Hallo, ich suche den ultimativen sehr schnellen OP-Amp um ein symetrisches Signal (DC! bis 350MHz) von 0,8Vss auf 5,6Vss an 50 Ohm zu bekommen. Wo ist das Ende der Fahnenstange? Gibt es da nix schnelleres? Bei welchem Hersteller noch mal suchen?
Kater Sylvester schrieb: > Hallo, > ich suche den ultimativen sehr schnellen OP-Amp um ein symetrisches > Signal (DC! bis 350MHz) von 0,8Vss auf 5,6Vss an 50 Ohm zu bekommen. > > Wo ist das Ende der Fahnenstange? > Gibt es da nix schnelleres? > Bei welchem Hersteller noch mal suchen? Die üblichen verdächtigen: Analog Devices, TI, National Von AD ist die AD8000 Serie ziemlich schnell. Falls zu großer DC-Offset / Drift stören, ist dem mit einem DC-Servo beizukommen.
aye! Ich hab von Analog die ADA4927 in Verwendung und bin sehr zufrieden damit! Layout ist allerdings heikel für die Teile! Gruß, nides
>ich suche den ultimativen sehr schnellen OP-Amp um ein symetrisches >Signal (DC! bis 350MHz) von 0,8Vss auf 5,6Vss an 50 Ohm zu bekommen. Dann brauchst du wohl ein mehrstufiges Konzept, bei dem die Verstärkung auf mehrere Stufen verteilt wird. >Gibt es da nix schnelleres? Schneller als was? >Bei welchem Hersteller noch mal suchen? Parametrische Suche bei TI, AD, MAXIM, National,... Da gibt es heute Hunderte von sehr schnellen OPamps. >Falls zu großer DC-Offset / Drift stören, ist dem mit einem DC-Servo >beizukommen. Wenn er DC messen will??
ralf schrieb: > http://cds.linear.com/docs/Datasheet/6409fa.pdf Vielen Dank! :-) 10GHz Oh haue ha! Das ist wohl das Ende der Fahnenstange?! Ich brauche einen, der auch ein paar mA treiben kann. Bei 13dBm an 50 Ohm sind das 20mA * Wurzel 2 = 28mA
>Vielen Dank! :-) >10GHz Oh haue ha! Das ist wohl das Ende der Fahnenstange?! Leider ist die Betriebsspannungsentkopplung des Demo Board Murks. Wieder die übliche Parallelschaltung aus 470nF, 100nF, 1nF und 100pF, was zu extremen Impedanzspitzen führt und die Schaltung notorisch instabil macht. Besser zwei oder drei identische keramische 470nF Highcaps der kleinsten Bauform, die man bekommen kann, parallelschalten.
Ich habe hier die OPAMPS THS3201 / THS3202 im Einsatz. Die können auch nennenswerte Großsignalverstärkung, sowie mindestens 80mA treiben. Damit ließe sich soetwas in einer Stufe realisieren. Allerdings wirst Du um einen DC-Servo nicht herum kommen, da es sich um einen current feedback Verstärker handelt. Die haben prinzipbedingt eine relativ hohe Unsymmetrie und damit Neigung zum DC-drift. Layouttechnisch sind die etwas anspruchsvoll (siehe Datenblatt / Appnote) aber machbar.
Kater Sylvester schrieb: > Bei 13dBm an 50 Ohm sind das 20mA * Wurzel 2 = 28mA Kann man mir diese Berechnung erklären? Danke!
Leerling schrieb: > Kater Sylvester schrieb: >> Bei 13dBm an 50 Ohm sind das 20mA * Wurzel 2 = 28mA > > Kann man mir diese Berechnung erklären? Danke! 13dBm sind
Eingesetzt:
Wegen Effektivwert ist
Michael O. schrieb: > Allerdings wirst Du um einen DC-Servo nicht herum kommen, da es sich um > einen current feedback Verstärker handelt. Heisst das, das die beiden Eingänge nicht gleichwertig sind? Ich brauche einen Differenzverstärker um das differentielle Signal eines DDS-Bausteins von DC bis 350MHz auf SMA oder BNC geben zu können.
In der Tat, ein Currentfeedback OpAmp hat verschiedene Eingaenge. Allenfalls mal das Datenblatt lesen...
