschen Rauschen ist das Verhältnis von Spitzenwert und Effektivwert so definiert: Es sei der C.F. (crest factor) der Quotient aus Spitzenwert und Effektivwert, dann ist q der Bruchteil der Zeit, während dessen größere Peaks beobachtet werden können: C.F. q 1 32% 2 4,6% 3 0,37% 3,3 0,1% 3,9 0,01% 4 63ppm 4,4 10ppm 4,9 1ppm So, üblicherwiese wird die Messung so gemacht, daß man "genügend lange" auf den Bildschirm des Oszis starrt, einen Maximalwert Vp bestimmt und diesen durch 3,3 teilt. Bei einem abgelesenen Vpp-Wert teilt man durch 6,6. Damit erhält man den "Effektivwert". Diese Prozedur ist aber höchst ungenau, weil es einen Maximalwert Vp überhaupt garnicht gibt. Es hängt vom Beobachtungszeitraum ab, welchen Maximalwert man findet. Deswegen ist ein pp-Wert für das Rauschen eine höchst ungenaue Angabe. >Um ein Spektrum zu sehen ja, aber da sieht man in der Regel nichts >spannendes. Jemand der keine Ahnung hat, sieht natürlich nichts... Frank, du ahnst ja nicht einmal, wovon du keine Ahnung hast. Also sei einfach mal ein wenig respektvoller.
Die Schaltung aus AN124 hat schon was für sich, wenn man den Kondensator zur Kopplung kleiner wählen muss, oder mit der Frequenz noch weiter runter geht, bis z.B. 0.01 Hz. Da muss man ggf. nur den Widerstand nach Masse anpassen. Die ganz tiefen Frequenzen übernimmt halt der LT1012, der da auch eine gute Wahl ist. Die höheren Frequenzen übernehmen die JFETs, die da ggf. auch besser als der LT1012 sind. Ob sich der Aufwand für den Geteilten Verstärker wirklich lohnt ist aber eine andere Sache. So schlecht ist der Verstärker für eine hochohmige Quelle (z.B. 10 K) nicht. Ich sehe es aber auch so, dass sie Schaltung nicht die beste Wahl ist. Beim Peak to Peak Wert kriegt man ggf. eine hohe Auflösung, wenn man mit dem DMM und analoger Schaltung misst, aber der abgelesene Wert wird recht heftig schwanken. Mit einmal ablesen ist es auch da nicht getan.
Christian L. schrieb: > Frank schrieb: >> Sollte jemand einen Spektrumanalysator kennen, der 0,1-10 Hz kann darf >> er sich gerne bei mir melden. Dürfte aber in keinem Fall den >> 4-steilligen Euro Bereich verlassen. > > Warum so kompliziert? Bei einer Bandbreite von 10Hz nimmt man einen > Mikrocontroller mit FFT. Der langweilt sich dabei auch noch. Super da kann ich ja auch das FFT vom Oszilloskop ansehen, da brauche ich mir doch nicht eine Extra Schaltung bauen, die das gleiche tut. > Viele der > niederfrequenten Spektrumanalysatoren/Dynamic Signal Analyzer, welche > häufig bis etwa 100kHz gehen, basieren auf einer FFT. Was sie dann sinnlos macht. Wenn möchte ich schon einen richtigen Spektrumanalysator. > Erst die > hochfrequenten Spektrumanalysatoren setzten auf klassische > Mischer-/Oszillatorschaltungen und dergleichen. Gut da habe ich mich unklar ausgedrückt. Nur so etwas verstehe ich unter einem Spektrumanalysator. > Edit: Ein HP 35660A kostet bei Singer etwa 2500€. Mit dem HP 35660A könnte ich das sehen, weil dieser in einem sehr niedrigen Frequenzbereich arbeitet. Mit FFT? Dann ist es sinnlos. Ohne FFT okay das ware interessant, ich kaufe mir aber keinen zweiten Spektriumanalysator deswegen. Der eigentliche Punkt ist eben der, daß ich das Oszillogramm sehen möchte und den pp-Wert messen mit einem Multimeter (deshalb die Spitzenwerterfassungsschaltung in AN124). Die Spitzenwerterfassung kann man sich sparen, weil es inzwischen das Oszilloskop kann, wie ich bereits schrieb. Aber dieses Missverständnis ist ein guter Punkt. Viele gehen hier anscheinend von einer Signalquelle aus. Es gibt aber keine Signalquelle. Bzw. wir wollen die Rauschquelle messen. Jetzt kommt die interessante Frage: Wie hoch ist eigentlich der Quellwiderstand? Die Rauschquelle hat einen Widerstand von 0 Ohm (bzw. das Kabelstück natürlich, also im Milliohmbereich). Das DC-Signal hat einen Innenwiderstand Rq. Dieser Innenwidertand gilt für das Quellsignal eben DC. Gehe ich auf 0,001 Hz ist die DC- Quelle weg (weil DC). Wieso sollte der Innenwiderstand dann bleiben? Der Innenwiderstand ist kein Bauelement, sondern eine Näherung des Regelungsverhaltens unserer DC-Quelle. Das Regelungsverhalten wird durch U/I=R modelliert. Bei einer eingeprägten Spannung ist das einfach. Ich präge eine Spannung auf den Regler ein, der kann nicht schnell genug regeln und dadurch verbleibt ein Rest an eingeprägter Spannung den man genau mit dem Widerstand RQuelle modelliert. Wenn jetzt aber ein Strom eingeprägt wird, was passiert dann? Nach Modell fließt er durch Rquelle und erzeugt daran eine Spannung Ueingeprägt. Aber das Modell trifft dann ja nicht zu. Der Strom fließt. Die Spannung muß nicht geregelt werden. Insofern gibt es auch keinen Widerstand der die Regelungsträgheit simuliert. Dadurch kein Rinnen und keine Uinnen. Das Modell reicht nicht mehr aus, man muß die reale Schaltung nehmen. Und was stellen wir dann fest. Der Quellwiderstand ist im höchsten Maße Stromabhängig. Wenn er also bei einem Strom von 1 mA 1000 Ohm beträgt, dann beträgt er bei unserem kleinem Rauschstrom von 1pA vielleicht nur 1 Ohm oder 50 mOhm. Sprich der DC-Quellwiderstand ist für Rauschstrombetrachtungen nicht anzuwenden, denn er gilt für große Ströme, bzw. ist stromabhängig, gerade bei den Quellen die wir untersuchen. Es ist in der Regel also so, daß ich eine Quelle mit einem nominellen Innenwidertsand von 1000 Ohm habe, für den Rauschstrom aber - weil er so klein ist - gilt dieser "Großsignalinnenwiderstand" nicht und man müßte den entsprechenden Kleinsignalinnenwidertsand nehmen. Ich vermute sogar, daß es bei der Spannung genauso ist. Ein angegebener Innenwiderstand gilt nur für einen genau definierten "Großsignalspannungshub". Ein Kleinsignalspannungshub wird einen wesentlich kleineren Innenwiderstand haben. Das ganze ware auch leicht zu messen. Ich messe die Ausgangsspannung. Dann schließe ich einen Widerstand an, so daß 1pA o.ä. fließt (in der Größenordnung die mich interessiert). Ich messe dann den Spannungsunterschied. Hm setzt natürlich hohe Genauigkeit voraus, also es ist nicht leicht, aber es ist meßbar. Dazu kommt noch die Frequenzabhängigkeit des Quellenwiderstandes. Jedenfalls kann man davon ausgehen, daß der "Kleinsignalinnenwiderstand" unter dem "Großsignalinnenwiderstand" liegt. Auf unseren Meßverstärker bezogen dürfen wir immer nur diesen "Kleinsignalinnenwiderstand" heranziehen.
