Ich überlege gerade, inwieweit folgendes Sinn machen kann: IGBT's schalten vergleichsweise langsam, haben aber bei hohen Strömen Vorteile. MOSFETs sind flott, haben aber entsprechend bei hohen Strömen Nachteile. Wen man nun beide parallelschaltet, und jeweils für die Anstiegszeit des IGBT den MOSFET mit anschaltet und für die Abfallzeit (Tail) des IGBT den IGBT entsprechend früher ausschaltet und für die Tailzeit (z.B. 500ns) den Mosfet verzögert ausschaltet, dann sollte man doch bis auf den Ansteueraufwand die Vorteile beider Teile vereint haben können. Sagen wir mal bei 250kHz - also bei entsprechenden IGBT's üblicherweise ausserhalb derer Spezifikation. Dadurch, dass der Mosfet immer nur die kurze Tailzeit die Last trägt, sollte er dies zumindest thermisch abfedern können. Ist da ein Denkfehler (ausser dem Aufwand)? Kennt jemand zu dem Prinzip eventuell Links? Meine Suche in Google konnte ich nicht richtig eingrenzen - da passt nichts. Grüsse
@ schöfferhofer (Gast) >IGBT's schalten vergleichsweise langsam, haben aber bei hohen Strömen >Vorteile. Nö, hohen Spannungen über 250V. > MOSFETs sind flott, haben aber entsprechend bei hohen Strömen > Nachteile. Nö. >den Ansteueraufwand die Vorteile beider Teile vereint haben können. Glaub ich so einfach nicht. http://www.mikrocontroller.net/articles/Transistor#Wann_setzt_man_einen_MOSFET.2C_Bipolartransistor.2C_IGBT_oder_Thyristor_ein_.3F MfG Falk
OK - ich muss den Anwendungsfall konkretisieren: Solid State Tesla Coil in Dual Resonance Betrieb. 250kHz für 40us an, dann 20ms aus (also sehr kleiner Dutycycle). 50A 400V MOSFET IXFH 16N50P Pv = I²*R_DS-ON R_DS-ON=0.4Ohm toff+tfall=70+22=92ns IGBT HGTG20N60B3D Pv = I*U. U ca 2V. td(off)+tfall =220+140=360ns Der Einfachheit halber betrachte ich jetzt mal nur die Ausschaltsituation: Halbe Periodendauer=2us. Annahme, der IGBT wird nach 1600ns ausgeschaltet, d.h. 400ns vor Ende der Rechteckhalbwelle. Verlustleistung MOSFET: 40 (halbwellen)* 50A*50A*0,4Ohm =40kW für 200ns (Annahme, der IGBT ist noch an für ca. 200ns, d.h. der MOSFET muss nur ca. 200ns leiten. Dann noch während der Fallzeit ca. 40*200V*50A=400kW für 22ns. Also kleiner 1Watt im Mittel. Alles sehr grob natürlich (bin kein Elektroniker). Oder hab ich mich hier jetzt irgendwo gnadenlos vertan? Grüsse
http://www.vde.com/de/fg/ETG/Exklusiv-Mitglieder/2006Bauelemente/Uebersichtsvortraege/Seiten/04.aspx
Servus, die Parallelschaltung von Mosfet, IGBT is ziemlich interessant. Die Ausschaltverluste werden dadurch auf jeden Fall gesenkt. Ich kenne dafür zwei Moden: 1.) Schalte IGBT und Mosfet gleichzeitig ein und MOSFET verzögert aus, so dass dieser die Ausschaltverluste übernimmt. 2.) Schalte den Mosfet nur zur Ausschaltentlastung ein.
