Hallo, ich bin dabei, einen DCDC-Wandler zu entwerfen. Es soll ein Gegentaktflusswandler werden. Die Sekundärseite liefert 120V, ausserdem soll sie von der Primärseite galvanisch völlig getrennt sein. Jetzt ist die Frage: Wie könnte ich verhältnismässig einfach und einigermassen genau die Regelgrösse für meinen Regler gewinnen? Da die Versorgung des Reglers und zum Schalten der FETs sowieso jeweils ca. 15V gebraucht werden, habe ich bisher immer eine zweite, separate Sekundärwicklung vorgesehen, an der dann diese 15V anliegen, die dann den Regler versorgen und ausserdem noch gleich zur Regelung gebraucht werden. Ich habe allerdings die Erfahrung gemacht, dass das nicht wirklich zuverlässig hinzukriegen ist. Die beiden Sekundärwicklungen des Trafos sind ja leider nicht beliebig gut miteinander verkoppelt, dadurch bricht die Spannung der einen Wicklung immer mehr ein, je stärker die andere Wicklung belastet wird. Deshalb suche ich im Moment noch nach einer guten Lösung, um die Ausgangsspannung zu messen, galvanisch zu trennen und zum Regler zu führen. Was gibts für Möglichkeiten? Ich weiss, dass in PC-Netzteilen das mit Optokopplern gemacht wird, die irgendwie in einem linearen Bereich betrieben werden. Das halte ich aber für nicht so optimal, da die Ausgangsspannung so hoch ist müsste man da ja riesige Vorwiderstände für den Optokoppler vorsehen, über denen dann eine entsprechende Leistung verbraten würde - irgendwie nicht so elegant. Gibts was besseres? Eine separate "Reglerwicklung" auf dem Trafo würde mir schon gut gefallen.
Rainer schrieb: > Hallo, > ich bin dabei, einen DCDC-Wandler zu entwerfen. Es soll ein > Gegentaktflusswandler werden. Die Sekundärseite liefert 120V, ausserdem > soll sie von der Primärseite galvanisch völlig getrennt sein. Jetzt ist > die Frage: > Wie könnte ich verhältnismässig einfach und einigermassen genau die > Regelgrösse für meinen Regler gewinnen? > Da die Versorgung des Reglers und zum Schalten der FETs sowieso jeweils > ca. 15V gebraucht werden, habe ich bisher immer eine zweite, separate > Sekundärwicklung vorgesehen, an der dann diese 15V anliegen, die dann > den Regler versorgen und ausserdem noch gleich zur Regelung gebraucht > werden. > Ich habe allerdings die Erfahrung gemacht, dass das nicht wirklich > zuverlässig hinzukriegen ist. Die beiden Sekundärwicklungen des Trafos > sind ja leider nicht beliebig gut miteinander verkoppelt, dadurch bricht > die Spannung der einen Wicklung immer mehr ein, je stärker die andere > Wicklung belastet wird. Deshalb suche ich im Moment noch nach einer > guten Lösung, um die Ausgangsspannung zu messen, galvanisch zu trennen > und zum Regler zu führen. Was gibts für Möglichkeiten? > Ich weiss, dass in PC-Netzteilen das mit Optokopplern gemacht wird, die > irgendwie in einem linearen Bereich betrieben werden. Das halte ich aber > für nicht so optimal, da die Ausgangsspannung so hoch ist müsste man da > ja riesige Vorwiderstände für den Optokoppler vorsehen, über denen dann > eine entsprechende Leistung verbraten würde - irgendwie nicht so > elegant. Gibts was besseres? Eine separate "Reglerwicklung" auf dem > Trafo würde mir schon gut gefallen. Ich habe ein etwas älteres Schaltnetzteil 110V/5V,10A. Es ist sowohl gegen Lastschwankungen, als auch im gewissen Rahmen gegen Schwankungen der Eingangsspannung stabil, obwohl keinerlei Rück- kopplung vorhanden ist. Da der Aufbau mit einem einzelnen Tran- sistor gemacht wurde, nehme ich an, das es ein sog. Durchfluss- Wandler ist. Da kann man wohl auch ohne Rückkopllung auskommen. Gruss Harald
Rainer schrieb: > Es soll ein Gegentaktflusswandler werden. Die Sekundärseite liefert > 120V, ausserdem > soll sie von der Primärseite galvanisch völlig getrennt sein. Nach welchen Kriterien hast du entschieden, das es ein Gegentaktwandler sein soll? Uin, Uout und Pout und galvanische Trennung. Wo gibt es da im Netz Tabellen mit Entscheidungshilfen?
