Hi, hab eine Aufgabe, die ich irgendwie nicht lösen kann! Entwerfen Sie eine Operationsverstärkerschaltung welche die Funktion Ua = 3U1-2U2 mit nur einem Operationsverstärker erfüllt. Die OPV-Schaltung ist ein Differenzverstärker, aber mit dem Widerstandsverhältnis komme ich nicht zurecht. Ich hoffe es kann mir jemand weiterhelfen! mfg Simon
Simon A. schrieb: > Die OPV-Schaltung ist ein Differenzverstärker, Gut erkannt! Wenn du hier ein wenig rumschmökerst, sollte dir das entscheidende Licht aufgehen: http://de.wikipedia.org/wiki/Subtrahierer#Subtrahierverst.C3.A4rker Für deine Aufgabenstellung wird das Ergebnis sogar besonders einfach.
Hallo V nicht invertierend =1+R2/R1 V invertierend = -R2/R1 So schwer ist die Aufgabe nicht.
Hi, danke erstmal. Hab bei der Angabe etwas entscheidendes übersehen! Es steht U1-U2 und nicht U2-U1! Und die reguläre Formel lautet ja Ua=(1+R2/R1)*R4/(R3+R4)*U2-R2/R1*U1. Da ich das jetzt die ganze Zeit so probiert habe, bin ich nie auf das Ergebnis gekommen. Jetzt muss ich sozusagen den Spannungsquellen eine umgekehrte Polarisation geben und die Sache hat sichs. mfg Simon
wäre es nicht einfacher gewesen einfach U1 dort anzuschließen wo U2(-Pin) angeschlossen war und U2 dort wo U1(+Pin) war => U1-U2 wird zu U2-U1 und die Formel passt wieder nur U1 und U2 sind getauscht
>Jetzt muss ich sozusagen den Spannungsquellen eine umgekehrte >Polarisation geben
und die Sache hat sichs.
Naja, das Entscheidende hier ist ja, daß du nach Einsetzen von alphaN =
2 die Gleichung alphaP = 1 + alphaP erhälst, die so erst mal garnicht
lösbar ist. Erst der Grenzübergang alphaP -> unendlich liefert das
gewünschte Ergebnis.
Es geht aber noch viel einfacher, ohne diese unhandliche Formel aus dem
Link: Da die Elektronik hier linear im mathematischen Sinne ist, kannst
du die Situation so lösen, daß du zuerst annimmst, daß U1=0 und U2<>0
ist und dann den umgekehrten Fall, daß U2=0 und U1<>0 ist.
Im ersten Fall hast du einen invertierenden Verstärker, der die
Verstärkung 2 genau dann hat, wenn der Widerstand in der Gegenkopplung
genau doppelt so groß ist wie der Widerstand vor dem "-" Eingang des
OPamp.
Und im zweiten Fall erkennst du sofort, daß die Gegenkopplung eine
Verstärkung von 3 liefert und du keinen zusätzlichen Spannungsteiler für
U1 brauchst.