ganz Allgemein: IGBTS haben mehr Schaltverluste, bei hohem Strom weniger einschaltverluste da sie linear zunemen. Mosfets schalten sehr schnell und vergleichsweis Verlustarm, Leitverluste nehmen quadratisch zu. Doch parallel vereint die Vorteile nicht so einfach. Denn wenn der IGBT den Strom übernimmt (sonst brächte man ihn gar nicht parallelschalten) produziert dieser Einschaltverluste (wenn resonant geschaltet wenigert) aber beim Abschalten trotzdem Tailstrom da der Strom auf den Fet kommutiern muss. Dabei kann es dan ordenlich schwingen Man kann Mosfet und Bipolartransistor aber in Serie Schalten und erreicht damit eine Ersparnis der Schaltverluste. Vorteil ist, das der Fet nur ca 20V sperren muss. Der Fet macht bei abschalten auf. damit fließt der restliche Strom im Transistor durch die Basis weiter und räumt ihn mit dem Laststrom blitzschnell aus. Kann insbesondere dann einsetzen wenn hohe Spannung und kleiner Strom mit hoher frequenz zu schalten sind. Nehmen wird an man bau einen Flyback (so welcher ein 1200V Bauteil benötigt möchte hoch so 100Khz takten. Mosfet hat zuviel Widerstand und IGBT ist zu langsam. Da bietet es sich an einen Mosfet und Transistor in Serie zu Schalten. Gibts übrigens in einem Chip aka. ESBT. In den 80ern baute man soetwas. Doch dann kam der IGBT und verdrängte dieses Konzept. Mit jetztigen Mosfets und BJT wirds vielleicht mal was. ST baut ESBT 2,2kV jedoch nur für keine Leistungen, für Hilfsnetzteile in 690VAC Netzten Hilfreich, für mehr noch nicht da die dinger einfach keinen Strom können. MFG Fralla
Dan,danke. Im gegebenen Fall wäre das Mode 2. Fralla - verstehe (oder glaube zu verstehen). In meinem Anwendungsfall geht es jedoch um extreme Ströme (jenseits des Data sheet peek Stroms) für relativ kurze Zeit, da ja bei sogenannten DRSSTC's im Resonanzfall quasi ein Kurzschluss entsteht. Die Bemerkungen hinsichtlich Kommutierung des Tailstroms muss ich noch verarbeiten. Würde der Tailstrom hier nicht sehr viel schneller abfallen wie ohne FET? Der widerstand durch den FET wäre ja nach kürzester Zeit kleiner als durch den sinkenden Tailstrom des IGBT, oder? Danke. Grüsse
Ok - Abwandlung des ganzen: Langsamer Leistungsstarker Igbt kombiniert mit ultraschnellem, leistungsschwächerem Igbt. Würde das i Quadrat Thema umgehen?
>Fralla - verstehe (oder glaube zu verstehen). In meinem Anwendungsfall >geht es jedoch um extreme Ströme (jenseits des Data sheet peek Stroms) >für relativ kurze Zeit, da ja bei sogenannten DRSSTC's im Resonanzfall >quasi ein Kurzschluss entsteht. Hallo! Genau in DRSSTC hab ich mal versucht durch Fets Schaltverluste zu reduzeiren damit ich mit eine Coil für größer 100kHz bauen kann ohne Interrupterrate zu senken. Der Mosfet war aufgrund seines quadratischen verhaltens nicht fähig die Ströme wenn auch nur kurt zu führen. Hatte da 660A Primästrom was auf einem 45m Coolmos nicht gutgeht. Daher ist mein Ansatz jetzt eine Multiphasenansteuerung der Coil (teuer da Brücke mehrfach) oder ein aktives Entlastungsnetzwerk. >Ok - Abwandlung des ganzen: Langsamer Leistungsstarker Igbt kombiniert >mit ultraschnellem, leistungsschwächerem Igbt. Würde das i Quadrat Thema >umgehen? Dann gibts eh keine quadratischen Verluste. In inudstriellen Anwedungen wie Frequenzumrichter, zb in Mittelspannungsumrichtern, vermendet man dann gleich akrive Entlastungsnetzwerke. Denn wenn schon die Mühe einer extra Ansteuerung, dann kann man den kleinen, schnellen IGBT(in dem Fall auch Fet) zum aktiven Schalten eines Entlastungsnetzwerks verwenden. Zb um eine Kapazität (zu dV/dt begrenzen beim Abschalten) vor dem Einschalten zu entladen oder die Energie einer Drossel zur Stromanstiegsbegrenzung aktiv verlustarm abzuführen. MFG
Bei einer DRSSTC braucht man sich gar keine gedanken über Ein und Ausschaltverluste machen, denn der IGBT schaltet nur im Stromnulldurchgang (LC-Reihenschwingkreis). Wobei das natürlich nur, wenn man ein Primär-Strom Feedback verwendet. Alles andere ist eh pfusch, und tötet über kurz oder lang jeden IGBT da ist das Problem aber auch mehr die Spannung, denn wenn der IGBT unter "Dampf" abschaltet, dann gibts ganz böse Transienten. Deswegen muss man immer dafür sorge tragen das das gesamt delay der Treiberanordnung möglichst gering bleibt. Denn da kommt auch wieder das nächste Problem. Die Body-Diode wird leitend, bevor der IGBT den Strom übernimmt. Dann zwingt man die Diode in den Recovery und es fließt für einen kurzen Moment ein großer Strom intern im IGBT-Modul. Wenn es hin zu größeren IGBTs geht (Langsamer) dann kommt man nicht umher den Nulldurchgang vorzuberechnen. In unserer neuen DRSSTC machen wir das mit einem FPGA.