Kai Klaas schrieb: >>So erstens machen alle hier Fehler, deshalb weiß ich nicht was > das soll. >>Zweitens hat Jim Williams bei der AN124 einfach eine schlechte und >>komplizierte Schaltung entwickelt. Oder gibt es jemand der was anderes >>behauptet? > Mensch Frank, du hast doch überhaupt keine Ahnung, WARUM Jim Williams > die Schaltung genau so ausgelegt hat, oder? Hast du mit ihm darüber > diskutiert? Ich habe mehrfach versucht darzulegen, warum die > Bauteilewahl Sinn machen könnte. Aber du hast so wenig Respekt, Warum er die Schaltung so ausgelegt hat? Ich will da nicht Spekulieren, ich habe ja schon ein paar Theorien genannt, daß er bestimmte Dinge übersehen hat. Ob es diese waren oder andere ist auch egal. Und selbst wenn Linear unbedingt mehr Bauteile von jenem Typ als von einem anderen drin haben wollte spielt das keine Rolle. Die Brauchbarkeit der Schaltung für den Anwendungszweck (160 nVpp) ist nicht gut und der Aufwand für diese schaltung ist unnötig hoch. Und sonst gibt es auch nichts positives daran, auch der Platinenplatz ist schlechter als bei vergleichbaren Schaltungen. Sicher gibt es viele, die das noch schlechter machen, deren Schaltung gar nicht funktioniert oder schwerwiegende Männgel aufweist. Die AN124 funktioniert wohl, ausprobiert hats anscheinend noch keiner, aber gehen wir mal davon aus. Und sie hat auch keine schweren Mängel. Behaupte ich jetzt einfach mal. Unter allen funktionierenden und mängelfreien Schaltungen ist sie aber die schlechteste die ich bisher gesehen habe. >daß du ihn als Schwachkopf hinstellst. Und das geht einfach zu weit. Ich stelle ihn doch nicht als Schwachkopf hin. Ich kritisiere seine Schaltung und dessen Ergebnisse. Und das auch nur, weil es eine offizielle Applikationsschrift von Linear ist. Ich meine immerhin schadet er damit dem Ansehen von Linear. Stell Dir vor, einer von AD macht eine Applikationsschrift mit dem AD797 oder den AD4898 und sagt so hier ist die einfach Schaltung mit zwei OPs, die hat 75nVpp, kostet weniger und überhaupt kauft Analog Devices Teile die sind besser. Linear hätte zwar den LT1028 und vielleicht kommt der sogar auf bessere 65 nVpp (alle Werte nur für dieses Gedankenspiel erfunden). Aber da dieser nicht in AN124 verwendet wurde ist es ja nichts damit. >>Die Spektralanalyse ist ungenauer als die Messung mit dem Oszilloskop. >>Das ist doch offensichtlich. > > Siehst du, du hast eben keine Ahnung! Denkst du, daß die > wissentschaftlichen Publikationen die Rauschspektren aus Langeweile > abdrucken, so nach dem Motto, jetzt haben wir uns da teuere Teil für > paar tausend Euro gekauft, jetzt wollen wir auch ne Messung damit > machen? Denk mal drüber nach und lies dich in die Materie ein. Nur so > als Tipp: Man kann ganze Diplomarbeiten über die Analyse von > Rauschspektren schreiben... Die null interessieren, wenn das nicht der gesuchte Wert ist. > >>Du hast das anscheinend nicht verstanden. Der pp-Wert ist das Rauschen. >>Das ist kein Notbehelf sondern das gesuchte Meßergebnis. > > Und du hast anscheinend nicht verstanden, daß du den pp-Wert garnicht > einfach ablesen kannst, weil er einer komplizierten Statistik folgt. Jim > Williams hat deshalb einen aufwendigen noise-to-noise-peak-detector > gebaut. Hst du überhaupt begriffen, warum?? Ich habe doch geschrieben warum er das gemacht hat, um Dir zu erklären worauf es ankommt. > Ach so, Entschuldigung, Jim Williams ist ja nur ein Schwachkopf... Meinst Du? Ich ware da vorsichtig. > So, üblicherwiese wird die Messung so gemacht, daß man "genügend lange" > auf den Bildschirm des Oszis starrt, einen Maximalwert Vp bestimmt und > diesen durch 3,3 teilt. Bei einem abgelesenen Vpp-Wert teilt man durch > 6,6. Damit erhält man den "Effektivwert". Nein. Der RMS-Wert ist erstmal sekundär. Primär interssiert der pp-Wert und den zeigt das Oszilloskop direkt an. Ich schau also drauf und lese den Wert ab. Das habe ich aber bereits beschrieben. Den RMS-Wert - falls uns dieser überhaupt interessiert - zeigt das Oszilloskop auch direct an. Gut ein älteres Modell da wird es schwieriger, da muß man eben den Cursor positionieren und schätzen, ist aber auch ok. > Diese Prozedur ist aber höchst ungenau, weil es einen Maximalwert Vp > überhaupt garnicht gibt. Es hängt vom Beobachtungszeitraum ab, welchen > Maximalwert man findet. Deswegen ist ein pp-Wert für das Rauschen eine > höchst ungenaue Angabe. Der Beobachtungszeitraum ist auf 10 Sekunden festgelegt bei einer Zeitbasis von 1s. Das ist die Meßvorschrift mit der alle diese Rauschwerte vergleichbar bleiben. >>Um ein Spektrum zu sehen ja, aber da sieht man in der Regel nichts >>spannendes. > Jemand der keine Ahnung hat, sieht natürlich nichts... > > Frank, du ahnst ja nicht einmal, wovon du keine Ahnung hast. Also sei > einfach mal ein wenig respektvoller. Du meinst Du behauptest ich hätte keine Ahnung und darfst dann auf Argumente verzichten. Hey selbst wenn ich keine Ahnung hätte, könnte ich hier was sagen und fragen, dafür ist ein Forum ja auch da. Also was kann ich jetzt am Sprektrum ablesen? Das mein gemessener Wert von 276 nVpp doch eher 279 nVpp ist? Solange ich da nicht z.B. einen Peak bei genau 8,85 Hz sehe ist mir das völlig egal. Aber selbst wenn ich einen sehe, dann habe ich auch nur eine Zusatzinformation. An meinem Meßwert ändert das gar nichts. Und bzgl. Ahnung, ich würde da lieber nicht mit Steinen schmeissen ... Okay, ich glaube wir redden aneinander vorbei. Alles was ich sage bezieht sich auf das Thema "Meßverstärker für 0,1-10 Hz Rauschen für Oszilloskop für die Messung an Spannungsreferenzen" oder auch genau die Aufgabenstellung von AN124. Ich glaube Du willst mir nur darlegen wie nütlich im allgemeinen ein Spektrum ist. Wie ich schon sagte, bei Signalen ist es oftmals hifreich, bei Nichtsignalen nicht. Nachdem wir das eigentlich durch haben willst Du mir jetzt erläutern, daß man aber auch bei Nichtsignalen interessante Sachen in einem Spektrum sehen kann. Ja mag sein, aber ich will nichts sehen, ich brauch den maximalen Fehlerwert meiner Spannungsreferenz. Und dabei ist es mir völlig egal ob das a,b,c-Rauschen ist oder sogar eine Störoszillation bei 8,8 Hz. Der Spannungsfehler der sich daraus ergibt ist das was man mißt und wissen will. Das ist die Definition dieser Aufgabe. Sollte ich weitergehende Ambitionen haben und mich in die Erforschung der Ursachen der Unzulänglichkeiten einzuarbeiten, dann kann ein Spektrum sehr nützlich sein. Aber eben für diese Aufgabe und nicht für die Aufgabe den En-Wert zu ermitteln. Übrigens gibt es einen guten Grund, warum in allen Publikationen wie z.B. Datenblättern immer ein Oszilloskopbild verwendet wird und nie ein Spektrum. Sollte Dir zu denken geben. Ganz abgesehen von den En-Werten die in den Datenblättern stehen. Also wenn ich jetzt ein Datenblatt für irgendeine Schaltung erstellen will, dann mache ich die beschriebene Messung und schreibe den En-Wert rein. Vielleicht hänge ich noch ein Oszilloskopbild rein vom Störspannungsverlauf. Aber ich werd sicher kein Spektrum angeben.
Ulrich H. schrieb: > Beim Peak to Peak Wert kriegt man ggf. eine hohe Auflösung, wenn man mit > dem DMM und analoger Schaltung misst, aber der abgelesene Wert wird > recht heftig schwanken. Mit einmal ablesen ist es auch da nicht getan. So stark schwankt er nicht, aber er schwankt natürlich. Es ist eben ein statistischer Meßwert, weil die Meßgröße statistisch ist. Das Schwanken ist kein Meßfehler an sich wie Du ja weißt. Insofern kann man dann n-Ergebnisse mitteln und so seine Genauigkeit steigern. Be meinen Messungen war die pp-Schwankung im Bereich von so +/-10%, das deckt sich mit dem was Anja berichtet hat. Und das wohlgemerkt auf dem niedrigen Eigenrauschwert des Verstärkers. Dabei ist es so, daß es meinstens so +/-2-5% schwankt über mehrere 10s-Fenster und dann kommt ab und zu mal eine größere Abweichung die dann für die beschriebenen +/-10% sorgen. Mit theoretisch unendlich langer Messung bekommt man einen unendlichen pp-Wert deshalb erfolgt die Messung immer nur über ein 10s-Zeitfenster.
Die Rauschspektren sind schon aussgekräftiger als nur die Peak-Peak Werte. Die Peak to Peak Werte hängen z.B. vom betrachteten Frquenzband ab, und die 0,1 Hz - 10 Hz ist nur ein möglicher Bereich, den man eher wegen relativ guten Messbarkeit gewählt hat und heute dabei bleibt um mit alten Daten vergleichbar zu bleiben. Ohne Wissen über das Rauschspektrum lassen sich die Werte nicht einfach auf einen anderen Bereich übertragen. Die Rauschspektren lassen sich dagegen auch vergleichen wenn der eine von 0.001 Hz- 1 Hz und der andere von 0.1 - 1000 Hz gemessen hat. Die für die Anwendung später relevanten Frequenzen sind oft auch nicht gerade 0.1 - 10 Hz. Die Beobachtung des Rauschens im Zeitbereich macht auch schon Sinn, um so etwas wie Flicker Rauschen zu erkennen. Mit viel Übung kann man ggf. auch von der Kurvenform zwischen weißem und mehr 1/f rauschen unterscheiden. Signal und Rauschen muss man nicht Unterscheiden. Für einen Verstärker zur Rauschmessung ist halt das Rauschen des Testobjektes das Signal. Die Stärke des Rauschens pro Frequenzinterval, also das was man beim Rauschspektrum bestimmt, hat sogar mit Rauschleistungsdichte einen eigenen Namen. Bei der Impedanz der Quelle hat man schon eine Impedanz als Funktion der Frequenz. Gerade bei geregelten Schaltungen ist dabei die AC Impedanz eher größer als der DC Wert, bzw. bei den sehr kleinen Frequenzen die hier Betrachtet werden wird man den gleichen Wert erwarten - für die üblichen OPs geht DC halt oft bis etwa 1-100 Hz, darunter für die DC Verstärkung erreicht. Die Unterscheidung nach Kleinsignal- und Großsignal Impedanz kann richtig sein, aber so groß sind die Unterschiede meist nicht. Insbesondere die Annahme dass die Impedanz mit der Amplitude quasi beliebig abnimmt ist extrem unwahrscheinlich (wenn nicht unmöglich) - eher hat man ein umgekehrtes Verhalten, das die Impedanz zu großen Amplituden leicht abnimmt. Für kleine Amplituden (und damit für das Rauschen) geht man von einem linearen System aus, und damit einer von der Amplitude unabhängigen Impedanz.
>Nein. Der RMS-Wert ist erstmal sekundär. Es geht nicht um den Effektivwert, sondern darum, daß überhaupt kein Vpp-Wert, also solcher, existiert. Er hängt vom Beobachtungszeitraum ab. Und nein, das hat mit den 10 Sekunden nichts zu tun. >Primär interssiert der pp-Wert und den zeigt das Oszilloskop direkt an. So, welchen denn? Ist denn das immer der gleiche?? Oder variiert er von Messung zu Messung? Welchen nimmst du denn dann? >Der Beobachtungszeitraum ist auf 10 Sekunden festgelegt bei einer >Zeitbasis von 1s. Das ist die Meßvorschrift mit der alle diese >Rauschwerte vergleichbar bleiben. Ja, weil man durch das Zeitfenster von 10sec eine zusätzliche Hochpassfilterung bei rund 0,1Hz erzielen will. Spart ein zusätzliches RC-Glied ein. Mit der Statistisk des Gaußschen Rauschens hat das nichts zu tun. Übersetzt auf diese Messung bedeutet die Statistik, daß du die 10sec Messung öfter wiederholen mußt. Und dann mußt du die oben aufgeführte Gesetzmäßigkeit beachten. Anders ausgedrückt: Bei jeder einzelnen 10sec Messung wirst du einen anderen Vpp-Wert feststellen. Die Verteilung der einzelnen Vpp-Werte folgt der oben zitierten Statistik. Wenn du die Messung nur beliebig lange wiederholst, wirst du beliebig große Abweichungen des Vpp-Wertes nach oben feststellen. Und dann wirst du dich fragen, welchen dieser Meßwerte du nun nehmen mußt. Wieder hilft dir die oben zitierte Statistik dabei. Der Vpp-Wert einer Einzelmessung ist dagegen völlig wertlos. >Übrigens gibt es einen guten Grund, warum in allen Publikationen wie >z.B. Datenblättern immer ein Oszilloskopbild verwendet wird und nie ein >Spektrum. Sollte Dir zu denken geben. Ganz abgesehen von den En-Werten >die in den Datenblättern stehen. Das ist einfach nur Tradition. Erst das Spektrum zeigt die Feinheiten. Einige Hersteller zeigen auch das Spektrum bis 0,1Hz hinunter an.