Rainer schrieb: > Wie könnte ich verhältnismässig einfach und einigermassen genau die > Regelgrösse für meinen Regler gewinnen? Das kommt drauf an, auf welchem Potential dein Regler liegt. Wie ist denn die Eingangsspannung und ist diese Potentialfrei? Ist der Ausgang geerdet oder potentialfrei? Bei einem netzbetriebenen Gerät, also wenn die Eingangsseite auf Netzpotential liegt, ist es manchmal sinnvoll, den Regler auf das negative Potential des Ausgangs zu legen. Dann kannst du die Spannungsmessung ganz einfach mit einem Spannungsteiler machen. In diesem Fall muss dann die Gate-Ansteuerung potentialgetrennt werden. Und du brauchst eine separate 15V-Versorgung für den Regler, die unabhängig vom eigentlichen Netzteil funktioniert. Wenn der Eingang eine Kleinspannung ist, dann würde ich den Regler auf das Masse-Potential des Eingangs legen. In diesem Fall ist die Optokoppler-Lösung am einfachsten. Wenn sowohl der Eingang als auch der Ausgang nicht geerdet sind, könnte man die Regelung auch komplett poteltialfrei machen. Das ist vor allem dann sinnvoll, wenn der Regler irgendwelche Schnittstellen nach außen hat. Rainer schrieb: > Ich weiss, dass in PC-Netzteilen das mit Optokopplern gemacht wird, die > irgendwie in einem linearen Bereich betrieben werden. Das halte ich aber > für nicht so optimal, da die Ausgangsspannung so hoch ist müsste man da > ja riesige Vorwiderstände für den Optokoppler vorsehen Das ist kein Problem. Die Widerstände werden zwar groß (also der Widerstandswert), es fließt aber nur sehr wenig Strom, so dass nicht viel Leistung verbraten wird. Die Regelung macht dann ein Operationsverstärker, z.B. ein TL431. Soll das Netzteil eine feste Ausgangsspannung liefern oder soll die Variabel sein? Rainer schrieb: > Da die Versorgung des Reglers und zum Schalten der FETs sowieso jeweils > ca. 15V gebraucht werden, habe ich bisher immer eine zweite, separate > Sekundärwicklung vorgesehen, an der dann diese 15V anliegen, die dann > den Regler versorgen und ausserdem noch gleich zur Regelung gebraucht > werden. Das ist vor allem dann ein Problem, wenn das Netzteil ohne eine definierte Mindestlast betrieben werden soll. Wenn nämlich keine Last dran hängt, wird das PWM-Verhältnis auf annähernd 0 zurückgeregelt und die 15V-Versorgung geht dann auch aus. In diesem Fall würde ich da eher einen fertigen DC/DC-Wandler oder einen kleinen ungeregelten Durchfluss-Wandler machen. Wie groß ist denn die Ausgangsleistung des Netzteils? Was gibt es sonst noch für Anforderungen?
Carsten B. schrieb: > Nach welchen Kriterien hast du entschieden, das es ein Gegentaktwandler > sein soll? Uin, Uout und Pout und galvanische Trennung. Wo gibt es da im > Netz Tabellen mit Entscheidungshilfen? z.B. Schmidt-Walter: http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/smps.html Wenn man da jeweils auf "Hilfe zum ...wandler" klickt, steht bei Verwendung, wo die üblicherweise eingesetzt werden. Das ist aber sehr grob und es ist auch nicht einfach, anhand der Leistung und Spannungen direkt die optimale Topologie zu ermitteln. Da sind noch sehr viele andere Faktoren wichtig (z.B. Wirkungsgrad, Platzbedarf, Temperaturbereich, dynamische Anforderungen, ...). Um so etwas abschätzen zu können, muss man sich wirklich mal alle Topologien angeschaut und das Funktionspronzip (auch die parasitären Effekte) verstanden haben. Dann bekommt man ungefähr ein Gefühl dafür, was wofür gut geeignet ist und was nicht. Ein wichtiger Punkt ist z.B. die Spannungsfestigkeit der Halbleiter-Bauelemente. Bei manchen Topologien brauchen die Halbleiter die doppelte Spannungsfestigkeit der Ein- bzw. Ausgangsspannung; die sind deshalb für sehr hohe Ein/-Ausgangsspannungen nicht so gut geeigent. Bei anderen fließt doppelt so viel Strom durch die Halbleiter als der Ein- bzw. Ausgangsstrom, das ist bei sehr hohen Strömen nicht so optimal. Kommt aber auch wieder drauf an, ob man Mosfets oder IGBTs einsetzen möchte und falls Mosfet, dann ob man "normale" oder "Super-Junction" - Typen (Coolmos) nehmen möchte. Ganz allgemein kann man aber auch sagen, dass es für viele Anwendungen mehrere Lösungen gibt und wenn man die sorgfältig optimiert kann man mit so ziemlich jeder Topologie ein gutes Ergebnis erreichen. Wenn z.B. jemand schon viele Sperrwandler entwickelt hat und da entsprechen viel Erfahrung gesammelt hat, dann kann es sinnvoll sein, einen Sperrwandler für eine Anwendung zu nehmen, für die eigentlich ein Durchflusswandler besser geeignet ist.