Kater Sylvester schrieb: > ich suche den ultimativen sehr schnellen OP-Amp um ein symetrisches > Signal (DC! bis 350MHz) von 0,8Vss auf 5,6Vss an 50 Ohm zu bekommen. Ich hatte überlesen, dass das Signal nach dem Verstärken noch symmetrisch sein soll. Für Symm/Asym funktioniert der THS gut (16bit DAC / 400MSPs, wobei ich an der Auflösung weniger Interesse habe als an der Samplerate).
Michael O. schrieb: > Ich hatte überlesen, dass das Signal nach dem Verstärken noch > symmetrisch sein soll. Ups, habe ich das wohl blöd geschrieben. Also das Signal kommt aus dem DDS AD9854 oder AD9910. Ist an dieser Stelle symmetrisch und soll verstärkt auf ein asymetrisches 50 Ohm-SMA-Koaxkabel gehen. Normalerweise nimmt man an dieser Stelle einen (Mini-Circuits) Transformator & ERA-1. Da aber bei mir auch ganz niedrige Frequenzen möglich sein sollen, geht ein Transformator hier natürlich nicht.
>Normalerweise nimmt man an dieser Stelle einen (Mini-Circuits) >Transformator & ERA-1. Also, zuerst kommt da mal ein Tiefpaß. Und dann ist ein Signal von 5,6Vss in diesem Frequenzbereich sowieso eher unüblich. Für ein solches 350MHz-Signal bräuchtest du einen Verstärker mit mindestens 6200V/µsec Slewrate! Und wenn das einigermaßen linear verstärkt werden soll, dann ist sogar das noch viel zu wenig. Wie kommen Leute immer auf so völlig überzogene Forderungen??
>ralf schrieb: >> http://cds.linear.com/docs/Datasheet/6409fa.pdf >Vielen Dank! :-) >10GHz Oh haue ha! Das ist wohl das Ende der Fahnenstange?! Naja - so ein bißchen nach Ende der Fahnenstange heutzutage klingt der schon mal, aber bei den Großsignalfähigkeiten hapert es ein bißchen bei dem. Der kann wohl nur 5V in der Versorgung vertragen, so daß der nicht unbedingt die anvisierten 5,6Vss liefern können wird. Nimm die bereits vorgeschlagenen THS3201 / THS3202, die können ordentlich Strom liefern, sind sehr großsignalfähig (ich glaube die können mit +/-8V betrieben werden, was so an die 12Vss ermöglicht, vertragen über 100mA, haben eine SlewRate von um die 10000V/µs. THD liegt sehr weit open, auch bei größerer Aussteuerung. Die Eingänge sind zwar nicht gleich (Current FB), aber ich glaube durch intelligente R-Beschaltung läßt sich sowas auch für symm. Ansteuerung nutzen, so daß der DDS auf beiden Zweigen gleichen Widerstand sieht, und der OPV symm. verstärkt.
>THD liegt sehr weit open, auch bei größerer Aussteuerung.
Die Klirrfaktorschriebe im Datenblatt gelten für 2Vss und hören bei
60MHz auf...
Ina schrieb: > Leider ist die Betriebsspannungsentkopplung des Demo Board Murks. Wieder > > die übliche Parallelschaltung aus 470nF, 100nF, 1nF und 100pF, was zu > > extremen Impedanzspitzen führt und die Schaltung notorisch instabil > > macht. Besser zwei oder drei identische keramische 470nF Highcaps der > > kleinsten Bauform, die man bekommen kann, parallelschalten. Ina hast du dir die Serienresonanzkurve von 470nF mal angeschaut? Bei den hohen Frequenzen dürften sich diese Kondensatoren eher als Induktivitäten entpuppen. Ich würde sogar noch weiter gehen. Diesen Kondensatorketten muß man noch zusätzlich 10pF und 1pF parallel schalten. Erst die 1pF Kondensatoren liegen in der Serienresonanz noch leicht unterhalb der 10GHz. HF Schwingen kommt auch sehr oft von ungeeigneten Layouts, bei welche auf der Unterseite keine durchgehende Massefläche ist, die alle 5mm zur oberen Massefläche entlang der Signalführende Leiterbahnen, und am IC Selber, durchkontaktiert sind. Die Durchkontaktierung selber ist nämlich auch schon eine Induktivität von ca 0,5nH, und nur die lückenlose Massefläche auf der Unterseite ist bei der Frequenz wirklich Masse. Ralph Berres
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>Ina hast du dir die Serienresonanzkurve von 470nF mal angeschaut? >Bei den hohen Frequenzen dürften sich diese Kondensatoren eher als >Induktivitäten entpuppen. 0603-Caps haben um die 0,6nH. Zwei, drei davon parallel ergeben rund 0,2nH. Macht bei 2GHz rund 2,5Ohm, was völlig ausreichend klein ist. >Ich würde sogar noch weiter gehen. Diesen Kondensatorketten muß man noch >zusätzlich 10pF und 1pF parallel schalten. Das Parallelschalten ungleicher Caps (siehe Anhang) kann verheerende Resonanzen mit extremen Impedanzspitzen zur Folge haben. Die Entkoppelwirkung ist dort nicht nur gleich Null, der Verstärker kann sogar spontan auf dieser Frequenz anfangen zu schwingen!