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Ulrich H. schrieb: > Die Rauschspektren sind schon aussgekräftiger als nur die > Peak-Peak > Werte. Die Peak to Peak Werte hängen z.B. vom betrachteten Frequenzband > ab, und die 0,1 Hz - 10 Hz ist nur ein möglicher Bereich, den man eher > wegen relativ guten Messbarkeit gewählt hat und heute dabei bleibt um > mit alten Daten vergleichbar zu bleiben. Ohne Wissen über das > Rauschspektrum lassen sich die Werte nicht einfach auf einen anderen > Bereich übertragen. Das ist vollkommen richtig. Der typische Anwendungsfall sind hochgenaue Messungen. Dazu braucht man einen AD-Wandler. Um die Enob zu berechnen, braucht man den pp-Wert des Rauschens der Spannungsreferenz. Meistens liegen diese Wandler bei 0,1-10 Hz. Es gibt auch schnellere Wandler, nur ist es da moistens so, daß deren Auflösung dann auch limitiert ist, so daß es auf das Rauschen der Spannungsquelle nicht mehr ankommt. Aber wenn man irgendwie bei einer anderen Frequenz den Wert wissen will braucht man einen Meßverstärker der in diesem Bereich verstärkt um diesen pp-Wert zu ermitteln. Wie gesagt, moderne und leistungsfähige Spektrumanalysatoren können den pp-Wert auch berechnen in dem sie näherungsweise über das Spektrum integrieren. Allerdings ist da ein Fehler der Näherung, den es beim Oszilloskop nicht gibt und ich bezweifle ich, daß diese rauscharm genug sind. Wie wir ja festgestellt haben funktionieren die Spektrumanalysatoren nur im kHz-Bereich und darüber. Drunter gibts FFT und da ist es ziemlich mau bei solch niedrigen Rauschwerten im Zeitbereich. Oder extreme teuer. Oder eben doch ein Exemplar was in diesem Bereich mit Multiplikator arbeitet. Wie auch immer ich brauche einen möglichst genauen Meßverstärker in diesem Bereich um den pp-Wert zu ermitteln. Und den werde ich mir eben selber bauen. Vielleicht erweitere ich ihn spatter mal wie Gerhard Hoffmann noch für andere Spektren. Aber erst mal will ich den 0,1-10 Hz Bereich zum laufen bekommen. > Die Rauschspektren lassen sich dagegen auch vergleichen wenn der eine > von 0.001 Hz- 1 Hz und der andere von 0.1 - 1000 Hz gemessen hat. Die > für die Anwendung später relevanten Frequenzen sind oft auch nicht > gerade 0.1 - 10 Hz. Da hilft mir der Spektrumanalysator auch nichts, wenn mein Meßverstärker die Bandbreite beschränkt. Klar man kann so einen bauen wie Gerhard Hoffmann. Dann kann man den Frequenzbereich auswählen. Aber dann habe ich auch einen anderen pp-Wert und somit die selbe Information. > Signal und Rauschen muss man nicht Unterscheiden. Für einen Verstärker > zur Rauschmessung ist halt das Rauschen des Testobjektes das Signal. Die > Stärke des Rauschens pro Frequenzinterval, also das was man beim > Rauschspektrum bestimmt, hat sogar mit Rauschleistungsdichte einen > eigenen Namen. Ja und Vpp ist der gleiche Wert. Das ist die Rauschdichte über den betrachteten Frequenzbereich. Also das Integral über das Spektrum. Für kleine Amplituden (und > damit für das Rauschen) geht man von einem linearen System aus, und > damit einer von der Amplitude unabhängigen Impedanz. Darum geht es mir ja genau, denn das man davon ausgeht ist ja nicht richtig, weil das Modell da nicht mehr gilt. Mir ist das aufgefallen, als ich bei einem Baustein nämlich zwei Impedanzangaben fand, und deren Unterschied war deutlich (10 mal geringere Impedanz bei 1/5 der Stromstärke). Sicher hängt der Wert von der jeweiligen Schaltung ab. Jedenfalls ist die Verwendung von Rinnen bei einem bestimmten Stromwert der praktisch immer groß ggü. unseren Strömen ist alles andere als vernachlässigbar. Diese ganze Diskussion mit Spektren ist aber völlig daneben gelaufen. Es ging ja darum, daß der Vpp-Wert des Meßverstärkers das Qualitätskriterium des Meßverstärkers ist. Je weniger desto besser, den um so geringeres Rauschen kann ich messen und umso genauer ist mein Verstärker.
Kai Klaas schrieb: > Und nein, das hat mit den 10 Sekunden nichts zu tun. Natürlich. Bei Deinem Spektrumanalysator hast Du auch alle 10 Sekunden ein anderes Spektrum. Und welches nimmst Du jetzt? Das ist doch kein Problem der Meßmethode. Auf was willst Du hinaus? Ein Spektrumanalysator existiert nicht. Ich habe keinen für diesen Bereich. Und wenn ich einen hätte ware er vmtl. nicht genau genug (falls FFT-basiert). Ich geb ein bißchen Geld aus, hab ein bißchen Spaß beim entwickeln und bauen und dann hoffentlich einen tollen Meßverstärker, der genau das liefert was ich brauche.
Mach mal hintereinander mindestens 30 Vp-Einzelmessungen über jeweils 10 sec und veröffentliche hier die Werte. Verwerfe dabei keinen einzigen der Meßwerte! Und dann lass uns darüber diskutieren, welchen Vp-Wert wir letztlich als Ergebnis der Messung nehmen.
Die Spektralanalyse per FFT ist nicht per se ungenauer als klassisch mit durchstimmbarem Empfänger. Das sind einfach verschiedene Arten der Implementierung, die unterschiedliche Limitierungen habe: Klassisch geht nicht gut bei niedrigen Frequenzen, weil da die Messzeit einfach zu lang wird oder die Auflösung zu klein. Das ist ein prinzipielles Limit, weil man auf das Einschwingen des Filters warten muss. Vor allem wenn man eine hohe Auflösung haben will wird es zu niedrigen Frequenzen einfach unpraktisch. Unter etwa 10 Hz ist klassisch fast nicht möglich und wohl ein Grund dass sich das Rauschen im Zeitbereich in Datenblatt etabliert hat - einfach weil man das Spektrum so schlecht bestimmen konnte Die FFT analyse geht dagegen nicht so gut bei hohen Frequenzen, weil die ADCs dafür nicht so gut sind. Hier ist das Limit mehr ein technologisches, und man kann heute auch bis in den GHz Bereich Spektralanalyse per FFT machen - ggf. mit etwas weniger Dynamik, dafür aber sehr guter Auflösung bei der Frequenz. Bei niedrigerer Frequenz (so ab 1 MHz) wird man mit der FFT Methode auch bei der Dynamik ggf. besser als Klassisch. Da schlägt dann einfach zu dass man per FFT alle Frequenzen gleichzeitig misst. Für die Rauschmessung sind die Anforderungen ohnehin recht gering - da reicht oft auch die FFT mit einem 8 Bit DSO schon aus. Auch da hat man Schwankungen zwischen einzelnen Durchläufen - allerdings mit sehr gutmütiger Verteilung, so dass man einfach mitteln kann. Was man spezielle für die Rauschmessung braucht ist eigentlich nur der Verstärker, der nicht wesentlich mehr rauscht als das zu untersuchende System. Wenn man selbst für die kleinen Amplituden des Eigenrauschens ein System schon nicht mehr als linear betrachten kann, wird es mit der Behandlung schwierig - ich wüsste jetzt da auch kein Beispiel wo man daran zweifeln muss. Das Modell mit einem Innenwiderstand ist schon richtig - das mit der Rauschquelle parallel zur DC Quelle ist dagegen offensichtlich falsch, weil in sich inkonsistent. Eine Kleinsignal-Impedanz abhängig vom Strom kennt man von Diode - aber: da hängt die Impedanz vom DC (Bias) Strom ab, und mit weniger Strom steigt die Impedanz. Ich fürchte die kleine Impedanz für das Rauschen ist Wunschdenken. Was sind denn das für ominöse nichtlineare Teile ?