Ohne die Leistung zu kennen ist es schwer eine Topologie vorzuschlagen. Bei 1kW ist ein Gegentaktwandler durchaus eine gute wahl, aber wenn, dann als PhaseShift-Brücke ausgeführt, dann gibts keine Sorgen bezügliche Trafostreuung und Layout. Doch die relativ große Ausgangsspannung von 120V ist wie für einen Resonanzwandler gemacht (Unter der Annahme das die Eingangsspannung 120V oder mehr ist). Wenn Wirkungsgrad gefordert ist, bleibt bei der Spannung nur eine resonante Topologie. Den ZCS an den Dioden kann einen PSFP auch nicht. Und 120V mittels Widerstand zu messen ist kein Problem, macht jede PFC mit 400 oder 800V auch. Wenn der Controller Primär sitzt, dann nicht die Ausgangspannung per Optokoppler sonder direkt die Stellgröße. Also Regler sitz Sekundär, am einfachsten per TL-431. Genauso kann man den Controller auch sekundär setzten und sich den Optokoppler sparen. Allerdings ist dann ein Hilfstnetzteil zum hochstarten erforderlich, bzw GDTs. Eine eigene Regelwicklung funktioniert bei Flußtopologien nicht ordendlich, bzw nur ungenau. Aber um Tipps zu geben wäre mehr Info nötig, Eingangsspannung (wichtig: Bereich angeben, kann Topologie entscheidend sein), Ausgangsspannung, Ströme, gef. Wirkungsgrad, billigst? MFG Fralla
Hi Leute, danke erstmal für eure Nachrichten. Die Eingangsspannung beträgt 48-60 V und ist potentialfrei. Ausserdem soll die Ausgangsleistung 1 kW betragen. (Bitte jetzt nicht mit mir schimpfen, ich habe durchaus Erfahrung in dem Leistungsbereich!) Auf den Gegentaktwandler bin ich gekommen, weil er a) eine einigermassen gute Ausnutzung des Ferritkerns ermöglicht b) die Spannung nicht sonderlich hoch ist und daher die notwendige doppelte Spannungsfestigkeit der MOSFETs nicht so ins Gewicht fällt mit Resonanzwandlern kenne ich mich überhaupt nicht aus, Gegentaktwandler habe ich aber schon viele gebaut, auch Vollbrückenwandler und so weiter. Grosse Konstanz der Ausgangsspannung ist nicht so wichtig, die muss nicht aus Volt genau stimmen. Ausserdem wird die Belastung nie 0 werden, sondern das Teil hat eine garantierte Mindestlast (weiss jetzt gerade aber nicht auswendig, wie viel). Wäre daher eine Regelung mittels separater Trafowicklung denkbar? Den Trafo werde ich bei einem Freund, der eine entsprechende Firma hat, professionell wickeln lassen, von daher gehe ich mal davon aus, dass schon eine einigermassen gute Kopplung erreicht wird, aber ich bin mir halt eben nicht wirklich ganz sicher, ob das dann auch hinhaut. Aber ich sag mal, wenn die Ausgangsspannung zwischen 115 und 125V liegt, macht das auch nichts. Ich würde es dann so machen, dass der Regler sich selber aus der separaten 15V-Wicklung versorgt, und die dann auch gleich als Feedback für die Ausgangsspannungsmessung benutzt. Alternativ müsste ich wohl, wie in einem PC-Netzteil, eine 120V Z-Diode sowie einen Optokoppler und Widerstand am Ausgang hin schalten. Funktioniert das wohl zuverlässig genug?