Du vergisst das diese Kondensatoren bei etwa 15MHz Serienresonanz haben und oberhalb 15MHz bereits eine INDUKTIVITÄT darstellen. Diese beiden Kondensatoren sind in der gesamten rechten Hälfte keine Kondensatoren mehr, sondern Induktivitäten. Das ist eher kontraproduktiv. Und 2 Ohm Impedanz sind für eine Stromversorgung in einen Verstärker mit so hohen GBW viel zu hoch. Schaue dir mal die Impedanzkurven von 0603 Kondensatoren bei den verschiedenen Kapazitäten an. Ina schrieb: > Das Parallelschalten ungleicher Caps (siehe Anhang) kann verheerende > > Resonanzen mit extremen Impedanzspitzen zur Folge haben. Die > > Entkoppelwirkung ist dort nicht nur gleich Null, der Verstärker kann > > sogar spontan auf dieser Frequenz anfangen zu schwingen! Genau das passiert wenn sie im induktiven Bereich betrieben werden. Diese Resonanzspitzen werden durch Kondensatoren ( die sich auch kapazitiv verhalten ) vollständig unterdrückt. Schaue dir mal Mikrowellenschaltungen die bis in den mm Bereich gehen an. Ralph Berres
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>Du vergisst das diese Kondensatoren bei etwa 15MHz Serienresonanz haben >und oberhalb 15MHz bereits eine INDUKTIVITÄT darstellen. Diese beiden >Kondensatoren sind in der gesamten rechten Hälfte keine Kondensatoren >mehr, sondern Induktivitäten. Das ist eher kontraproduktiv. Es ist in erster Linie die Impedanz entscheidend, weil Laststromschwankungen an dieser einen Spannungsabfall verursachen. Wenn dieser Spannungsabfall zu groß wird und die Betriebsspannungsunterdrückung des OPamp zu gering ist, kann dadurch eine gefährliche Mitkopplung entstehen und der Verstärker schwingt. Deswegen muß die Impedanz der Betriebsspannungsentkopplung für die gesamte Bandbreite des OPamp möglichst gering sein, möglichst unter 1 Ohm. >Genau das passiert wenn sie im induktiven Bereich betrieben werden. Nein. Du hast zwar Recht, wenn du sagsts, daß eine Betriebspannungsentkopplung natürlich kapazitiv sein sollte, weil sie ja schließlich Ladung liefern muß, aber das tut sie auch, wenn sie eine induktive Komponente hat. Üerlege dir, daß die Alternative, nämlich dein 10pF und 1pF Cap sowieso keine große Ladung mehr liefern können. >Diese Resonanzspitzen werden durch Kondensatoren ( die sich auch >kapazitiv verhalten ) vollständig unterdrückt. Ralph, die Resonanzspitzen werden durch die Parallelschaltung der Caps erst erzeugt!! Es wechselwirkt die Serieninduktivität des einen mit der Serienkapazität des anderen. Und wenn der Serienwiderstand beider Caps zu klein ist, gibt es ganz fiese Impedanzmaxima. Schau dir noch mal mein Bildchen im Anhang an: Du siehst drei Kurven: 1. Kurve b: Ein 100nF Cap. -> kein Impedanzmaximum. 2. Kurve c: Zwei identische, parallelgeschaltetet 100nF Caps. -> kein Impedanzmaximum. 3. Kuvre a: Ein 100nF Cap und ein 100pF Cap parallelgeschaltet. -> Impedanzmaximum von rund 100 Ohm! Eine solche Parallelschaltung kann man nur mit Elkos und Tantals resonanzfrei machen, aber nicht mit keramischen Caps. >Schaue dir mal Mikrowellenschaltungen die bis in den mm Bereich gehen >an. Ich habe jeden Tag beruflich mit GHz-OPamps zu tun. Diese waren mit der bisherigen Parallelschaltung unterschiedlicher Entkoppelcaps immer notorisch instabil. Erst mit der Parallelschaltung mehrerer, identischer, keramischer Highcaps im 0603-Gehäuse arbeiten diese stabil.