Ulrich H. schrieb: > Für die Rauschmessung sind die Anforderungen ohnehin recht gering - da > reicht oft auch die FFT mit einem 8 Bit DSO schon aus. Auch da hat man > Schwankungen zwischen einzelnen Durchläufen - allerdings mit sehr > gutmütiger Verteilung, so dass man einfach mitteln kann. Was man > spezielle für die Rauschmessung braucht ist eigentlich nur der > Verstärker, der nicht wesentlich mehr rauscht als das zu untersuchende > System. Die Anforderungen sind sehr hoch. Eine FFT ist nichts anderes als ein Signal im Zeitbereich zu digitalisieren (genau wie ein Oszilloskop). An diesem Punkt habe ich schon das Gesamtsrauschen gemessen. Es jetzt noch mal per FFT in den Frequenzbereich zu übertragen und danach wieder fehlerbehaftet integrieren (wegen der nicht infinitesimalen Bandbreite) nur um auf einen Wert zu kommen, den man schon längst hat macht doch keinen Sinn. Und ist, wie ich schon sagte wegen der nicht fehlerfreien Mehrfachtransformation ungenauer. > Wenn man selbst für die kleinen Amplituden des Eigenrauschens ein System > schon nicht mehr als linear betrachten kann, wird es mit der Behandlung > schwierig - ich wüsste jetzt da auch kein Beispiel wo man daran zweifeln > muss. Ich bin ja gar nicht im Arbeitspunkt für den der Widerstand gültig ist. Der Arbeitspunkt ist z.B. gültig bei 5 mA und 5 Volt. Ich bin aber beim Arbeitspunkt 100 pA und 5 Volt. Oder von mir aus ist der Arbeitspunkt bei 20 nA und bewege mich da +/-100pA rum, wegen dem Kondensator, aber jedenfalls bin ich nicht im angegebenen Arbeitspunkt. Den könnte ich zwar herstellen, aber damit verspiele ich ggf. einen Vorteil und handle mir mehr Rauschen ein für die Schaltung zur Arbeitspunkteinstellung (ein Widerstand, aber der erzeugt ja zusätzliches Rauschen). > Das Modell mit einem Innenwiderstand ist schon richtig Ja das Modell ist richtig, aber nur dann, wenn man den Innenwiderstand als Funktion von Typ, Frequenz und Strom behandelt. Ihn als einen konstanten reelen Wert zu betrachten ist sicher häufig ausreichend. In unserem Fall aber sicher nicht. Denn wir haben keinen Widerstand. Der Widerstand ist nur eine Abstraktion der komplexen Innenschaltung und gilt normalerweise nur für genau ein Paar aus Spannung und Strom. Also Innenwiderstand = 0,5 Ohm bei I=3 mA und V=5Volt, so steht es ja auch in den Datenblättern. Für die Rauschstrombetrachtung ist das aber nicht mehr ausreichend, weil ja I um zig Zehnerpotenzen davon abweicht. Selbst ein Widerstand als Bauelement ist schon über mehrere Zehnerpotenzen nicht linear. Wie ist das erst bei einer komplexen aktiven Schaltung? Der Widerstand ist auch kein Widerstand sondern eben eine Impedanz. Insofern ist das Verhalten ganz erheblich davon abhängig, ob ich eine Spannung oder einen Strom einpräge. Ich habe in beiden Fällen einen anderen Innenwiderstand vorliegen. Nimm mal einen Spannungsregler, der regelt Spannungsänderungen gut und hat dabei einen kleinen Innenwiderstand. Bei Stromregelungen ist er nicht so gut und hat einen größeren Innnenwiderstand. Entweder man gibt zwei Innenwiderstände an oder eine (etwas) kapazitive oder induktive Impedanz. Beim Sschaltregler ist es umgekehrt. Man kann in solchen Fällen das eben nicht mehr vernachlässigen und muß die Einzelschaltung betrachten. Aus dem LD1117 Datenblatt von Philips war das auch gut ersichtlich. - das mit > der Rauschquelle parallel zur DC Quelle ist dagegen offensichtlich > falsch, weil in sich inkonsistent. Was wir ja schon längst geklärt haben. Kai Klaas schrieb: > Mach mal hintereinander mindestens 30 Vp-Einzelmessungen über jeweils 10 > sec und veröffentliche hier die Werte. Verwerfe dabei keinen einzigen > der Meßwerte! Und dann lass uns darüber diskutieren, welchen Vp-Wert wir > letztlich als Ergebnis der Messung nehmen. Das ist doch vollkommen sinnfrei. Jeder Meßwert ist vollkommen korrekt. Jede Messung gibt genau das Gesamtrauschen wieder, das in den jeweiligen 10 Sekunden aufgetreten ist. Das ist ungefähr so, als würdest Du mir sagen: "Nimm ein DVM und miß die Spannung. Ich spiele dabei am Spannungsregler rum und nun sag mir welcher Wert der richtige ist?" Natürlich ist auch da jeder Meßwert richtig für den Zeitpunkt der Messung. Das was Du mir dauernd sagst hat überhaupt nichts mit der Messung zu tun. Achso und weil Du so ein Spezialist bei Spektren bist und sagst Du kannst da alles so leicht ablesen, dann gebe ich Dir mal folgende Aufgabe: Schau Dir das Spektrum von Gerhard Hoffmanns Verstärker an und sag mir welches Gesamtrauschen im Bereich von 0,1Hz bis 10 Hz der Verstärker kurzgeschlossen hat? Kannst Du nicht? Ja das Spektrum ist ja so aussagekräftig ... Falls Du es doch kannst: Bravo! Der Wert interessiert mich schon die ganze Zeit, aber da er nur Spektren veröffentlicht hat, kennt den Wert niemand. Jede Messung für seinen Zweck, es gibt gute Gründe warum man verschiedene Messgeräte für verschiedene Aufgaben hat.
Frank, ich bitte Dich, einfach mal eine längere kreative Pause zu machen und diesen Thread hier den Eingesessenen zu überlassen.
>> Mach mal hintereinander mindestens 30 Vp-Einzelmessungen über jeweils 10 >> sec und veröffentliche hier die Werte. Verwerfe dabei keinen einzigen >> der Meßwerte! Und dann lass uns darüber diskutieren, welchen Vp-Wert wir >> letztlich als Ergebnis der Messung nehmen. >Das ist doch vollkommen sinnfrei. Jeder Meßwert ist vollkommen korrekt. >Jede Messung gibt genau das Gesamtrauschen wieder, das in den jeweiligen >10 Sekunden aufgetreten ist. Und jetzt wollte ich dir die Hand reichen und einen Schritt auf dich zumachen... Frank, bei allem Respekt, aber du bist ein unglaublicher Vollidiot. Was du hier zum besten gibst, ist einfach nur völliger, geistiger Dünnschiß!
Das mit der Impedanz und linearen Systemen sollte Frank noch einmal nachlesen und verstehen, ich gebe es jeden falls auf ihm das zu erklären.
Angehängte Dateien:
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ReinTest.png
4,7 KB -
ReinSpektrum.png
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Kai Klaas schrieb: >>Das ist doch vollkommen sinnfrei. Jeder Meßwert ist vollkommen korrekt. >>Jede Messung gibt genau das Gesamtrauschen wieder, das in den jeweiligen >>10 Sekunden aufgetreten ist. > Frank, bei allem Respekt, aber du bist ein unglaublicher Vollidiot. Was > du hier zum besten gibst, ist einfach nur völliger, geistiger Dünnschiß! Na Du bist ja schnell mit Beleidigungen. Scheint bei Dir immer dann anzufangen, wenn Dir die Argumente ausgehen. Gibt's hier eigentlich einen Moderator? Aber mal weg von dem Uninteressanten, wieder hin zu dem interessanten Thema, das wir schon die ganze Zeit diskutieren. Das Problem mit Rein. Rein muß unbedingt so klein wie möglich/nötig gewählt werden. Wir hatten das vorher schon komplett diskutiert und gesehen, daß eine Parallelschaltung des Widerstandes zu Rquelle und C besteht. Da Rquelle immer klein ist (10-100 Milliohm für Spannungsreferenzen), waren hier viele der irrigen Ansicht, daß der Widerstand keine Rolle für das Eigenrauschen spielt. Das ist aber falsch. Der Widerstand Rein ist der bestimmende Parameter, wenn er nicht klein genug ist. Mit einem Rein von 10 KOhm kann man kein gutes Rauschverhalten des Meßverstärkers bekommen. Ich glaube Gerhard Hoffmann hat das oben erkannt, als ich dann mal hier die Impedanzen der Kondensatoren mit Integration ausgerechnet hatte. Die liegen zusätzlich in Reihe zur Quelle, so daß das Rauschen von und an Rein problematisch wird. Der Rauschwert des Meßverstärkers von Gerhard Hoffmann ist deshalb bei einer tatsächlichen Messung (Rein also nicht kurzgeschlossen) um einiges höher als es sein ansonsten exzellenter Verstärker hergeben würde. Er hat Rein mit 10 KOhm viel zu hoch gewählt. @Gerhard Hoffmann: Mein Tipp: Anstatt die Kondensatoren zu schalten für 10 Hz und 0,1 Hz solltest Du den Schalter umstöpseln, so daß Du einen Widerstand umschaltest. Dann kannst Du immer mit den großen Kondensatoren arbeiten und kannst dann für 10 Hz einen 100 mal kleineren Widerstand verwenden (also 100 Ohm statt 10 KOhm). Das reduziert das Eigenrauschen Deines Verstärkers dann um den Faktor 100 im ganzen Frequenzbereich ab 10 Hz. Für die niedrigen Frequenzen bräuchtest Du allerdings mehr Kapazität. Allerdings kannst Du mit dieser kleinen Änderung, Deinen Verstärker stark verbessern für Messungen ab 10 Hz und ohne Schaltungsänderung oder zusätzliche Kosten. Da Dein Verstärker so gut ist müßtest Du mit Rein sehr tief runter, bis auf 10 Ohm würde ich schätzen um das Potential voll auszuschöpfen. Mich würde interessieren, was bei Dir rauskommt, wenn Du für die Messung des Eigenrauschens statt den Schalter auf Kurzschluß zu legen den Eingang kurzschließt (also vor dem Kondensator). Ich befürchte das Ergebnis wird Dich nicht wirklich erfreuen, nach der Mühe mit dem Verstärker. Ich hatte zwar vorher "Entwarnung" gegeben, aber das war glaub ich bevor ich die Kondensatorimpedanzen integriert hatte. Ich habe dazu Simulationen gemacht siehe Anlagen. Der Rauschwert eines Meßverstärkers ist direkt proportional zu Rein. Damit z.B. Rein = 1 KOhm, Rauschwert = 100 nVpp. Rein = 10 KOhm -> Rauschwert = 1000 nVpp, Rein = 100 KOhm -> Rauschwert = 10 uVpp. Allerdings gibt es natürlich eine untere Schwelle, wenn man in die Nähe des Eigenrauschens des Verstärkers kommt. Dann kann man natürlich nicht das Rauschen des Verstärkers selbst verringern und in diesem Bereich ist der Gewinn durch Verringerung von Rein dann nicht mehr linear sondern polynomial (~Wurzel(R)). Bei der Schaltung von Anja ist alles ok, sie verwendet bereits einen 10-fach niedrigeren Widerstand. Da sie den LT1037 (~7 nV/(Wurzel(Hz)) verwendet, der stärker rauscht als der LT1028 (~3,5 nV/(Wurzel(Hz)) liegt sie mit dem Rein von 1 KOhm richtig, weil die Schaltung da bereits durch den LT1037 limitiert wird. Mit Rein=10 KOhm hätte sie ein 4 * höheres Eigenrauschen, darüber geht es praktisch linear weiter (Rein=100 KOhm -> 40 * höher). Das bringt mich auch wieder zu AN124. Ich vermute es ist da so gelaufen: Jim Williams hat sich eine Lösung für das Problem überlegt. Da es um Rauschen geht, hat er einen sehr rauscharmen Verstärker gebaut (nehmen wir mal an), dann hat er ja geschrieben, daß er mit Elkos gearbeitet hat. Um den Verstärker auszunutzen hätte er einen kleinen Rein und viel Kapazität gebraucht. Jetzt hatte er wohl das Problem mit den Elkos und ist auf Tantal gewechselt. Da gibt es keine so großen und er war so gezwungen einen großen Rein von 1,2 KOhm hinzunehmen, mit entsprechend schlechtem Ergebnis (160 nVpp). Vielleicht gab es damals keine günstigen Folienkondensatoren? Die wären heute natürlich billiger als der Tantal. Der aufwendige Verstärker ist aber dann natürlich Overkill gewesen. Alles unter der Annahme, der Verstärker ist tatsächlich gut, was allerdings wegen den JFETs andererseits fragwürdig ist. Das würde bedeuten, daß man den Wert von AN124 mit kleinerem Rein ebenfalls verbessern könnte. Hat jemand AN124 nachgebaut? Dann wäre es interessant zu sehen, wie gut der Verstärker tatsächlich ist. Irgendjemand hat doch eine Spice-Simulation davon gemacht. Derjenige sollte mal verschiede niedrige Rein testen (bis runter auf 10 Ohm). Sollte dieser Verstärker den LT1028 übertreffen wäre der AN124-Verstärker doch wieder interessant (natürlich mit kleinem Rein) und die Schaltung von Jim Williams nicht vollkommen nutzlos. eProfi schrieb: > Frank, ich bitte Dich, einfach mal eine längere kreative Pause zu machen > und diesen Thread hier den Eingesessenen zu überlassen. Es ist gut, wenn mal jemand das ganze Problem durchdenkt und durchrechnet. Da haben alle was davon, auch die "Eingesessenen". Jeder lernt vom anderen, das ist der Sinn eines solchen Forums. In diesem Sinne ist Dein Beitrag dem Zweck dieses Forums abträglich. Mit meinem Verstärker bin ich jetzt fertig. Ich komme in der Simulation auf ~20 nVpp dank Rein = 100 Ohm und LT1028. Werde nachher die Bauteile bestellen und dann in Folge sehen was er in der Realität bringt. Nochmal Danke @Anja für Schaltertip, Formierungshinweise, Schaltung und Meßwerte und @Gerhard Hoffmann für den Parallelschaltungstip, Schaltplan und Ergebnisse und @Cyan für die Schaltungserläuterungen nebst Schaltplan. Weiß jemand wie man bei LTSpice über ein Spektrum integrieren kann? Leider gibt LTSpice bei der Rauschanalyse nur das Spektrum aus (siehe Anlage) und nicht den Wert für das Gesamtrauschen. Oder gibt es in der Rauschanalyse dafür eine Option? Es ist mit dem Spektrum nämlich äußerst mühselig und ungenau auf das Gesamtrauschen zu kommen (deshalb alle Werte hier mit ~ versehen).