Lass das sein auf eine zweite Wicklung zu Regeln. Die Ausgangsdrossel müsste auch magnetisch mit jender in der Hilfswicklung gekoppelt sein, sonst dirften die Spannungen bei Last zu stark auseinander, da hilft die beste Kopplung nichts. >Alternativ müsste ich wohl, wie in einem PC-Netzteil, eine 120V Z-Diode >sowie einen Optokoppler und Widerstand am Ausgang hin schalten. >Funktioniert das wohl zuverlässig genug? Sieh dir mal einen TL-431 an. Dieser hat folgendes: - 2.5V Referenz - Error Amplifier - kann den Optokoppler treiben Dh mit diesem billigen, einfachen, 3-Pinigen Bauteil kann der gesammt Spannungsregelkreis mit Referenz realisert werden und der Optokoppler getrieben werden. Primär geht der Optokoppler dann direkt auf den PWM-Modulator fertig. >mit Resonanzwandlern kenne ich mich überhaupt nicht aus, >Gegentaktwandler habe ich aber schon viele gebaut, auch >Vollbrückenwandler und so weiter. Dann nimm wieder die klassischen Vollbrücken-Gegentaktwandler, ev mit M2-Gleichrichtung um Diodenflußstrecke zu sparen (durchrechnen) Abgesehem von Resonanzwandlern (welche sich sehr gut eigenen wenn immer eine Last da ist) würde bei dieser Eingangsspannung auch eine Stromgespeiste-Vollbrücke in Betracht ziehen, mit aktiven clamping zur Effizienzverbesserung. Hab einen Konverter in dieser topologie entwickelt welcher von einer Brenstoffzelle (grob 100V) auf einen 400VDC-Bus Wandelt, Leistung 22kW, allerdings zweiphasig Interleaved. Wofür ist das Teil? Telekom-Buskonverter? Brenstoffzelle? MFG Fralla
Hi Fralla, okay dann werde ich das mal mit dem Optokoppler versuchen. Muss ich einen besonderen Typen verwenden, z.B. mit besonderer Linearität oder so? Ich habe das nämlich noch nie realisiert. Netzteile mit Regelung auf der sekundärseite bzw. ungeregelte Netzteile habe ich zwar schon oft gebaut, aber den 431er habe ich noch nicht benutzt, aber in PC-Netzteilen ist der auch immer verbaut. Resonanzwandler würde mich zwar prinzipiell auch sehr interessieren. In den paar Schaltnetzteil-Büchern, die ich hier habe, wird allerdings leider nicht so recht auf Resonanzwandler eingegangen, vielmehr wird das ständig mystifiziert, man kriegt nicht mal richtige Formeln, sodass man die Wicklungen oder Transistoren dimensionieren könnte - daher habe ich keine Ahnung, wie man sowas baut. Die prinzipielle funktionsweise ist allerdings bekannt. Das Ding ist vorgesehen sowohl für Akku- als auch Solarzellen-Betrieb. Daher diese niedrigen Spannungen.
>einen besonderen Typen verwenden, z.B. mit besonderer Linearität oder >so? Da nicht die Ausgangsspannung selbst, sondern die Abweichung (genau genommen die Stellgröße) übertragen wird, ist hohe linearität nicht erforderlich. Im prinzip kann man 0815 Typen nehmen, wie PC817 Serie, usw. Zu beachten ist, das der CTR exemplarisch, temperaturabhängig und auch etwas arbeitspunktmäsig streut. Man darf den Loop-Gain des Regelkreises also nicht extrem scharf (schnell, hohe Bandbreite, viel Gain) auslegen und einen Wandler mit super-schneller Load Regulation zu realisieren. Wird aber bei dir auch nicht erforderlich sein. TL-431 ist nichts anderes als ein Error-Amp mit Referenz welcher einen Transitor steuert (also wie open-collektor Ausgang) und dieser den Optokoppler. Dem TL-431 unbedingt Biasstrom verpassen, geht sonst auf kosten der static-load-regulation. Vollbrücke ist schon ok. Ist vom Regelverhalten nichts anderes als ein Buck, welcher in Current Mode besonders easy zu regeln ist. Eventuell über eine Stromgespeiste Vollbrücke nachdenken. MFG Fralla
Fralla schrieb: > Eventuell über eine Stromgespeiste Vollbrücke nachdenken. Da würde mich interessieren, was denn an einer stromgespeisten Vollbrücke der Vorteil ist (gegenüber eine spannungsgespeisten). So wie ich das sehe, wird das eher selten eingesetzt. Oder anders ausgedrück, unter welchen Bedingungen (Spannung, Strom, ..) hat man damit einen Vorteil?