Ich lasse extra auf die Leitende Diode Schalten, da die gesammte Kapazität im IGBT dann schon entladen ist. Dafür muss man ganz ganz leicht im Induktiven Bereich bleiben. Also kurz vor dem Nulldurchgang asuschalten die Verluste halten sich gering da nur wenige A fließen. Kapazitäten des oberen und unteren IGBT laden um, die schnelle integrierte Diode (ist kann keine langsame Bodydiode) beginnt kurz zu leiten, kurz darauf wird der IGBT mit Null Spannung eingeschaltet. Mit den herkömmlichen primärfeedbacks wird erst im oder nach den Nulldurchgang geschaltet. Und knallen auf die volle Spannung. Die IGBTs Schalten jedoch selbst weich aus bis die Diode leitet, und dann passiert das schlimmere, der andere Brückenzweig schaltet auf leitende Diode womit der Strom extrem schnell auf den gegenüberliegenden Schalter kommutieren muss, was extreme recoveryströme durch die Brücke fließen lässt. MFG
OK, ich sehe, ich bin auf 2 Erfahrene im Umgang mit DRSSTC's gestossen. Danke für Eure Beiträge. Den Ansatz paralle MOSFETs verwerfe ich also - die parallelen, schnellen IGBT's finde ich noch interessant. Allerdings bin ich nicht ganz sicher, ob wir genau über den gleichen Aspekt sprechen. Vielleicht erst noch ein paar Info's - zur Zeit nutze ich im zugegebenermassen üblen Aufbau eine Abwandlung der Steve Ward Ansteuerung (welche von den Zeiten schon ok sein sollte), zusammen mit einer Prediktor Schaltung von CTC-Labs. Ich schätze mal, Ihr kennt die. Für den Fall, dass Ihr das nicht eh schon wisst - dieser Prediktor erreicht über eine dem an der Primärspule abnehmenden Current Transformer nachgeschalteten, kleinen Induktivität ein Vorauseilen des Feedbacksignals um ca. eine 4-tel Periode. Damit kann man ja relativ gut leicht vorauseilend den IGBT abschalten. FPGA ist natürlich schon die höhere Kunst. Demnächst möchte ich einmal den neuen Universal Driver 2 von Steve Ward nachbauen, der eventuelle Schwachstellen meines Aufbaus beseitigen sollte. Die oben genannten HGTG20N60B3D sind ja schon recht flott. Dennoch denke ich, dass sie bei den genannten 250kHz zu langsam sind - das ist eigentlich der Punkt, auf den ich abziele. Da ich keine neue Sekundärspule mit kleinerer Resonanzfrequenz wickeln kann, muss ich auf andere Art versuchen, die Verluste zu minimieren. Jens, das ist dann ja auch das Problem - durch die Langsamkeit wird eben nicht genau genug im Nulldurchgang der Resonanz abgeschaltet, sondern eben etwas vorher und etwas nachher. Ausserdem haben wir ja 2 Frequenzen Fralla - zu den Entlastungsnetzwerken, das ist das gleiche wie aktive Snubber? Mal sehen, was ich dazu finde. Würden diese nicht im wesentlichen im hart schaltenden Betrieb ihre Anwendung finden? (Nun gut, letztendlich schaltet ein zu langsamer Igbt natürlich auch zu kurz). Vermutlich ist das jetzt alles zu aufwendig, und der Kauf schnellstmöglicher IGBT's wäre wohl der bessere Ansatz. Aber es ist halt auch technisch interessant, hierüber zu reflektieren. Wenn Ihr noch weitere Aspekte/Links habt, bitte gerne rüberschieben!