In meiner 3 OP-Schaltung kommt bzgl. des Rauschens mit LT1028 und der AN-124-Schaltung mit FET ungefähr das gleiche Ergebnis. Was JW wusste und du möglicherweise noch nicht: Der LT1028 hat noch einen störenden Rauschpol bei 175 kHz und nimmt bis zu 300 mW. Letzeres macht ihn recht empfindlich bezüglich thermischen Verhaltens, welches leicht als niederefrequenter Rauscheffekt interpretiert werden kann. Der unglaublich hohe Biasstrom von 180 nA versaut einem die DC-Messqualität. Kurz und gut: Das Ding ist eingeschränkt tauglich. Dass LT das nicht schwarz auf weiß druckt, verwundert nicht. Wenn man die Daten der einschlägigen OPs durchgeht, ist das Produkt aus Eingangsstrom und Rauschen so ungefähr konstant. Viel Eingangssstrom = wenig Rauschen, wenig Eingangsstrom = viel Rauschen. Was liegt näher, als für AN-124 mit Choppern und FETs einen Ausweg aus dem Dilemma zu finden, was JW schon viel früher machte, wie ich viel weiter oben aufführte. Insofern hat er eine altbewährte Schaltung herangezogen (Die er vielleicht sogar noch herumliegen hatte). Dass JW nicht auf die Produkte des Wettbewerbs zurückgreift, dürfte verständlich sein. Die Schaltung als nutzlos zu bezeichen, halte ich für einigermaßen voreilig, um das mal höflich zu formulieren. Die bisher aufgestellen länglichen Thesen und Behauptungen sind alles hilflose theoretische Nebelwerferei und nicht mal richtig. Setze deinen niederohmigen Eingangswiderstand konsequent auf Null und schon hast du fantastische Ergebnisse. Glaube den Datenblättern nicht alles und probiere es einfach aus. Deine Theorie kannst du dir dann immer noch passend zurechtschustern.
Ich denke auch, JW hat eine alte Schaltung entsprechend umgebaut. Das paßt zu ihm wenn man so sein Labor betrachtet. Den RMS-Wert kann man in LTspice mit crtl und gleichzeitig click auf die Variable im Plot berechnen lassen bei noise-Analyse.
Abdul K. schrieb: > Ich denke auch, JW hat eine alte Schaltung entsprechend umgebaut. > Das > paßt zu ihm wenn man so sein Labor betrachtet. > > Den RMS-Wert kann man in LTspice mit crtl und gleichzeitig click auf die > Variable im Plot berechnen lassen bei noise-Analyse. Super Danke Dir, von dem RMS-Wert kann man ja leicht auf den pp-Wert kommen. Ich weiß jetzt auch den Grund für die Ergebnisse mit LTSpice und Rein. Die Vorstellung mit der Parallelschaltung ist nämlich fehlerhaft und das erklärt auch, warum der Effekt viel drastischer ist, als es die berechneten Xc ergaben. Denn wir haben ja nicht Xc sonden einen Hochpass mit Zcr. Der Eingangshochpass entspricht unserem Meßbereich und läßt die Eingangssignale super durch. Das Spannungsrauschen von Rein und das Stromrauschen des OPV an Rein wird aber nicht einfach auf den niedrigen Quellwiderstand übertragen. Weil der Quellwiderstand nun niedrig ist, ist die Grenzfrequenz des Hochpassfilters CRquelle nun höher und damit die Impedanz drastisch höher. Somit wird weniger Rauschstrom abgeleitet und das Spannungsrauschen sieht nun einen hohen Teilungswiderstand. Damit fällt das allermeiste an Rein an. Deshalb ist dessen Größe entscheidend. Die Impedanz in Übertragungsrichtung ist klein, die Impedanz in Rückwirkungsrichtung groß. Was prinzipiell gut ist, man will ja die zu messende Schaltung nicht sonderlich stören. Im Bezug auf das Eingangsrauschen des Eingangsverstärkers ist dies aber ungünstig, sofern Rein nicht klein genug gewählt wurde.
Frank schrieb: > Super Danke Dir, von dem RMS-Wert kann man ja leicht auf den pp-Wert > kommen. > Nein, und genau das ist dein Problem! Diese Umrechnung hängt von der Verteilung ab.
Immerhin hat Frank jetzt erkannt, dass er von einem Quellwiderstand ausgeht - schon ein Fortschritt. Damit der LT1028 passt sollte der Quellwiderstand auch recht klein sein - wobei es je nach Ref. Quelle auch in den Ohm Bereich gehen kann. Bei der Wirkung von R_ein sollte Frank aber noch einmal nachlesen (weiter oben im Thread) oder einfach mal die Simulation anschauen. LTSpice macht es da schon richtig. Ein großer Wert von R_ein ist aber auch nur sinnvoll, wenn man sich von einer festen Grenzfrequenz für den Eingang verabschiedet. Man muss dabei dann unterscheiden zwischen weniger Rauschen wegen der Reduzierten Bandbreite und weniger Rauschen wegen wirklich reduzierter Rauschleistungsdichte. Für den Vergleich sollte man also die Größe des Kondensators und R_ein als unabhängig betrachten, und dann kommt raus das ein möglichst großer Wert für Rein das geringste Rauschen bringt. Um das 0.1 ... 10 Hz Rauschen zu messen, sollte die Grenzfrequenz bei der AC Kopplung aber sowieso deutlich unter 0.1 Hz liegen, sonst reduziert man damit bereits das Rauschen der Quelle um 3 dB bei 0.1 Hz. Bei der Messung über eine 10 Sekunden Zeitfenster kommt die untere 0,1 Hz Grenze bereits durch das Zeitfenster. Ein zusätzlicher analoger Hochpass bei 0,1 Hz verfälscht also das Ergebnis, bzw. man bekommt eine andere untere Grenzfrequenz von vielleicht 0.15 Hz. Das es da dann weniger rauscht ist natürlich klar. Die Frage ob mit oder ohne analoge Filterung vor dem Zeitfenster wird wohl auch von den HL Herstellern nicht einheitlich gehandhabt auch da wird zum Teil der Filter genutzt um einen besser aussehenden (aber unehrlichen) Wert zu bekommen.
Ist aber plötzlich ruhig hier geworden. Ulrich H. schrieb: > Bei der Messung über ein 10 Sekunden Zeitfenster kommt die untere 0,1 > Hz Grenze bereits durch das Zeitfenster. Ein zusätzlicher analoger > Hochpass bei 0,1 Hz verfälscht also das Ergebnis, bzw. man bekommt eine > andere untere Grenzfrequenz von vielleicht 0.15 Hz. Das es da dann > weniger rauscht ist natürlich klar. Das Zeitfenster verfälscht die Grenzfrequenz? Da würde ich doch intervenieren. Bei einem hinreichend schnellem Scope mit großen Bildwiederholraten (z.B. 100.000wfps) und geringer Totzeit zwischen zwei Messungen, wie das bei praktisch allen schnellen analogen Scopes und modernen DSOs der Fall ist verändert sich die Grenzfrequenz durch das Zeitfenster faktisch nicht, da hier X µs oder ns zwischen zwei Messungen dem 10s Zeitfenster gegenüberstehen, das fällt praktisch nicht ins Gewicht.
>Das Zeitfenster verfälscht die Grenzfrequenz? Da würde ich doch >intervenieren. Ein endliches Zeitfenster bei der Messung wirkt wie ein Hochpaß. Das ist ein theoretisches Limit und hat nichts mit der Güte der Messung oder des Meßgeräts zu tun. Oft ist ein 10sec-Zeitfenster übrigens der einzige Hochpass in einer 0,1...10Hz Noise-Messung, wie beispielsweise im Datenblatt des LTC1250 zu sehen.