@All! Danke! Nun habe ich ein weiters Problem, dass ich nicht lösen kann, da ich mit Rauschquellen nicht sehr vertraut bin. Bestimmen Sie für die Brückenschaltung (Wheatstone-Messbrücke gespeist von Stromquelle) für jede Rauschquelle die mit einem idealen Voltmeter gemessenen, effektive Rauschspannung im Diagonalzweig der Brücke. Die Brücke soll sich im abgeglichenen Zustand befinden. (R1=100k, R2=200k und R4=400k) Es wirkt sich ja jede Rauschquelle auf den Dialogzweig aus. Nur wie sieht jetzt das ESB der Schaltung aus, wenn die Rauschquelle vom Widerstand R1 od. R2 usw. auf den Zweig wirkt. Ich hoffe Ihr könnt mir bei diesem Problem auch weiterhelfen. mfg Simon
Hallo Simon, die Brückenschaltung kannst du für dieses Problem umzeichnen, und zwar in eine Serienschaltung von 4 Widerständen, wobei über zwei Widerständen die Spannung gemessen wird. Um es bildlich auszudrücken: 1) Zeichne eine rechteckige Leiterbahn, wie du sie schon oft in Büchern gesehen hast. Du hast somit zwei vertikale und zwei horizontale Bahnen. 2) In der oberen horizontalen Bahn zeichnest du zwei Widerstände ein, in der rechten vertikalen Bahn ebenfalls zwei. 3) Nun füge in der linken vertikalen Bahn deine Rauschquelle hinzu. Diese Rauschquelle wird von einem deiner Widerstände, die in der oberen horizontalen Bahn liegen, erzeugt. 4) Dies machst du mal mit jeder Rauschquelle. Im Prinzip überlagen sich nach o.a. Schaltung die zwei Rauschquellen der Widerstände, über denen du die Spannung abgreifst, und die Einflüsse der beiden Quellen auf dieselben Widerstände, über denen du die Spannung abgreifst. Hast du eigentlich schon Lösungen bez. Offset-Strom/Spannung im von dir genannten ersten Beispiel? Viel Glück morgen bei der Prüfung ^_^ Werde auch dabei sein.
Hallo Hannes > Hast du eigentlich schon Lösungen bez. Offset-Strom/Spannung im von dir > genannten ersten Beispiel? Nein, leider nicht. Hast du eine Lösung? Jetzt gibt es nur noch paar Beispiele, die ich nicht so ganz verstehe. mfg Simon
Hmm, ich habe so meine Ideen. Grundsätzlich werden bei Offset-Berechnungen die Eingänge immer auf Masse gelegt (darum auch der Begriff Offset). In den Beispielen, die ich gerechnet habe, wird der Widerstand R1 (bzw. R+) null, dh dass der Offset-Strom in diesem Fall direkt in die Masse abfließt, ohne irgendwo einen Spannungsabfall zu bewirken. Dieser kann also ignoriert werden. Der Offset-Strom beim invert. Eingang fließt dann folglich durch R3 (bzw. R-) und nicht durch R4 (bzw. Rgk-), da dort ja keine Masse ist und somit auch kein Strom fließt. Dieser Spannungsabfall muss berücksichtigt werden (system. Fehler). Wie das mit der Offset-Spannung zu berechnen ist, weiß ich selbst noch nicht. Vielleicht kommt mir die Lösung im Laufe des Tages. Hoffentlich.
> Wie das mit der Offset-Spannung zu berechnen ist, weiß ich selbst noch > nicht. Vielleicht kommt mir die Lösung im Laufe des Tages. Hoffentlich. Falls mir ein Licht aufgehen sollte, werde ich dich informieren. Was mir auch noch nicht so in den Kram passt, sind die angaben mit dem PT-100. Da steht doch immer, man soll eine passende Messchaltung dafür finden. Den würde ich in eine Brückenschaltung inkludieren (Vierleitertechnik). Bei der Fragestellung wird aber immer nur auf die Bestimmung der Temperatur eingegangen. Zusatzfrage: Bestimmen Sie zu 1a) das Messergebnis sowie mittels Fehlerfortpflanzung die zugehörige Messunsicherheit. Muss da jetzt die Fehlerfortpflanzung von der Temp. oder vom R berechnet werden? Wenn man die vom R berechnen müsste, wozu braucht man dann die Messunsicherheit von Alpha? mfg Simon
Um auch mal eine Frage zu stellen: Ich beziehe mich auf die Prüfung vom 2.7.2010, und zwar auf das Beispiel 1. In Punkt 1b) muss ja das Ergebnis von I1 und die Messunsicherheit berechnet werden. Soweit kein Problem, aber was hat es mit der Frequenz f=50Hz+-1Hz auf sich? Muss ich die überhaupt berücksichtigen? Freue mich auf eine Antwort.