Wird gerade für hohe Leistungen (>10kW) recht oft eingesetzt um aus einer kleinen Spannung eine hohe zu erzeugen. Typische Anwendungen sind Brennstoffzelle, Photovoltaik, etc. Eine Stromgespeiste Brücke hat immer Boost-Konverter Verhalten. Also Weniger Übersetzungsverhältnis im Trafo. Mann kann einfacher durch einen Hilfsschalter soft-switching erreichen. Manchmal sind die Leitverluste geringer. Ein weitere Vorteil ist der Konstante Eingangsstrom. Gepulste Ströme mit mehreren 100A, wie sie Spannungsgespeiste Brücken verursachen muss man erst mal filtern. In der hinsicht ist man auch den Resonanzwandlern überlegen. Wie gesagt, für meinen 22kW Brennstoffzellen HVDC-Busconverter war es sehr Vorteilhaft auf Stromspeisung zu gehen... Aber eine pauschale Aussage kann man nicht Treffen. Ein anderes Beispiel: Spannung von 40V-60V auf 12V,5V getrennt mit 1kW. Mann kann die Spannung runter "Bucken" und mittels Push-Pull oder FB isolieren und weiter runtersetzten. Jetzt hat man eine Hochstromdrossel am Ausgang (schwer,teuer,mist) und einen weitren fetten Kondensator nach dem Buck. Prägt man in die Brücke den Strom vom der Buck Drossel ein, kann man die Hochstromdrossel weglassen und den Kondesator nach dem Buck. Die Brücke arbeitet mit fixem 50:50 Dutycycle und ist nur mehr ein "Stromgespeister DC-Transformator" MFG Fralla
Hi Fralla, sehr schöne Erklärung. Ich habe zu diesen Stromgespeisten Brücken mal was gelesen. War das die Schaltung, wo der Brücke eine Drossel vorgeschaltet wird, die dann diesen gewünschten Strom einprägt?
>War das die Schaltung, wo der Brücke eine Drossel vorgeschaltet wird, >die dann diesen gewünschten Strom einprägt? Es gibt viele möglichkeiten Strom einzuspeisen. Die Urform ist in die Zuleitung zur Brücke eine Drossel in Serie zu schalten. Durch schließen aller vier Brückenschalter wird die Drossel aufmagnetisiert. Danach werden nur zwei Schalter geöffnet und der Strom der Drossel wird über den Übertrager in den Ausgangskondensator eingeprägt, wodurch keine Filterung am Ausgang erforderlich ist. Im gegensatz zur Spannunggespeisten brücke müssen sich bei der Stromgespeisten die Schaltzeiten überschneiden. Aus Topologie Sicht, ist soeine anordnung nichts anderes als eine Boost Topologie und verhält sich aus regelungstechnischer Sicht auch so (also RHPZ, usw) In diesem Fall ist die Leistung und der Strom ja nicht hoch (20A aus 48V), das kann man auch Filter. Bei 200A und mehr sieht die Sache anders aus. Da hilft es ungemein wenn nur der Rippel einer Drossel zu Filtern ist satt einen Pulsförmigen Trapetzstrom... MFG
Fralla schrieb: >>War das die Schaltung, wo der Brücke eine Drossel vorgeschaltet wird, >>die dann diesen gewünschten Strom einprägt? > > Es gibt viele möglichkeiten Strom einzuspeisen. Die Urform ist in die > Zuleitung zur Brücke eine Drossel in Serie zu schalten. Durch schließen > aller vier Brückenschalter wird die Drossel aufmagnetisiert. Danach > werden nur zwei Schalter geöffnet und der Strom der Drossel wird über > den Übertrager in den Ausgangskondensator eingeprägt, wodurch keine > Filterung am Ausgang erforderlich ist. Ich wollte so was auch schon mal machen; das Problem war aber die Streuinduktivität des Übertragers. Wenn man zwei Schalter öffnet, bekommt man ein ziemlich großes di/dt im Übertrager und damit auch eine ziemlich große Spannung an den Transistoren. Wenn man diese Spannungsspitzen mit einer Clamping-Diode einfach weg-clampt, verliert man doch ziemlich viel Wirkungsgrad. Ist es da nicht besser, wenn der Strom schon beim Aufmagnetisieren durch den Übertrager fließt und sekundärseitig dann ein Schalter geöffnet wird? Der Nachteil dabei ist dabei allerdings, dass man das nur im lückenden Betrieb machen kann.