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Ulrich H. schrieb: > Immerhin hat Frank jetzt erkannt, dass er von einem Quellwiderstand > ausgeht - schon ein Fortschritt. Nein, der Quellwiderstand (der Quelle) ist vernachlässigbar, denn bestimmend für das Rauschen des Eingangsverstärkers ist der Rein vom Hochpassfilter. Dieser ist zwar parallel zu einem weiteren Hochpassfilter (aus C und Rquelle), aber dessen Grenzfrequenz ist zu groß so daß man praktisch im betrachteten Frequenzbereich die Parallelschaltung vernachlässigen kann. Darüber hinaus betragen die Quellwiderstände zwischen ca. 25 Mikroohm bei Bandabstandsreferenzen (LTC6655 aus AN124) und ca. 0,5-20 Milliohm bei Z-Referenzen (LTZ1000, LM199). Sie sind also sehr gering und ergeben eine hohe Grenzfrequenz. Sie sind sogar so gering, daß der Bahnwiderstand einer Leiterplatte oder ein Kabel ausschlaggebender sind, als der Quellwiderstand. > Bei der Wirkung von R_ein sollte Frank aber noch einmal nachlesen > (weiter oben im Thread) In meinem Beitrag? Bis jetzt bin ich der einzige, der die Wirkung von Rein richtig beschrieben hat. Und auch gemessen mit LTSpice, wie in meinem Beitrag oben zu entnehmen. > oder einfach mal die Simulation anschauen. > LTSpice macht es da schon richtig. Ja LTSpice macht es schon richtig, aber Du hast offensichtlich meinen Beitrag mit meinen LTSpice-Messungen nicht ganz gelesen. Das Rauschen ist nahezu linear von Rein abhängig. Also 10 mal so großer Rein = 10 mal so viel Rauschen. In der Nähe des Eigenrauschens des OPV ist es natürlich nicht mehr linear, denn das Eigenrauschen des OPV ist ja konstant. Also unter das Eigenrauschen des OPV kann man natürlich nicht mit weiterer Verkleinerung von Rein kommen. > Um das 0.1 ... 10 Hz Rauschen zu messen, sollte die Grenzfrequenz bei > der AC Kopplung aber sowieso deutlich unter 0.1 Hz liegen, sonst > reduziert man damit bereits das Rauschen der Quelle um 3 dB bei 0.1 Hz. Ja, aber das macht ja hier auch jede Schaltung bis auf die von Jim Williams in AN124. In AN124 ist die Grenzfrequenz des Hochpasses tatsächlich 0,102 Hz. In der Schaltung von Anja ist sie ~0,05 Hz, bei meiner LTSpice Rauschmessung zu Rein ist sie 0,034 Hz. Und bei meinem Prototypen (s.u.) beträgt sie ebenfalls 0,034 Hz. Trotzdem der Hochpass bestimmt in allen Fällen nicht die Charakteristik, denn dahinter sind immer Frequenzfilter geschaltet für die beiden Grenzfrequenzen 0,1 Hz und 10 Hz. > Bei der Messung über eine 10 Sekunden Zeitfenster kommt die untere 0,1 > Hz Grenze bereits durch das Zeitfenster. Es gibt zwar eine Art zusätzliche Filterung durch das Zeitfenster des Oszilloskops, dessen Grenzfrequenz liegt aber noch unterhalb des Tiefpasses. Wäre mal interessant diese zu berechnen, in Abhängigkeit der Div. Mein Oszilloskop hat z.B. mit 14 Div (=14s) mehr als üblich (8 oder 10). > Ein zusätzlicher analoger > Hochpass bei 0,1 Hz verfälscht also das Ergebnis, bzw. man bekommt eine > andere untere Grenzfrequenz von vielleicht 0.15 Hz. Wie ich schon in einem meiner ersten Beiträge hier schrieb ist es so, daß die Meßweise der Hersteller mit -3dB Filtern erfolgt, die außerdem wenig scharf sind. Deshalb muß man jeden Meßwert in Bezug zur Filtercharakteristik setzen. Von einer Verfälschung der Messung kann man nicht sprechen. Wichtig ist auch gar nicht der erste Hochpassfilter, dessen Aufgabe es lediglich ist, den DC-Anteil abzublocken, sondern der nach dem Verstärker folgende eigentliche Filter. > Das es da dann > weniger rauscht ist natürlich klar. Die Frage ob mit oder ohne analoge > Filterung vor dem Zeitfenster wird wohl auch von den HL Herstellern > nicht einheitlich gehandhabt auch da wird zum Teil der Filter genutzt um > einen besser aussehenden (aber unehrlichen) Wert zu bekommen. Im Gegenteil. Die Halbleiterhersteller sind da einheitlich. Und sie verwenden sehr schlechte Filter, da fließt so einiges zwischen 0,01 Hz und 100 Hz rein. Die Filter haben zwar an den Grenzen -3dB, fallen aber nur sehr langsam ab. So jetzt zu meinem neuen Prototypen: Aufgebaut ist er auf einem Steckbrett, gespeist von meinem Labornetzteil mit +/-15 Volt. Abblockkondensatoren habe ich keine verwendet, sind in diesem Frequenzbereich nicht ganz so wichtig. Vorverstärker ist ein OP37. Der Hochpass ist ein Panasonic 4700 Mikrofarad + 1 KOhm Widerstand. Nachverstärker und Filter ist exakt wie bei der Hersteller-Rauschmeßschaltung, für den Filter ist ein OP07 mit Verstärkung von 1000 im Einsatz. Insgesamt verstärkt die Schaltung 1000*1000 = 10^6. Somit 1 mV Ausgang = 1nV Rauschen am Eingang. Anbei die Oszilloskopbilder, einmal die Schaltung stromlos (unpowered_noise). Dann nur der Verstärker ohne Hochpassfilter und 10 Ohm Rauschquelle am Eingang (amp_filter_noise). = Herstellermeßschaltung dann einmal mit Hochpassfilter wie oben beschrieben mit 0,034 Hz (highpass_noise). Dafür das es nur auf dem Steckbrett aufgebaut ist, mit den 14 Div meines Oszilloskops und mit recht limitierten Bauteilen, sind die Ergebnisse schon recht gut mit ca. 124 nVpp. Auf meine richtigen Bauteile (LT1028, 47000 Mikrofarad Kondensator, u.s.w) warte ich noch, die sind noch nicht da. Dann werde ich erneut messen. Beim Einschalten muß man einige Minuten warten, bis die OPVs warm sind und mMn vor allem die Thermospannungen der Steckbrettkontakte eingependelt haben. In den ersten Minuten ist das Rauschen deutlich höher. Und eine Lichtschalterbetätigung katapultiert den Rauschwert ebenfalls in ungeahnte Höhen :-)
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Natürlich war der 1 KOhm Widerstand zu hoch. Ich habe jetzt Elkos parallelgeschaltet und den Widerstand Rein auf 100 Ohm gesetzt. Jetzt habe ich zwischen 76 und 88 nVpp Eigenrauschen des kompletten Meßverstärkers mit Hochpassfilter. Anbei drei verschiedene Ergebnisse. Da dies das bisher rauschärmste Ergebnis ist, frage ich mich schon wofür die Batterieversorgung der Schaltung gut sein soll. Wie gesagt meine Schaltung wird durch das Netzteil versorgt. Wenn ich mal überschlage, dann hat die Brummspannung eines Netzteils vielleicht 1 mVpp, das macht dann mit 120+ dB PSRR der OPVs irgendwas im Picovoltbereich (1 pVpp). Ich habe das zuvor schon mit LTSpice simuliert (eine Brummspannung von 100 mV(!) auf die Versorgungsleitungen aufgelegt), aber das hatte keinerlei Effekt. Ich dachte schon eventuell habe ich das falsch simuliert, aber mit diesem Prototyp ist das auch bestätigt worden. Ich werde also ein Netzteil für meinen Meßverstärker verwenden. Die Ergebnisse sind zwar nicht superstabil - ich muß mich anstrengen nicht zu atmen und mich nicht zu bewegen, sonst habe ich einen Ausreißer. Allein die Bewegung auf die Bildschirmdrucktaste macht die nächste Messung kaputt. Aber wenn ich das auf Platine in ein Gehäuse baue, sollte das weg sein. Selbst bei dem OP37 kann ich mit weniger als 1 KOhm mehr rausholen. Gut jetzt geht natürlich nichts mehr, weil wir schon fast beim Grundrauschen des OP37 angekommen sind. Für weniger brauche ich jetzt einen noch rauschärmeren OPV oder Parallelschaltung der OPVs.
Das geringere Rauschen kommt vom parallel schalten der Elkos, nicht vom kleineren Widerstand. Das Rauschen vom Widerstand ist mit 1 K und auch noch 100 Ohm vernachlässigbar, weil der Elko (mit der niederohmigen Quelle in Reihe) dazu parallel liegt. Sofern man den Kondensator gleich lässt sollte es mit dem 100 Ohm Widerstand sogar minimal mehr Rauschen, aber kaum messbar. Dem Überlagert ist ggf. schon eine leichte Abnahme der Verstärkung mit dem kleineren Widerstand. Die gemessenen ca. 80 nV_pp passen ganz gut zu den typischen 90 nV_pp die für den OP37 im Datenblatt stehen. Es ist schon ein kleines Wunder auf dem Steckbrett, ohne thermische Schirmung so gut zu werden - das hätte ich nicht erwartet. Die Versorgung per Batterie wählt man weniger wegen des Rest-brummens / Rippel auf der Versorgung (das lässt sich leicht filtern, ausregeln), sondern vor allem wegen Gleichtaktstörungen, also etwa der kapazitiven Kopplung über den Trafo. Dadurch können Ausgleichsströme fließen, die dann über Kabelwiderständen und ähnliches Störspannungen rein bringen können. Direkt am Verstärker will man auch eher keinen Trafo haben, wegen magnetischer Störfelder - dann also eher ein Steckernetzteil (mit 50 Hz Trafo) und Vorsicht beim Verbinden / Anschließen.
A propos Netzteil. Es gibt faelle da kann man's nicht umgehen. Ein Kollege von mit hat da etwas Entwicklung investiert. Die kapazitive Kopplung ueber den Trafo kriegt man weg. Im Wesentlich geht es um Schirmung. Um die Primaerwicklung (eines Ringkern) kommt eine Folienschirm Wicklung. Diese Wicklung hat 2 Enden. Darueber kommt ein Pot von 1 Megaohm. Der Mittelabgriff kommt an Erde. Dann kommt nochmals eine Folienschirm Wicklung. Dort nochmals ein 1 Megaohm Pot ueber die Windung. Dieser Mittelabgriff kommt an GND. Die Kapazitive Kopplung kann nun durch einstellen der Pots und gleichzeitiger Messung des Stoms auf Null Abgegleichen werden. Aussendrauf kommt nun die Sekundaer Wicklung.
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Frank schrieb: >> Bei der Wirkung von R_ein sollte Frank aber noch einmal nachlesen >> (weiter oben im Thread) > In meinem Beitrag? Bis jetzt bin ich der einzige, der die Wirkung von > Rein richtig beschrieben hat. Und auch gemessen mit LTSpice, wie in > meinem Beitrag oben zu entnehmen. Nein, du bist der einzige, der bis heute die Zusammenhänge nicht begriffen hat. Der Quellwiderstand hat auf jeden Fall einen Einfluss auf das Rauschen. Siehe auch die angehängte Simulation. Den dort gezeigten Einfluss leugnest du die ganze Zeit.