Und was genau ist mit dem Ü=1000+-(2:1) gemeint bzw. wofür steht das (2:1)? Heißt dies dann Ü = 1000+-2?
So, das Offset-Problem ist gelöst. Die Berechnung erfolgt völlig gleich wie bei den Rausch-Berechnungen eines Differenzverstärkers.
Hi, > Ich beziehe mich auf die Prüfung vom 2.7.2010, und zwar auf das Beispiel > 1. In Punkt 1b) muss ja das Ergebnis von I1 und die Messunsicherheit > berechnet werden. Soweit kein Problem, aber was hat es mit der Frequenz > f=50Hz+-1Hz auf sich? Muss ich die überhaupt berücksichtigen? Freue mich > auf eine Antwort. Ja das Beispiel hab ich mir auch schon angeschaut, da glaube ich dass die Frequenz nicht zu berücksichtigen ist. Bei einer Anderen Prüfung ist die Fragestellung ein bischen ander, Widerstand (Spannungsrichtige Messung usw.) und da ist auch die Frequenz angegeben, obwohl man sie nicht benötigt! Bei der Rechnung muss man den Sekundärstrom ausrechnen und mit der Formel I1/I2=Ü auf den Primärstrom schließen. Was es mit dem Übersetzungsverhältnis auf sich hat ist mir auch unklar! >Die Berechnung erfolgt völlig gleich wie bei den Rausch-Berechnungen eines >Differenzverstärkers. Dass heißt, die Widerstände am nichtinvertierenden Eingang auf Masse (keine Auswirkung) und die Offsetspannung wird dann mit (R- + Rgk-)/R- verstärkt. Hast du schon eine Ahnung, wie das mit dem PT-100 vonstatten geht? Danke mfg Simon
@Übertragungsfaktor: Ich denke mir, dass +-2:1 auch wirklich nur +-2 heißt, dies ergibt also einen Übertragungsfaktorbereich von 998 <= Ü <= 1002. Was anderes kann ich mir da nicht vorstellen. @Rauschen: Ja, genau. So lässt sich die Offset-Spannung berechnen. Alles, bis auf den Ausgang auf Masse setzen, also auch alle Eingänge. @PT100: Ja, habe ich gerechnet. Die geeignete Messschaltung ist entweder eine spannungs- oder stromrichtige Schaltung. Ich habe mich für die spannungsrichtige entschieden. Du benötigst noch ein Voltmeter und ein Amperemeter. Und das war's auch schon. Das PT100 ist ja nichts anderes als ein Widerstand, der temperatur-abhängig ist, deshalb die strom- bzw. spannungsrichtige Messung. Wichtig: Alles nach v auflösen, du willst ja die Temperatur berechnen.
Hi, danke für die Infos! Ja Beim Übersätzungsverhältnis kann ich mir auch nichts anderes Vorstellen. Falls dich das interessiert (wenn du es nicht schon weißt). Manchmal kommt die Frage, dass nach einer Verstärkerschaltung ein RC-Tiefpass drankommt und man muss die effektive Rauschspannung und den SNR berechnen. B=1/(R*C)*pi/2 Un*B= Un bei Tiefpass SNR=20log(Usign/Unoise) Die Aufgaben mit dem Analog- und Digitaloszilloskop sind auch nicht so schwierig. mfg Simon
Danke für die Info. Habe ich schon gerechnet ^_^ Gut zu wissen, dass du auch so gerechnet hast. Bei diesen Dingen tut man sich als Signalverarbeiter ein bissal leichter. Ebenfalls beim Oszi.