Rainer schrieb: > Netzteile mit Regelung auf der sekundärseite bzw. ungeregelte Netzteile > habe ich zwar schon oft gebaut, aber den 431er habe ich noch nicht > benutzt, aber in PC-Netzteilen ist der auch immer verbaut. > Resonanzwandler würde mich zwar prinzipiell auch sehr interessieren. In > den paar Schaltnetzteil-Büchern, die ich hier habe, wird allerdings > leider nicht so recht auf Resonanzwandler eingegangen, vielmehr wird das > ständig mystifiziert, man kriegt nicht mal richtige Formeln, sodass man > die Wicklungen oder Transistoren dimensionieren könnte - daher habe ich > keine Ahnung, wie man sowas baut. Die prinzipielle funktionsweise ist > allerdings bekannt. Hier findest Du einige Anregungen und praktische Beispiele: http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch/Kap8_3/Kapitel8_3.html Wenn Du in anderen Kapiteln stöberst, findest Du auch Resonanzwandler. Jörg
>Wenn man zwei Schalter öffnet, bekommt man ein ziemlich großes di/dt im >Übertrager und damit auch eine ziemlich große Spannung an den >Transistoren. Wenn man diese Spannungsspitzen mit einer Clamping-Diode >einfach weg-clampt, verliert man doch ziemlich viel Wirkungsgrad. Das stimmt, da muss man einen Hilfsschalter (kleiner FET) investieren, dann kann man beträchtliche Erhöhungen im Wirkungsgrad erzielen. Dieses aktive Snubbernetzwerk kann auf verschiendeste Art ausgeführt werden. Im einfachsten Fall ist die Diode ein Fet mit welchem man zurückspeisen kann (länger Einschalten). Wie schon erwähnt: >dieser Eingangsspannung auch eine Stromgespeiste-Vollbrücke in Betracht >ziehen, mit aktiven clamping zur Effizienzverbesserung. >Der Nachteil dabei ist dabei allerdings, dass man das nur im >lückenden Betrieb machen kann. Das ist aber bei großen Leistung fast nicht möglich, Drossel muss viel Strom können, Eingangsstrom benötigt wieder hohen Filteraufwand. Was bei Spannungsgespeisten Topologien schnell graußlich wird, ist der RMS Belsastung des Eingangskondensators. Und dessen zwangsweise hoher Spannungsrippel muss oft wieder gefiltert werden. Aber wie gesagt die Leistung von nur 1kW macht eine Stromspeisung nicht notwendig. Wenn Rainer mit konvetionellen Vollbrücken Erfahrung hat soll er ruhig so eine nehmen. Ich muss oft Bidirketionale DC/DC Wandler entwickeln. Sollen diese auch noch isoliert sein ist man bei Verwendung einer Brücke automatisch in zumindest einer Richtung "Stromgespeist", wenn man nicht bescheuerten umstand betreiben will. Die Regelung ist dann allerdings "interessant". MFG Fralla
>Ich muss oft Bidirketionale DC/DC Wandler entwickeln. Sollen diese auch >noch isoliert sein ist man bei Verwendung einer Brücke automatisch in >zumindest einer Richtung "Stromgespeist", Hi Fralla! Was ist das dann? Darf man mehr erfahren? Topologie? U,I,P?
>Im einfachsten Fall ist die Diode ein Fet mit welchem man zurückspeisen >kann (länger Einschalten). Ist aber dann wieder mehr Ansteueraufwand und ein zusätzliches Bauteil. Aber denn Spannugsspitz der beim aufmagnetiierung der Streunung entsteht muss man wegbekommen.
Mark schrieb: >>Im einfachsten Fall ist die Diode ein Fet mit welchem man zurückspeisen >>kann (länger Einschalten). > Ist aber dann wieder mehr Ansteueraufwand und ein zusätzliches Bauteil. Das ist vermutlich der Grund, warum sich so eine Topologie erst bei hohen Leistungen lohnt.