>Darüber hinaus betragen die Quellwiderstände zwischen ca. 25 Mikroohm >bei Bandabstandsreferenzen (LTC6655 aus AN124) und ca. 0,5-20 Milliohm >bei Z-Referenzen (LTZ1000, LM199). Aus den Datenblättern lese ich bei 10Hz folgende Quellimpedanzen ab: 20mR für den LTC6655 und 0,6R für den LM199. Es gibt aber auch Referenzen mit deutlich größeren Quellimpedanzen: Der LT1461 bringt es bei 10Hz auf 8R. >Nein, der Quellwiderstand (der Quelle) ist vernachlässigbar, denn >bestimmend für das Rauschen des Eingangsverstärkers ist der Rein vom >Hochpassfilter. Wenn man den Cap des Hochpasses als Kurzschluß betrachtet, was für hohe Frequenzen der Fall ist, dann liegt rauschtechnisch Rein parallel zur Quellimpedanz. Wird Spannungsanpassung gewählt, ist Rein immer erheblich größer als die Quellimpedanz und die resultierende Parallelimpedanz entspricht immer der Quellimpedanz. Diese stellt daher immer das theoretische Rauschminimum dar. Wenn man jetzt beim Hochpass den Cap nicht beliebig groß machen will, ist man gewzungen, Rein größer zu wählen als notwendig. Aber rauschmäßig ist trotzdem immer noch nur der Cap relevant, weil dessen Impedanz nun zur Quellimpddanz in Reihe liegt. Rein spielt dabei überhaupt keine Rolle, lediglich über den Umweg, daß die gewählte Kapazität wegen der gewünschten Zeitkonstante ein gewisses Rein erfordert. Rauschmäßig bildet nun die Serienimpedanz vom Hochpaß-Cap und der Quellimpedanz des Meßobjekts das theoretische Rauschlimit. Erst im Bereich der Grenzfrequenz des Hochpasses kommt Rein mit seiner Parallelimpedanz unterstüzend zur Hilfe, und bewirkt, daß die Gesamtquellimpedanz nicht ins Uferlose steigt. >Wenn ich mal überschlage, dann hat die Brummspannung eines Netzteils >vielleicht 1 mVpp, das macht dann mit 120+ dB PSRR der OPVs irgendwas im >Picovoltbereich (1 pVpp). 120dB entspricht einem Faktor von 1 Million. Das wären dann bei 1mVpp eine auf den Eingang bezogene Störspannung von 1nVpp. Dann ist zu berücksichtigen, daß 120dB nur ein typischer Wert ist und es bei Frequenzen über 10Hz schon zu einem Abfall der PSRR mit 20dB pro Dekade kommt. Mit einem bißchen Pech hat man dann nur noch um die 80...90dB. 80dB würden 100nVpp entsprechen, was dann schon im Bereich des Eigenrauschens liegt. Und bei einer Schaltung wie in der AN124 kommt zusätzlich verschärfend hinzu, daß dort eine JFET-Differenzverstärkerstufe am Eingang gespeist werden muß, die keine annähernd so gute PSRR aufweist wie ein hochwertiger OPamp. >Ich habe das zuvor schon mit LTSpice simuliert (eine Brummspannung von >100 mV(!) auf die Versorgungsleitungen aufgelegt), aber das hatte >keinerlei Effekt. Weil das meines Wissens garnicht modelliert wird. >Ulrich: >Das geringere Rauschen kommt vom parallel schalten der Elkos, nicht vom >kleineren Widerstand. Genau so ist es, weil dadurch die rauschrelevante Quellimpedanz verkleinert wird. Rein hat darauf nur einen indirekten Einfluß. >Christian: >Nein, du bist der einzige, der bis heute die Zusammenhänge nicht >begriffen hat. Der Quellwiderstand hat auf jeden Fall einen Einfluss auf >das Rauschen. Siehe auch die angehängte Simulation. Den dort gezeigten >Einfluss leugnest du die ganze Zeit. Ja, es ist hoffnungslos. Ich schreibe meine Zeilen hier auch nur noch für interessierte Mitleser und nicht für der TE.
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Ulrich H. schrieb: > Das geringere Rauschen kommt vom parallel schalten der Elkos, nicht vom > kleineren Widerstand. Das Rauschen vom Widerstand ist mit 1 K und auch > noch 100 Ohm vernachlässigbar, weil der Elko (mit der niederohmigen > Quelle in Reihe) dazu parallel liegt. Ich habe doch schon erklärt warum das nichts/wenig bringt. Die Grenzfrequenz dieses parallel zu Rein liegenden Hochpasses ist weit überhalb von 10 Hz und deshalb gibt es im Bereich von 10 Hz und darunter keine nennenswerte Reduktion des Widerstandsrauschens und des Rauschstromes des OPV, weil der Hochpassfilter hochohmig ist. Und zwar umso hochohmiger je geringer Rquelle. Ich habe es erklärt, berechnet, simuliert und nun in der Schaltung nachgewiesen. Wäre ja auch komisch wenn es anders wäre. > Sofern man den Kondensator gleich > lässt sollte es mit dem 100 Ohm Widerstand sogar minimal mehr Rauschen, Ein 100 Ohm Widerstand rausch immer weniger als ein 1 KOhm Widerstand, ist doch klar. Darüber hinaus erhöhst Du die Grenzfrequenz des Hochpasses. Es gibt also zwei Effekte die dazu führen, daß das Rauschen geringer wird, bei gleicher Kapazität. > Die gemessenen ca. 80 nV_pp passen ganz gut zu den typischen 90 nV_pp > die für den OP37 im Datenblatt stehen. > Es ist schon ein kleines Wunder auf dem Steckbrett, ohne thermische > Schirmung so gut zu werden - das hätte ich nicht erwartet. Ja das hat mich auch gewundert, allerdings mit einem Blech darüber, nicht bewegen, nicht atmen. > Die Versorgung per Batterie wählt man weniger wegen des Rest-brummens / > Rippel auf der Versorgung (das lässt sich leicht filtern, ausregeln), > sondern vor allem wegen Gleichtaktstörungen, also etwa der kapazitiven > Kopplung über den Trafo. Dadurch können Ausgleichsströme fließen, die > dann über Kabelwiderständen und ähnliches Störspannungen rein bringen > können. Abgesehen davon, daß ich nicht genau weiß was Du meinst, gibt es keinen derartigen Effekt. Das ist auch wieder so ein Mist von AN124, der völlig daneben ist. Da steht nämlich so was ähnliches drinnen. Das ist aber nicht richtig. Der Transformator trennt ja, so daß man potentialfrei ist. Damit kann ich mich überall dranhängen ohne Potentialausgleich. Dafür kann man Batterien nehmen oder eben einen Transformator. Man darf GND vom Netzteil natürlich nicht auf Schutzerde legen, das ist alles. Okay, nun mal zu den minimalistischen Effekten dabei. Du meinst, wenn ich jetzt eine konkrete Schaltung vermesse, koppele ich beide GNDs, also Meßverstärker und zu testende Schaltung. Da zumindest der Meßverstärker erdfrei ist kann er sich dem Potential der zu messenden Schaltung anpassen. So wie könnte nun ein störender Ausgleichsstrom fließen? Du meintest die Transformatorkapazität. Mit was eigentlich? Mit der Primärspule oder einer Schutzwicklung an Erdpotential. Letzteres dürfte der Trafo wohl kaum haben, wozu auch, bzw. man wählt einfach einen ohne, was ja nicht schwer ist. Bleibt also noch die kapazitive Kopplung zur Primärseite. Allerdings ist auch unser GND gar nicht am Trafo angeschlossen. Der kapazitiven Kopplung steht außerdem die inductive entgegen. Also ich seh da nix (meßbares). Im Gegenteil. Das was in AN124 steht ist gefährlich. Denn die Probleme mit Störungen ein Einstreuungen auf GND gibt es bei Batterien ganz genauso. So was kompensiert man mit Abblockkondensatoren an Störern. Aber was haben wir bei unserem Meßverstärker? Langsam arbeitende OPVs mit Nanospannungen und minimalistischen Strömen. Ich habe das auf dem Steckbrett aufgebaut (gut das hat je 2 pF für benachbarte Reihen und etwas mehr für die längeren Stromreihen) und absichtlich keine (zusätzlichen) Abblockkondensatoren verwendet. Ich hatte zunächst erwartet, daß es nicht reicht. Aber es reichte schon. Gut, habe noch keine geerdete Schaltung vermessen, aber ich kann mir da nichts vorstellen. Bzw. nein mein GND war sogar geerdet auf Schutzerde, weil das Oszilloskop ja geerdet ist. Und ich hatte keine Probleme, zumindest nicht bzgl. des Oszilloskops, also dem Erdanschluß. Alle meine Probleme waren - mit Ausnahme des Lichtschalters - eher thermischer Natur behaupte ich. Natürlich dürfen nicht gleichzeitig Meßverstärker und zu vermessende Schaltung auf Schutzerde liegen, dann fließen wirklich Ausgleichsströme und das in ganz anderen Größenordnungen. Das bekommt man schaltungstechnisch dann auch kaum behoben. > Direkt am Verstärker will man auch eher keinen Trafo haben, > wegen magnetischer Störfelder - dann also eher ein Steckernetzteil (mit > 50 Hz Trafo) und Vorsicht beim Verbinden / Anschließen. Ja völlig richtig. Ich werde das Netzteil in ein zweites Gehäuse auslagern. Man könnte zwar mit ausgefeiltem Layout und viel Abblockkapazität das sicher in den Griff bekommen, aber externes Netzteil ist viel einfacher. Ich hatte noch einen interessanten Effekt. Ich hatte ja auch einen LT1028. In meinem ersten Prototyp (ca. erster Beitrag von mir) hatte ich diesen ja verwendet nur ist dieser irgenwie hinüber. Der hat den am V+- hängenden 10 Ohm Widerstand mal zerschossen (der Widerstand ist abgeraucht) und wurde extrem heiß. In der Schaltung rauscht der nun bestenfalls mit ca. 146 nVpp, also viel mehr als der OP37 und es kommt vom Spannungsrauschen des Verstärkers selbst. Er funktioniert zwar noch, aber ich glaube nach dem Ereignis kann man den Rauschwert nicht mehr Ernst nehmen denke ich. Ersatz bekomme ich diese Woche, da bin ich mal gespannt und ein Metallgehäuse auch, da kann ich das Steckbrett mal reinlegen. Ich würde gern ein Foto vom Aufbau hochladen, aber solche Fotos sind eben recht groß, was ist denn an Größe für ein Foto noch erlaubt?