>zusammen mit einer Prediktor Schaltung von CTC-Labs. Ich schätze mal, Ihr >kennt die. Ja diese Schaltung ist schon ok. Kann abe nur auf eine Frequenz ideal abgestimmt werden. Die Zeit die der Schaltpunkt vorauseilt ist Frequenzabhängig. Und wie bekannt ist ändert sich die Frequenz (bei langen Streamern, Groundstrikes, etc). Mein Ansatz ist es, wie es andere auch machen, eine PLL auf die Frequenz zu Synchronisieren und dann möglichst kurz vor dem Nulldurchgang abzuschalten und den Schaltknoten durch den restlichen Strom von selbst umschwingen zu lassen. Problem ist das bei jedem Burst die PLL einschwingen muss, also soll das ganze Digital realisiert werden. Problem ist ja auch das sich die Frequenz auch innerhalb des Bursts ändert. Eventuel die Schaltzeitpunkte in einem Art Kennfeld speichern welches angelerent wird. So wie der LTFT (Long Term Fuel Trimm), was jedes Ottomotorsteuergerät bei der Lambdaregelung macht. SInd einfach nur Gedanken und praktisch vielleicht unnötig.... >Fralla - zu den Entlastungsnetzwerken, das ist das gleiche wie aktive >Snubber? Ja eigentlich schon, beides kann aktiv und passiv ausgeführt sein, von der Systematik Verlustbehaftet oder nicht, die Spannnungs- oder Stroamanstiegsgeschwindigkeit begrenzen, Dämpfen (Verluste) oder Clampen (begrenzen) >Würden diese nicht im wesentlichen im >hart schaltenden Betrieb ihre Anwendung finden? Es ist schwierig bis unmöglich in einem Resoanten Netzwerk ohne hilfe ZVS bei Einschalen und ZCS beim Ausschalten zu erreichen Eines davon kann natürlich geschehen, das weitere durch exterene Netzwerke. Bsb.: den Strom natürlich (dh ohne hohe Stromseilheit welche Rcovery oder Tailstrom verursacht) abkommutieren lassen, den anderen Schalter in der Brücke durch einen weiteren kleinen, schnellen Schalter ZVS einzuschalten. >Vermutlich ist das jetzt alles zu aufwendig, und der Kauf >schnellstmöglicher IGBT's wäre wohl der bessere Ansatz So passiert es in der Industrie auch oft, es werden komplex Entlastungsnetzwerke entwicklet, getestet bis die nächste IGBT gerneration kommt und die Performance übertrifft... Ich versuche auch nur aus Hobby die maximale Leistung aus einem IGBT zu quetschen, ein mit einem größeren wäre alles einfacher. Andereseits will man DRSSTC ja um die 100kHz betreiben, ist mit den großen Ziegln schwer. Da wäre interleaving ein Ansatz, aber sehr sehr teuer. NPT IGBTs lassen sich auch parallelschalten. Im Betrieb mit Normströmen in PFC, DC/DC ohne Probleme möglich. Allerdings haben die eher hohe Ucs,sat. Das parallelschalten funktioniert in DRSSTC, wo man ja oft Ströme die den im DB angegeben Maximalstrom um den Faktor 10 überschreiten hat, meiner erfahrung nach nicht... 250kHz ist ja recht hoch. Da wirds einfach schwer einen IGBT zu finden den man zusätzlich fest mit Strom überlasten kann. Ist eigentlich zu hoch für IGBTs. Die SMPS-IGBT Serie von Fairchild ist für Frquenzen um die 200kHz gemacht, allerdings mit festen Stromderating (was ma ja wieder überfahren kann, aber hinderte A werdens wohl nicht) Was willst du erreichen? Mehr Primärstrom? Höhere Interupterfrequenz? Eventuell Lightspeed IGBT Serie von IXYS ansehen. Sind allerdings keine Stromwunder. Neben NPT, PT gibts ja auch noch die Trenchmos(aka Fieldstop) Bauweise, zb: http://www.fairchildsemi.com/ds/FG/FGY75N60SMD.pdf allerdings sind die auch nicht so Überstromresistent wie PT IGBTs (Hab ich nur in einem Inverter geteste, nicht DRSSTC) SO jetzt reichts genug Gedanken zu dem Thema... MFG Fralla
Fralla, super,danke. Bin inzwischen im Urlaubshotel angekommen, und dank Regen wird wohl reichlich zeit zum googlen bleiben. Erste prio wird bei meiner Drsstc wohl erstmal die hohe Frequenz, und dann erst hoehere Stöme zu beherschen. Dazu wird jetzt erstmal der Ward UD2 Treiber aufgebaut - der erscheint gegenüber CTCs Schaltung doch noch etwas fortgeschrittener. Dann mal sehen, was damit aus der Standard igbt endstufe rauszuholen ist. Wenn das dann soweit passt, koennte ich versuchen, mit active snubber oder auch mit langsamen Igbt/schnellen Igbt Kombinationen zu optimieren. Alles mehr um des Spasses halber. Jens, hast Du irgendwo Details zu Deiner fpga Lösung veröffentlicht? Gruesse