Ina schrieb: > Üerlege dir, daß die Alternative, nämlich dein 10pF und 1pF Cap sowieso > > keine große Ladung mehr liefern können. Ein 10pF und ein 100pF alleine reichen natürlich nicht. Ich habe bisher recht gute Erfahrung gemacht mit der Parallelschaltung von 100nF 1nF 100pF und 1pF.Wenn es bis in den NF Bereich reingeht muß noch ein 10uF parallel, Aber mit 470nF alleine ( auch 2 parallel ) hat bei mir jeder HF Verstärker geschwungen. Die Parallelresonanz in deinen Fall werden vermutlich durch die parasitären Kapazitäten verursacht. Eine Induktivität alleine kann nie eine Resonanz verursachen. Und nach deinen Diagramm sind die Kapazitäten bei der Resonanzfrequenz keine Kapazitäten mehr sondern reine Induktivitäten, da weit oberhalb der Serienresonanz der Kondensatoren betrieben. Versuche mal die Kombination 100nF 1nF 10pF 1pF Ralph Berres
Bei den Simulationen sollte man auch in Betracht ziehen, daß die kleinen Kapazitäten C0G sind, die anderen aber X7R oder gar Z5U, daher also bei HF große Verluste haben. Als Filter-C auf einer Versorgung ist dies sogar von Vorteil, und aus diesem Grund werden nach wie vor Resonenzkreise nicht rein aus verschiedenen C aufgebaut, sondern immer noch aus L und C.
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>Ich habe bisher recht gute Erfahrung gemacht mit der Parallelschaltung >von 100nF 1nF 100pF und 1pF. Ich habe mir jetzt mal die Mühe gemacht, das möglichst genau zu simulieren. 4c+2c.PNG zeigt den Impedanzschrieb von einmal der von dir favorisierten Kombination aus 100nF, 1nF, 100pF und 1pF und der von mir empfohlenen Kombination aus zwei identischen 470nF/0603 Caps. Bei den Serieninduktivitäten habe ich versucht, zu berücksichtigen, daß zwei Caps näher beieinander angeordnet werden können als vier. Ich habe bei den sehr kleinen Kapazitäten möglichst verlustreiche Ausführungen herangezogen, um die Impedanzmaxima möglichst stark zu bedämpfen. Die genauen Daten habe ich aus einem Datenbuch von Murata. Um beide Kurven in eine Grafik zu bekommen, mußte ich ein wenig mit TINA tricksen: Die rote, horizontale Kursorlinie markiert 1 Ohm Impedanz, die blaue 10 Ohm. Man erkennt, daß deine Kombination (grüne Kurve) drei Impedanzmaxima aufweist, bei 100MHz (2 Ohm), 390MHz (7 Ohm) und 4,6GHz (180 Ohm). Der Peak bei 100MHz ist jetzt nicht allzustark ausgeprägt und der bei 4,6GHz dürfte in den meisten Fällen außerhalb der Bandbreite liegen. Bedenklicher ist da schon der Peak bei 390MHz. Bei nicht sehr kritischem OPamp aber eine ganz brauchbare Entkopplung. Meine Kombination (braune Kurve) weist keine Impedanzmaxima auf. Auch sind für Frequenzen bis rund 400MHz die Impedanzen wesentlich kleiner. Für Frequenzen über 400MHz sind die Impedanzen beider Kurven im Schnitt recht ähnlich, wobei meine Kombination aber keine Impedanzmaxima aufweist. Noch etwas ganz Grundsätzliches: Du sagtest, daß meine Kurve oberhalb rund 8MHz nur noch induktiv sei. Auch deine Kurve ist induktiv! Und zwar von 13MHz bis 100MHz, von 150MHz bis 400MHz, von 500MHz bis 4,6GHz und über 5,6GHz, nämlich überall dort, wo die Impedanzkurve die für eine Induktivität tpische, positive Steigung hat!!