Rauschspannung hat ein kleinerer Widerstand weniger als ein große, aber wenn man das Rauschen als Stromquelle parallel zum Widerstand betrachtet gibt der kleinere Widerstand mehr Stromrauschen. Die Quelle und der Koppelkondensator sind im Nutzbereich immer niederohmiger als der Widerstand R_ein, sonst hätte man die Grenzfrequenz zu hoch gewählt. Damit wird das Rauschen des Widerstandes ganz heftig gedämpft, insbesondere das bei höheren Frequenzen. Die ganz tiefen Frequenzen sind für das Rauschen des Widerstandes sowieso unwesentlich, da man praktisch kein 1/f Rauschen hat. Die Rechnung und die Simulation liefern da für den kleineren Widerstand mehr Rauschen, das aber sowieso unwesentlich ist. Die beiden wesentlichen Rauschanteile sind das Spannungsrauschen des OPs und der Rauschstrom des OPs mal der Impedanz des Koppelkondensators. Dazu kommen noch thermische Effekte am OP, das Rauschen des Elkos durch Leckströme, das Rauschen der Widerständen am inv. Eingang, und unter ferner Liefen, das Rauschen des Widerstandes R_ein. Bei größeren Leckströmen der Elkos könnte tatsächlich auch ein kleinerer Widerstand R_ein angebracht sein. Fotos sollte halt nicht übermäßig groß sein. So bis etwa 500 kBytes sind meist noch in Ordnung, wenn man auf dem Bild auch Details hat und braucht. Besser wäre aber Bilder unter 200 kBytes - was auch keine Kunst ist.
Kai Klaas schrieb: >>Nein, der Quellwiderstand (der Quelle) ist vernachlässigbar, denn >>bestimmend für das Rauschen des Eingangsverstärkers ist der Rein vom >>Hochpassfilter. > Wenn man den Cap des Hochpasses als Kurzschluß betrachtet, was für hohe > Frequenzen der Fall ist, dann liegt rauschtechnisch Rein parallel zur > Quellimpedanz. Stimmt. Nur haben wir hier eben genau keine hohen Frequenzen. Das Rauschen im Bereich 0,1-10 Hz kommt durch den Hochpasssfilter C/Rquelle kaum durch (Grenzfrequenz ca. 1700 Hz bei Rquelle = 0,02 Ohm, C=4700uF) > Wird Spannungsanpassung gewählt, ist Rein immer erheblich > größer als die Quellimpedanz Wir machen keine Anpassung, kommt aber auf das selbe raus. > und die resultierende Parallelimpedanz > entspricht immer der Quellimpedanz. >Diese stellt daher immer das theoretische Rauschminimum dar. Das gilt eben nur für hohe Frequenzen. Unser Meßbereich ist aber 0,1-10 Hz. > Wenn man jetzt beim Hochpass den Cap nicht beliebig groß machen will, > ist man gewzungen, Rein größer zu wählen als notwendig. Aber rauschmäßig > ist trotzdem immer noch nur der Cap relevant, weil dessen Impedanz nun > zur Quellimpddanz in Reihe liegt. Sicherlich ist immer die Kombination entscheidend, aber selbst mit größerer Kapazität ist die Grenzfrequenz des parallel geschalteten Hochpassfilters entscheidend und die ist dann immer noch hoch. > Rein spielt dabei überhaupt keine > Rolle, lediglich über den Umweg, daß die gewählte Kapazität wegen der > gewünschten Zeitkonstante ein gewisses Rein erfordert. Rein spielt die Hauptrolle. Das ist aber frequenzabhängig. Für niedrige Frequenzen ist Rein bestimmend. Für hohe Frequenzen ist der Hochpassfilter Rquelle/C bestimmend. Was Du sagst ist nur für hohe Frequenzen zutreffend. Irgendwo gibt es auch eine Frequenz bei der Rein und der Hochpassfilter gleichbedeutsam sind, irgendwas um ca. 100 Hz nehme ich an. Darf auch mal ein anderer gerne ausrechnen. Je kleiner aber die Frequenz desto mehr kann man den parallelen Hochpass vernachlässigen. Ich mein, ich habe es gerade mit meiner Schaltung nachgewiesen, zuvor in Simulationen und es ist auch theoretisch klar. > Rauschmäßig > bildet nun die Serienimpedanz vom Hochpaß-Cap und der Quellimpedanz des > Meßobjekts das theoretische Rauschlimit. Erst im Bereich der > Grenzfrequenz des Hochpasses kommt Rein mit seiner Parallelimpedanz > unterstüzend zur Hilfe, und bewirkt, daß die Gesamtquellimpedanz nicht > ins Uferlose steigt. Du betrachtest das falsch. Der Rauschstrom kommt vom OPV, die Rauschspannung von Rein. Die Fließen von "rechts nach links". Der dafür zu betrachtende Hochpassfilter ist C/Rquelle und nicht C/Rein. Rein ist die Rauschspannungsquelle. >>Wenn ich mal überschlage, dann hat die Brummspannung eines Netzteils >>vielleicht 1 mVpp, das macht dann mit 120+ dB PSRR der OPVs irgendwas im >>Picovoltbereich (1 pVpp). > 120dB entspricht einem Faktor von 1 Million. Das wären dann bei 1mVpp > eine auf den Eingang bezogene Störspannung von 1nVpp. Dann ist zu > berücksichtigen, daß 120dB nur ein typischer Wert ist und es bei > Frequenzen über 10Hz schon zu einem Abfall der PSRR mit 20dB pro Dekade > kommt. Mit einem bißchen Pech hat man dann nur noch um die 80...90dB. > 80dB würden 100nVpp entsprechen, was dann schon im Bereich des > Eigenrauschens liegt. Stimmt 1 nVpp bei 120 dB richtig. Ist aber trotzdem nicht viel. Dann schauen wir mal genau: LT1028: typ 132 dB, min 110 dB, LT1037: typ 126, min 106 dB. Ich denke die OPVs sind besser als der typische Wert, denn die Ströme sind sehr klein. Die typischen Werte gelten sicher für höhere Ströme. Dazu kommt erschwerend, daß unsere 1 mV Brummspannung mit 50 Hz daherkommt, also bereits auch wieder ausgefiltert wird durch den 10 Hz-Tiefpassfilter. Zusammen mit dem PSRR sollte das also im Sub 1 nV Bereich sein. Bei den Breitbandtypen die wir haben kann ich mir keinen frühen Abfall der PSRR um 20 dB vorstellen, bei hochfrequenten Signalen sicherlich ein Problem, allerdings lassen sich hochfrequente Signale auch wiederum sehr einfach filtern. > Und bei einer Schaltung wie in der AN124 kommt zusätzlich verschärfend > hinzu, daß dort eine JFET-Differenzverstärkerstufe am Eingang gespeist > werden muß, die keine annähernd so gute PSRR aufweist wie ein > hochwertiger OPamp. Das kann sein. >>Ich habe das zuvor schon mit LTSpice simuliert (eine Brummspannung von >>100 mV(!) auf die Versorgungsleitungen aufgelegt), aber das hatte >>keinerlei Effekt. > Weil das meines Wissens garnicht modelliert wird. Schwer zu sagen. Weiß das jemand genau? Immerhin wäre das ein schwerwiegender Mangel der Simulation, wenn das nicht modelliert wird.
Ulrich H. schrieb: > ... Die Spannungsreferenz hat den Hochpass C/Rein mit einer Grenzfrequenz von 0,03 Hz vor sich (C = 4700 uF, Rein = 1 KOhm). Rein und der OPV haben einen Hochpass C/Rquelle vor sich mit einer Grenzfrequenz von 1700 Hz (Rquelle = 0,02 Ohm, C = 4700 uF). Unser Meßbereich ist 0,1-10 Hz. Das ist der Grund warum Rein die dominierende Rolle spielt. Wäre unser Meßbereich bei >= 1 kHz könnten wir Rein tatsächlich vernachlässigen.
>Stimmt. Nur haben wir hier eben genau keine hohen Frequenzen. Das >Rauschen im Bereich 0,1-10 Hz kommt durch den Hochpasssfilter C/Rquelle >kaum durch (Grenzfrequenz ca. 1700 Hz bei Rquelle = 0,02 Ohm, C=4700uF) Diese Zeitkonstante ist doch völlig unerheblich! Entscheidend ist, daß 4700µF bei 10Hz rund 3,4R Impedanz haben. Das ist die Impedanz, die rauschmäßig relevant ist. Dein Rein mit 1k parallel dazu ist doch viel viel größer! Sogar bei 1Hz noch schließt der Cap Rein praktisch kurz. Denn 34R ist viel kleiner als Rein=1k.
Angehängte Dateien:
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LT1037low.png
110 KB -
LT1037avg.png
110 KB -
LT1037high.png
110 KB -
LT1028low.png
82 KB -
LT1028avg.png
82 KB -
LT1028high.png
84 KB
So ich habe die OPVs bekommen. Folgende Ergebnisse: LT1037 + LT1012 ca. 70 nVpp (67-73 nVpp) LT1028 + LT1012 ca. 45 nVpp (42-49 nVpp) Ich habe jetzt das ganze in ein Gehäuse hineingestellt. Das Gehäuse ist nicht ganz verschlossen, weil oben die Stromversorgung rausgeht und rechts die Tastköpfe. Die Ergebnisse sind nun wesentlich stabiler durch das Gehäuse, ich habe praktisch keine Ausreißer mehr und selbst wenn ich was am Oszilloskop einstelle, dann geht es dann nur um ca. 5-10 nVpp rauf. Stromversorgung wiederum durch mein Labornetzteil.
@ Frank: Ich hab nun einiges dieser Diskussion gelesen, aber den Schaltplan zu deiner Schaltung nicht gefunden. Kannst du den bitte auch noch hochladen? Oder ist es der von Anja?
Soo ein langer thread... Ich habe die Applikation von maximintegrated wieder gefunden, von 1992: https://ia600803.us.archive.org/10/items/Maxim-SeminarsandApplicationBooksMaxim1992ApplicationsAndProductHighlights/Maxim-SeminarsandApplicationBooksMaxim1992ApplicationsAndProductHighlights.pdf auf PDF-Seiten 47-48 geht es um 1/f-Rauschen. Da wurde die Frage beantwortet, ob das Rauschen bis "unendlich" ansteigt, je tiefer man in der Frequenz geht. Bei einer Frequenz "1/Alter des Universums" ist es aber nur 3 mal so groß.
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