@Fralla Denke mal interleaving ist genau der richtige Ansatz für DRSSTCs mit noch höherer Frequenz, habe mal eine PDF über ein Skalierbaren Umrichter gelesen. Da ist das ganz schön beschrieben, einziger Haken ist das man noch Dioden in Reihe zu den IGBTs braucht, was die Verluste erhöht. Wir haben hier noch einen ganzen Haufen 1800A Frequenzthyristoren liegen, da kam uns auch schon mal die Idee die Sequenziell zu feuern. Mit 10 Stück könnte man schon so 20Khz erreichen. Für die Umsetzung fehlt nur noch eine kleine Schaltung, die Strom für kurze Zeit über die Reihendioden schickt um die Freiwerdezeit zu verkürzen. Aber es würde ein ziemlich kompakter und robuster aufbau werden, da man alles zwischen Sammelschienen pressen könnte. Die üblichen Predikterschaltungen lassen sich sinnvoll nicht nutzen. Als ich CTC letzens gesehen habe, haben wir das noch mal diskutiert. CTC baut ja mittlerweile Spulen gewerblich für Veranstaltungen etc. Die Predikterschaltungen lassen sich immer nur für einen Arbeitzspunkt genau einstellen, sobald sich an den Parametern was ändert, ist alles für die Katz. Daher stammt auch unsere Idee mit dem FPGA. Erste Tests sind sehr vielversprechend. Der FPGA hat Zugang zu jedem IGBT einzeln, kann jeden Strom und jede Spannung messen. Beim ersten einschalten fährt der FPGA einen Testzyklus. Jeder IGBT wird kurz eingeschaltet und der FPGA misst das Gesamtdelay und legt es ab. Dann wird der Schwingkreis ausgemessen und die Parameter davon abgelegt. Alles zusammen fließt dann in eine entsprechende Nullpunkt-Vorberechnung ein. Jeder IGBT verfügt über einen CPLD der die Totzeiten und die Überstromerkennung inkl. einem Soft-Aus macht. Später kommt noch ein Gbit Glasfaserlink hinzu, über den man sich live die kompletten Diagnosedaten anschauen kann.
Hmm, vielleicht kann mich doch noch mal jemand über diesen interleaving Ansatz aufklären. Ich habe dazu zwar etwas im zusammenhang mit Solarwechselrichtern oder auch DC-DC gelesen, aber so richtig auf den Anwendungsfall übertragen kann ich nicht. Meint das nun z.b. 2 Halbbrücken parallel, welche dann sequentiell angesteuert werden, um die Leistung zu verteilen Oder Diese Schaltung, bei der 4 Igbts übereinander sind, so wie hier in Figure 2: http://www.power-mag.com/pdf/feature_pdf/1274178969_Microsemi_Feature_Layout_1.pdf Die erstere könnte ich mir bei Drsstcs ja noch vorstellen, wobei der einzige Vorteil ja in der laengeren Pause läge. Die zweite kapiere ich nicht - zumindest nicht fuer Drsstcs mit hohen Frequenzen. Grüsse
Der Zweite Schaltung ist ein einfaer NPC-Multilevelconverter wie er in extrem vielen Frequenzumrichtern für Mittelspannung eingesetzt wird, vorteil ist die veringerung der Sperrspannung da die Dioden immer auf den Kondensatormittelpunkt Clampen, hat aber nichts mit intereaving zu tun. Gibt verschiednene Ansatzte für DRSSTC intervleaving, zb nimmt man drei Volbrücken. Die erste FB steuert die erste Vollwelle, die nächste FB die weitere Vollwelle, usw... Das Prinzip ist nicht neu und wird bei Induktionöfen zum Oberflächenhärten (diese Brauchen klarerweise hohe Frequenz) mit hunderten kW seit vielen Jahren so gemacht. Damit auch für DRSSTC geeignet.
Ok, danke. Hab ein paar schoene Beispiele gefunden. Sollte ja mit uC angesteuert nicht allzuviel Mehraufwand bedeuten, mal von der Arbeit abgesehen. Wenn der Winter kommt...
Zurueck zum ursprünglichen Thema - es scheint doch Sinn zu machen! http://www.eetimes.com/electronics-news/4196940/MOSFET-Assisted-Soft-Switching-of-IGBTs-A-Re-Examination Nochmal zur Erinnerung - es ging ja darum, vergleichsweise langsame Igbts bei hohen frequenzen zu verwenden, d.h. Trotz ZCS ist ein störender tail current eben nicht auszuschliessen. Bei Einschalten eines parallelen Mosfets nur während der fall time und current tail time muessten sich lt. obigen Artikels doch Vorteile ergeben. Zumindest solange der Mosfet während der ca. 200ns den Strom von 400-600A verkraftet.
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