Leider habe ich kein Programm mit dem ich die Dateien von LTspice umwandeln kann. Vielleicht hilft mir mal einer dabei. Danke Ralph Berres
Hallo Ralph, ganz einfach, in der Menu-Leiste "Tools" und dann "Copy Bitmap to Clipboard" wählen und dann das Bild in einem beliebigen Programm einfügen. Je nachdem was du gerade angewählt hast, werden entweder das Schematic oder die Diagramme kopiert. branadic
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hallo Andre Besten Dank für den Tip. Also auf ein nächstes. Ina hier mal meine Simulation mit LTspice
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Ich war neugierig. Hier die Version mit zwei 470n mit den gleichen Serieninduktivitäten und -widerständen.
>Ina hier mal meine Simulation mit LTspice
0,2nH pro Cap sind völlig unrealistisch. Wie soll das gehen, wenn du die
alle vier parallelschaltest? Da kommen einige Millimeter Leiterbahnlänge
zusammen und jeder Millimeter schlägt mit rund 1nH zu Buche.
Auch die 0,5 Ohm bei 100nF und 10nF sind unrealistisch. Übliche Werte
liegen um die 0,1 Ohm. Bei 100nF wird es schon schwer, etwas zu finden,
das nicht deutlich unter 0,1 Ohm liegt.
Problematisch dürfte sein, dass viele Hersteller sich mit genaueren Angaben zu den Parasitics eher ausschweigen. Da hilft dann nur noch eine optimistische Abschätzung der parasitären Parameter über die Packagegröße: http://hft.uni-duisburg-essen.de/arbeiten/Vortrag_Imam_Owais.pdf http://hft.uni-duisburg-essen.de/arbeiten/Vortrag_Ouajdi_Ochi.pdf und natürlich ausprobieren. Man findet in den Weiten des Internet teilweise auch Angaben eine ungleichmäßige Abstufung zu verwenden, bspw. 6.8µ Tantal und 100n, 4.7n, 1n, 680p, 10p, 4.7p, um Resonanzüberhöhungen zu vermeiden. Im Zweifelsfall schaut man aber einfach ins Datenblatt des Bausteines, da sind zumeist schon Empfehlungen gegeben. Wenn man dann noch das Demo Board des Bausteines eingehender studiert wird man sicherlich eine geeignete Abstufung finden. branadic
Ina schrieb: > 0,2nH pro Cap sind völlig unrealistisch. das habe ich für die Serieninduktivität des Kondensators selbst kalkuliert. Bei den 0603 Baugrößen könnte das auch im etwa passen. 0,5 Ohm sind bei den hohen Frequenzen auch nicht so unrealistisch. Wegen Skineffekt Abstrahlverluste etc. Die Leiterbahnen von der Stromversorgung zu den Abblockkondensatoren habe ich mit höhere Induktivität angesetzt, und auch einen Widerstand in Reihe gesetzt.( den sollte man eh immer haben , wegen der Tiefpasswirkung ). Die Kondensatoren sollten unmittelbar nebeneinander gesetzt werden ( Ich setze immer 2 aufeinander ) und sich direkt am Anschlußbeinchen des abzublockenden IC befinden. Die Masseseite sollten über 4-5 Durchkontaktierungen direkt am Kondensator mit der Mssseunterseite verbunden sein. Jede Durchkontaktierung hat ca 0,4nH Induktivität. Überhaupt sollte man mit Durchkontaktierungen unmittelbar an den Masseanschlüssen der aktiven Bauelemente und entlang Striplines nicht geizen. In den UKW Berichte wurde mal ein SHF Vorverstärker mit dem Programm Puff simuliert, und da wurde recht anschaulich dargestellt, welchen Einfluss zu wenig Durchkontaktierungen auf die Schwingfreudigkeit des Verstärkers hat. Irgendwo hatte ich mal ein Datenblatt von Epcos über dieSerienresonanz verschiedener SMD Kondensatorgrößen gefunden. Aber wie das so ist , wenn man sie dann nochmal sucht findet man sie nicht mehr. Alex vielen Dank für die ( recht optimistische ) Simulation. Aber ich habe die Erfahrung gemacht, das diese große Kondensatoren sich in der Realität bei den hohen Frequenzen irgendwie anders benommen haben. Abschliesend mus ich dem Branadic recht geben. Man müßte erst mal die tatsächlichen parasitären Größen der Kondensatoren in Erfahrung bringen. Zumindest die Allerwelts Konsumerbauteile schweigen sich da restlos aus. Warum das wohl so ist? Man sollte also notgedrungen auch hier spezielle für EHF-Zwecke gebaute Kondensatoren verwenden. Sonst ist und bleibt es ein Ratespiel. Ralph Berres