Hi, hab noch eine Frage! Und zwar: Entwerfen Sie für ein Oszilloskop mit einem Eingangswiderstand von R = 1 MW und einer Eingangskapazität von C = 20 pF einen frequenzunabhängigen 10:1 Tastkopf. Das heißt, dass Eingangssignal wird abgeschwächt. Abgleichbedingung: Rt*Ct=Reosz*Ceosz Hab in meinen Unterlagen auch folgende Formel aufgeschrieben: Rt=Re*(Vo-1) Ct=1/(Vo-1)*Ce Soll ich da jetzt die Abgleichbedingung hernehmen oder die unten stehende Formel? mfg Simon
>Soll ich da jetzt die Abgleichbedingung hernehmen oder die unten >stehende Formel? Zuerst mal solltest du verstanden haben, was überhaupt das Ziel des Abgleichs ist, anstatt blind irgend eine auswendig gelernte Formel anzuwenden...
Ja, Ina hat im Grunde die Antwort schon preis gegeben. Es gibt nur eine Abgleichbedingung, und diese kann man umformen (siehe 2. Formel). Um's einfach auszudrücken: Die Übertragungsfunktion muss lauten: U_osz / U_ein = 1 / 10 bzw. U_ein / U_osz = 10 (diese Variante ist bequemer beim Rechnen). Und alles basiert somit auf der Abgleichbedingung: R1*C1 = R_osz * C_sum, die du in U_ein / U_osz = 10 berücksichtigen musst. Formeln blind zu verwenden ist in der Messtechnik leider gefährlich, da man sie in der Regel sowieso modifizieren muss (zusätzliche Elemente in Reihe oder parallel, etc.)
Hi, danke erstmal für die Lösung. @Ina Da ich wirklich zu faul war, vom Anfang an zu rechnen (V=Ut/Uosz=(Zt+Zosz)/Zt; frequenzunabhängig; Abgleichbedingung), konnte ich den Zusammenhang auf die Schnelle nicht sehen. Jetzt hab ich mir die gesamte Berechnung angeschaut und auch verstanden. mfg Simon
@Simon: Eine Frage bleibt in Summe bei mir leider noch ungeklärt. Es handelt sich dabei um den Verstärker mit Messgleichrichterschaltung. Es ist oft die Rede von einer Diodenflussspannung von Ud=0.6 Volt. Meines Wissens wird der Messgleichrichter-Verstärker verwendet, um genau diesen Effekt zu kompensieren. Ist die Angabe mit der Diodenflussspannung möglicherweise eine Irreführung oder muss man diese irgendwie beachten, wenn ja, wie?
Hi, Aufgabenstellung: Geben Sie die Spannungen an den Ausgängen der Operationsverstärker sowie an allen Widerständen bei einer Eingangspannung von U1 = -2 V und einer Diodenflussspannung von UD= 0.6 Volt an. über diese Aufgabe habe ich mir auch schon gedanken gemacht. Das Prinzip ist ja bekannt. Naja ich hab mir dass so vorgestellt und zwar. Wenn jetzt neg. Eingangsspannung anliegt, dann ist der OP1 ja ein nichtinvertierender Verstärker, da D2 (koppelt Verstärker gegen) leitet und D1 sperrt. Dann ist ja V1 positiv (+Ue). Normalerweise fällt ja an der Diode eine Spannung von 0.5-0.7V ab, die berücksichtigt werden muss (Flussspannung aus Angabe). Aber wie man dann genau die Spannungsabfälle an den einzelnen Widerständen berechnet, kann ich auch nicht sagen. Normalerweise setzt man den Vollwegmessgleichrichterschaltung (mit Verstärker) ja deswegen ein, damit man auch kleiner Spannungen (kleiner als die Flussspannung) messen kann. mfg Simon