>Das ist vermutlich der Grund, warum sich so eine Topologie erst bei >hohen Leistungen lohnt. Völlig richtig. Bei mehreren kW und 3-Stelligen A, muss man sich das Leisten. Eine kleiner zusätzlicher Schalter oder mehr Kühlaufwand(sehr teuer). Effizienz baut man nicht immer zum gefallen des Kunden, auch ums billig zu machen... Aber ,es geht auch ohne Hilfsschalter und aktivem Clamping ;) (siehe Anhang) >Was ist das dann? Darf man mehr erfahren? Topologie? U,I,P? Stromgespeiste Brücke, allerdings mit 3-Phasen Übertrager (Spart Kernmaterial). Ist für einen ~120VDC <-> 800VDC Link. Wie zu erwarten auf einer Seite Mosfets auf der andren IGBTs. Durch die Multiphasenbauweise sieht die Drossel die dreifache Frequenz wodurch sie trotz geringem Stromripple(einfach zu filtern) sehr klein wird. Trotz 43kW Leistung muss jede Brücke an der HV seite nur ~20A effektiv können, was die IGBT Wahl sehr einfach macht und hohe Takfrequenzen erlaubt. Ist für eine Redox-Flow Akkumulator (glaub auf Vanadium basis). Ist aber auch keine spezial Topologie im Bereich größerer DC/DC Wandler. MFG Fralla
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Der Anhang... MFG Fralla
Hi Fralla, mich intressiert jetzt die Sache mit den Resonanzwandlern. Ich hab mir mal deinen Link angeschaut. So komplex sieht das ja gar nicht aus. Nur etwas finde ich ein wenig seltsam. Der Kondensator Cr liegt jeweils in Serie mit dem Trafo und der Induktivität Lr. Folglich muss der gesamte Primärstrom immer auch durch Cr, oder? Ich denke mal, da braucht man dann spezielle Kondensatoren, die solche entsprechend grossen Ströme noch aushalten. Einen normalen Folienkondensator oder so wird man damit wohl verbraten, was? Und ist es tatsächlich so, dass die Ausgangsspannung sich über die Frequenz regeln lässt? Wie siehts mit dem Trafo aus? Dimensioniert man den gleich wie einen 50 Hz Netztrafo? Also Ua / Ue = N2 / N1 ? Gruss
Tobias Plüss schrieb: > Und ist es tatsächlich so, dass die Ausgangsspannung sich über die > Frequenz regeln lässt? > Wie siehts mit dem Trafo aus? Dimensioniert man den gleich wie einen 50 > Hz Netztrafo? Also Ua / Ue = N2 / N1 ? Hier ist das ganz gut erklärt mit einem Beispiel: http://www.fairchildsemi.com/an/AN/AN-4151.pdf Aber lass dich nicht täuschen, das sieht nur auf den ersten Blick relativ einfach aus. In der Praxis gibt es dann noch viele kleine Details, die man beachten muss, damit es gut und zuverlässig funktioniert. Vor allem, wenn ein großer Lastbereich und Kurzschlussfestigkeit bzw. Strombegrenzung gefordert ist, ist das nicht mehr so ganz einfach.