Brauchst Du einen linearen Verstärker für ein Analogsignal, oder geht auch ein Komperator? Ich hatte mal sowas was mit einem LVDS Receiver (SN65LVDS390) gemacht: Ich führte dabei mein Signal auf zwei Receiver, (1+2), hatte beim zweiten Receiver A+B vertauscht und nutzte die Austganssignale (1Y - 2Y) wieder als differenziellen Ausgang mit 2 x 3.3V => 6.6 Vpp Das funktionierte prima bis ca. 400 MHz
>Problematisch dürfte sein, dass viele Hersteller sich mit genaueren >Angaben zu den Parasitics eher ausschweigen. Taijo Yuden gibt für alle Klasse 2 Caps Impedanzschriebe an. Bei den Klasse 1 Caps schweigen sie sich aber auch aus. Murata und Kemet haben auch Angaben in ihren Datenblättern, teilweise auch für einzelne Typen. >Da hilft dann nur noch eine >optimistische Abschätzung der parasitären Parameter über die >Packagegröße: > >http://hft.uni-duisburg-essen.de/arbeiten/Vortrag_... > >http://hft.uni-duisburg-essen.de/arbeiten/Vortrag_... > >und natürlich ausprobieren. Schöne Links! Bei der Modellierung muß man etwas aufpassen: Eine Serienersatzimpedanz macht natürlich nur Sinn im Zusammenhang mit einem Serienersatzmodell. Man kann nicht einfach noch einen Parallelcap dazupacken und bei den Impedanzen der restlichen Serienschaltung dann von Serienersatzimpedanzen sprechen. Generell ist die Messerei im GHz-Bereich schon fragwürdig. Herr Völkel von Würth hat mir mal erzählt, daß die Impedanzmessungen von Bauteilen im GHz-Bereich deshalb so aufwendig sind, weil man wegen der problematischen Kontaktierung der winzigen Bauteile über unzählige Einzelmessungen mitteln muß. Man sagt, daß 0805-Caps knapp unter 1nH Serieninduktivität haben. Bedenkt man aber, daß 1mm Leiterbahn mit rund 1nH zu Buche schlägt, sind bei schlechten Layouts diese kleinen Werte natürlich völlig unrealistisch. >Man findet in den Weiten des Internet teilweise auch Angaben eine >ungleichmäßige Abstufung zu verwenden, bspw. 6.8µ Tantal und 100n, 4.7n, >1n, 680p, 10p, 4.7p, um Resonanzüberhöhungen zu vermeiden. Diese Kombinationen sind historisch entstanden, zu einer Zeit als man große Kapazitäten nur in großen Gehäusen unterbringen konnte. Für eine HF-Schaltung in 50R-Technik benötigt man in der Regel eine Entkopplungskapazität im µF-Bereich, um auch für größere Lastschwankungen genügend Ladung bereitstellen zu können. Andererseits bietet ein solcher Cap zuviel Induktivität und die Entkopplungswirkung bei sehr hohen Frequenzen ist gleich Null. Also hat man in den saueren Apfel gebissen und den größeren Kapazitäten immer kleinere parallgeschaltet. Interessanterweise wurde schon damals teilweise von Resonanzen berichtet und in einigen Datenblättern vorgeschlagen, einzelnen Caps dieser Kombinationen kleine Widerstände in Serie zu schalten. Seit es die hochkapazitiven keramischen Highcaps gibt, sieht die Situation glücklicherweise ganz anders aus. Man kann die µF-Kapazitäten in winzigen 0603 Gehäusen unterbringen. Während ein bedrahteter Tantalcap früher rund 10...15nH Serieninduktivität mitbrachte, eine spätere SMD-Version rund 5nH, können keramische Highcaps das heute mit 0,6...0,8nH! Das ist natürlich ein Quantensprung und die lästige Parallelschalterei unterschiedlicher Kapazitätswerte mit allen ihren Nachteilen ist passé. Deine obige Kombination besteht immerhin aus sieben Caps. Wie soll das im GHz-Bereich zuverlässig funktionieren? Die Nagelprobe haben die keramischen Highcaps bei uns im Labor bestanden: Bei den früheren, umständlichen Parallelkombinationen, die immer in den Datenblättern empfohlen wurden, hatten wir immer das Problem, daß wir den Ausgang eines GHz-OPamps nie direkt mit einem 10:1 Tastkopf berühren konnten. Wir mußten immer einen kleinen Serienwiderstand einfügen, um die kapazitive Last des Tastkopfes (rund 10pF) zu entkoppeln und die notorische Schwingneigung zu unterdrücken. Seit wir keramische Highcaps verwenden, ist das Problem weg.