> @PT100: Ja, habe ich gerechnet. Die geeignete Messschaltung ist entweder > eine spannungs- oder stromrichtige Schaltung. Ich habe mich für die > spannungsrichtige entschieden. Du benötigst noch ein Voltmeter und ein > Amperemeter. Und das war's auch schon. Das PT100 ist ja nichts anderes > als ein Widerstand, der temperatur-abhängig ist, deshalb die strom- bzw. > spannungsrichtige Messung. Wichtig: Alles nach v auflösen, du willst ja > die Temperatur berechnen. Hab das jetzt auch mal gerechnet und komme auf keinen klaren Nenner! Formel lautet (ohen quadratischen Anteil): R(v)=R(v0)*(1+Alpha*(v-v0)) Gegeben ist nur der Widerstand bei 0°C und der ist 100 Ohm. Wenn man nauch v auflöst kommt man auf folgende Gleichung (bei spannungsrichtiger Messung): U... Spannung an Parallelschaltung v=(U*Riv)/(I*Riv-U)*((R(v)/R(v0)-1)/Alpha-v0) Wie soll ich die Gleichung bestimmen können, wenn mir R(v) fehlt? Da blick ich einfach nicht durch! mfg Simon
>Da ich wirklich zu faul war, vom Anfang an zu rechnen >(V=Ut/Uosz=(Zt+Zosz)/Zt; frequenzunabhängig; Abgleichbedingung), konnte >ich den Zusammenhang auf die Schnelle nicht sehen. Das Entscheidende, was hier passiert, ist, daß du im Tastkopf nicht nur einen ohmschen Spannungsteiler hast, sondern auch einen kapazitiven. Den kapazitiven eher ungern, aber erforderlich, weil du sowieso immer Streukapazitäten, Kabelkapazitäten und die Eingangskapazität des Oszis hast. Der Glue an der Geschichte ist jetzt, daß du diese Kapazitäten alle berücksichtigst und einfach dafür sorgst, daß der ohmsche und der kapazitive Spannungsteiler exakt im gleichen Verhältnis teilen. Damit ist sichergestellt, daß sowohl bei ganz tiefen Frequenzen, bei denen nur die ohmschen Widerstände wirken, als auch bei ganz hohen Frequenzen, bei denen nur noch die kapazitiven Widerstände wirken, immer das gleiche Teilungsverhältnis gilt und dadurch die Signale in ihrer Form unverändert bleiben. Richtig abgeglichen ist ein solcher Tastkopf also ganz offenbar, wenn das Produkt aus "unterem" Widerstand und "unterer" Kapazität die gleiche Zeitkonstante ergeben, wie das Produkt aus "oberem" Widerstand und "oberer" Kapazität. Die untere Kapazität gibt die Realität vor, also in Form der Kabelkapazität und der Eingangskapazität des Oszis. Die obere Kapazität wird dann so justiert, daß die Zeitkonstanten gleich sind. Dazu wird dort immer ein Cap verwendet, der scheinbar riesengroß ist. Er dient aber nur dazu, die Zeitkonstanten gleich zu machen. Sind die Zeitkonstanten nicht gleich, weil beispielsweise der Tastkopf nicht abgeglichen ist, geschieht der frequenzmäßige Übergang vom ohmschen Spannungsteiler zum kapazitiven Spannungsteiler im unteren und oberen Parallekreis bei unterschiedlichen Frequenzen und der Teiler verhält sich in einem bestimmten Frequenzbereich wie ein Hoch- oder Tiefpaß, was katastrophale Wirkung auf die Signalform hat, wie jeder weiß, der schon mal einen Tastkopp abgeglichen hat.
Griaß di. Ganz gut. Bin froh, dass ich nun auch meine letzte Prüfung im Studium absolviert habe. Naja, sie hat lange auf sich warten lassen. War aber - im Nachhinein betrachtet - gut so, da ich mehr verstanden hab. Wie lief's bei dir?
Hi, konnte zwei Aufgaben nur so halbherzig lösen und bei der letzten Aufgabe, hatte ich ein Blackout, da hab ich anstatt dem Ausgangssignals des Integrierers vom Dual-Slope das Ausgangssignal eines Normalen Integrieres bei zwei unterscheidlichen Eingangssignalen gezeichnet. Frag mich nicht warum. mfg
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