Ralph Berres schrieb: > hallo Andre > > Besten Dank für den Tip. Also auf ein nächstes. > Warum umständlich? Einfach CRLT-C oder mir wegen ALT-Print. Eigentlich reicht auch nur 'Print'
Peter schrieb: > Brauchst Du einen linearen Verstärker für ein Analogsignal, oder geht > auch ein Komperator? > > Ich hatte mal sowas was mit einem LVDS Receiver (SN65LVDS390) gemacht: > Ich führte dabei mein Signal auf zwei Receiver, (1+2), hatte beim > zweiten Receiver A+B vertauscht und nutzte die Austganssignale (1Y - > 2Y) wieder als differenziellen Ausgang mit 2 x 3.3V => 6.6 Vpp > > Das funktionierte prima bis ca. 400 MHz Und die Dinger hatten keine Hysterese? Wollte das auch mal ausprobieren. Nur hatte ich den Eindruck, das praktisch alle Komparatoren mit Hysterese ausgestattet sind, was die Art des Eingangssignals stark einengt. Den Offset kann für symmetrische Signale per rückgeführtem Tiefpaß zum negativen Eingang in den Griff kriegen.
Ina schrieb: >>Problematisch dürfte sein, dass viele Hersteller sich mit genaueren >>Angaben zu den Parasitics eher ausschweigen. > > Taijo Yuden gibt für alle Klasse 2 Caps Impedanzschriebe an. Bei den > Klasse 1 Caps schweigen sie sich aber auch aus. Murata und Kemet haben > auch Angaben in ihren Datenblättern, teilweise auch für einzelne Typen. > Nun bestellen wir bei Reichelt und warten ab... >>Da hilft dann nur noch eine >>optimistische Abschätzung der parasitären Parameter über die >>Packagegröße: >> >>http://hft.uni-duisburg-essen.de/arbeiten/Vortrag_... >> >>http://hft.uni-duisburg-essen.de/arbeiten/Vortrag_... >> >>und natürlich ausprobieren. > > Schöne Links! Bei der Modellierung muß man etwas aufpassen: Eine > Serienersatzimpedanz macht natürlich nur Sinn im Zusammenhang mit einem > Serienersatzmodell. Man kann nicht einfach noch einen Parallelcap > dazupacken und bei den Impedanzen der restlichen Serienschaltung dann > von Serienersatzimpedanzen sprechen. Für eine Hochschularbeit erstaunlich praxisnah. Muß ich schon sagen! > > Generell ist die Messerei im GHz-Bereich schon fragwürdig. Herr Völkel > von Würth hat mir mal erzählt, daß die Impedanzmessungen von Bauteilen > im GHz-Bereich deshalb so aufwendig sind, weil man wegen der > problematischen Kontaktierung der winzigen Bauteile über unzählige > Einzelmessungen mitteln muß. > > Man sagt, daß 0805-Caps knapp unter 1nH Serieninduktivität haben. > Bedenkt man aber, daß 1mm Leiterbahn mit rund 1nH zu Buche schlägt, sind > bei schlechten Layouts diese kleinen Werte natürlich völlig > unrealistisch. > >>Man findet in den Weiten des Internet teilweise auch Angaben eine >>ungleichmäßige Abstufung zu verwenden, bspw. 6.8µ Tantal und 100n, 4.7n, >>1n, 680p, 10p, 4.7p, um Resonanzüberhöhungen zu vermeiden. > > Diese Kombinationen sind historisch entstanden, zu einer Zeit als man > große Kapazitäten nur in großen Gehäusen unterbringen konnte. Für eine > HF-Schaltung in 50R-Technik benötigt man in der Regel eine > Entkopplungskapazität im µF-Bereich, um auch für größere > Lastschwankungen genügend Ladung bereitstellen zu können. Andererseits > bietet ein solcher Cap zuviel Induktivität und die Entkopplungswirkung > bei sehr hohen Frequenzen ist gleich Null. > > Also hat man in den saueren Apfel gebissen und den größeren Kapazitäten > immer kleinere parallgeschaltet. Interessanterweise wurde schon damals > teilweise von Resonanzen berichtet und in einigen Datenblättern > vorgeschlagen, einzelnen Caps dieser Kombinationen kleine Widerstände in > Serie zu schalten. > Tja, meine Diplexer-Theorie ;-) Ich vermisse bei euren Betrachtungen den Einfluß der eigentlich zu entkoppelten Schaltung/IC !!!! > Seit es die hochkapazitiven keramischen Highcaps gibt, sieht die > Situation glücklicherweise ganz anders aus. Man kann die µF-Kapazitäten > in winzigen 0603 Gehäusen unterbringen. Während ein bedrahteter > Tantalcap früher rund 10...15nH Serieninduktivität mitbrachte, eine > spätere SMD-Version rund 5nH, können keramische Highcaps das heute mit > 0,6...0,8nH! Das ist natürlich ein Quantensprung und die lästige > Parallelschalterei unterschiedlicher Kapazitätswerte mit allen ihren > Nachteilen ist passé. Deine obige Kombination besteht immerhin aus > sieben Caps. Wie soll das im GHz-Bereich zuverlässig funktionieren? > Ein neuer Markt! Könnte man Standardbauelemente in einer Art Dickschichtschaltung draus machen.
>Tja, meine Diplexer-Theorie ;-)
Erzähle mal, wie deine Entkopplung aussähe...
>Ich vermisse bei euren Betrachtungen den Einfluß der eigentlich zu >entkoppelten Schaltung/IC !!!! Du spielst auf die Zusammenhänge an, wie sie in Figure 1 von diesem Link http://www.national.com/ds/CL/CLC115.pdf diskutiert werden?
Hm. Ist Ina nicht Irina?? Also, das Bild sagt wenig. Ich spiele auf die Innenschaltung an und wie die aktiven transienten Signale das Geschehen beeinflussen. Letztlich wurden bislang hier nur kaum gedämpfte Schwingkreise angesprochen. Das IC bedämpft diesen! Gleichzeitig regt es diesen durch seine aktiven Schaltvorgänge an! Suche mal nach +abdul +irina +diplexer Der neueste Thread wird der richige sein. Eine komplette Theorie steht noch aus.
>Hm. Ist Ina nicht Irina?? Namen sind wie Schall und Rauch... >Also, das Bild sagt wenig. Ich meinte natürlich auch den Text dazu. >Ich spiele auf die Innenschaltung an und wie die aktiven transienten >Signale das Geschehen beeinflussen. Da hast du natürlich Recht. Zunächst mal ist aber wichtig, keine ausgeprägten Resonanzen im Impedanzgang der Betriebsspannungsentkopplung zu haben. Sonst können Laststromänderungen den OPamp zum Schwingen bringen. Da die Lastströme letztlich über ohmsche Widerstände fließen, also die Gegenkopplungswiderstände und die üblichen 50...75R Terminierungswiderstände, erwarte ich jetzt keine größeren Überraschungen, wenn zusätzlich Lastströme durch die Betriebsspannungsentkopplung fließen. Ausgeprägte und nicht "isolierte" kapazitive Lasten sind natürlich absolut verboten!!
Dann laß doch den Namen weg! Hm. Ausgeprägte... Nun stell dir vor, da sitzt ein CMOS-Treiber dran. Das sind dann 10 Ohm Wirkwiderstand (Ausgangs-MOSFET) und am Ausgang 100pF und mehr, je nach Leitungslänge, die das Ding dann knallhart auf obiges Konstrukt schaltet. Schaltzeit vielleicht 2ns!
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