>Ich denke mal, da braucht man dann spezielle Kondensatoren, die solche >entsprechend grossen Ströme noch aushalten. Einen normalen >Folienkondensator oder so wird man damit wohl verbraten, was? Ja Spezielle Folienkondensatoren für hohe Rippelströme (Impulsfest), normale halten dies nicht aus, bzw der Wirkungsgrad wird schlecht. >Und ist es tatsächlich so, dass die Ausgangsspannung sich über die >Frequenz regeln lässt? Ja im einfachsten Fall. >Wie siehts mit dem Trafo aus? Dimensioniert man den gleich wie einen 50 >Hz Netztrafo? Also Ua / Ue = N2 / N1 ? Kommt drauf an ob die Serieninduktivität im Trafo integriert ist oder nicht. Wenn ja, hat man ein anderes effektives Übersetzungsverhältnis, aber dies steht ja eh im link. (die Wandlung auf ein APR-Trafomodel, All Primary Referenced). Einen LLC kann man so bauen, das er von Leerlauf bis Vollast nur über die Frequenz regelbar ist, einer der Vorteile der LLC Topologie. Die Grundsätzliche Kurzschlusstrombegrenzung ist überhaupt kein Problem, man darf den Kondensator nicht wie in der Appnote anordnen, sonder den Kondensator auf 2 Kondensatoren aufteilen und jeweils an die Eingangsspannung und Masse Schalten. Dann mit Clampingdioden die Spannungsauslenkung begrenzen und schon hat man einen absoluten maximalstrom welcher durch den Resoannzkreis fließen kann. Schwierig wird es nur wenn der Kurzschlussstrom, zb nur 10% des maximalstromes bettragen darf, dann ist dies nur einen Pulse-Skipping-Mode möglich (im Gegesatz zu PWM-Wandlern) >So komplex sieht das ja gar nicht aus Ist es vom Prinzip auch nicht. Allerdings unterscheiden sich die untereinander deutlichst. Aber wie so oft, der Teufel steckt im Detail. Regelungstechnisch sind Resonanzwandler auch nicht ohne (wenn man auf hohe dynamik Wertlegt). Allerdings ist ein LLC für eine so kleine Spannung 48V eher unüblich, die hohen Primärströme fordern sehr große (für nur 1kW) Kondensatoren. Zusätzlich der Filteraufwand am Eingang und am Ausgang. MFG Fralla
>Ist für einen ~120VDC <-> 800VDC Link. >Trotz 43kW Leistung muss jede Brücke an der HV seite nur ~20A effektiv >können, was die IGBT Wahl sehr einfach macht und hohe Takfrequenzen >erlaubt. Ist für eine Redox-Flow Akkumulator (glaub auf Vanadium basis). Wozu braucht man solche Spannungen mit der Leistung? Was ist ein Redox-Flow?
Fralla schrieb: > Die Grundsätzliche Kurzschlusstrombegrenzung ist überhaupt kein Problem, > man darf den Kondensator nicht wie in der Appnote anordnen, sonder den > Kondensator auf 2 Kondensatoren aufteilen und jeweils an die > Eingangsspannung und Masse Schalten. Dann mit Clampingdioden die > Spannungsauslenkung begrenzen und schon hat man einen absoluten > maximalstrom welcher durch den Resoannzkreis fließen kann. Aber Vorsicht ! Sobald die Dioden in Aktion treten, verringert sich die Resonanzfrequenz des Serienschwingkreises durch nicht-lineare Verzerrungen. Im Kurzschlußfall wird bei fester Einschaltdauer maximal hart geschaltet und das bei einem mehrfachen des Volllast-Schaltstromes. -> Überlastung der Leistungsschalter. D.h. auch hier geht es nicht ohne Schutzschaltung. Alternativ bzw. zusätzlich kann eine Ansteuerung mit Strommessung den Schaltzeitpunkt gezielt periodisch in den Stromnulldurchgang legen, wie es z.B. auch bei selbstschwingenden ZCS-Resonanzwandlern prinzipbedingt der Fall ist. Jörg
>-> Überlastung der Leistungsschalter. D.h. auch hier geht es nicht ohne Schutzschaltung. Dann wird eben einige Perioden hart geschaltet, muss der Fet sowieso aushalten den bei lastsprüngen kann dies auch auftreten. Ja aber eine langsame Schutzschaltung reicht aus. Zb kapaziteves einkoppeln der Spannung an den Resonanzkondensatoren. > und das bei einem mehrfachen des Volllast-Schaltstromes. Kann man so nicht sagen, hängt von der Dimensionierung des Kondensators ab. Wenn man bei Vollast wenig Q hat sind die Kondensatoren eh nahe des Clampen und der Kurzschlussstrom ist nicht "mehrfach" höher. Ich habe schon einige LLCs mit Split-Cap entwickelt und das Clampen mit Dioden funktioniert auch bei vielen kW. Nur eine Sache der Dimensionierung. Hält der Kurzschluss länger an greift sowieso der Stromregler und fährt einen Pulse-Skipping-Mode. Sonst würden die Diode abrauchen. >D.h. auch hier geht es nicht ohne Schutzschaltung. Eine schnelle Cycle-by-Cycle Strombegrenzung ist nicht notwendig. Denn Campen die Diode ist die AC-Spannung der Kondensatoren am maximum. Dies zu detektieren ist leicht und dann schaltet man gemütlich ab. MFG
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Hallo Fralla, ich wollte das jetzt mal in LTSpice nachvollziehen. Dazu habe ich mal eine Schaltung, so wie ich mir das ungefähr vorstelle, in LTSpice aufgebaut. Um da nicht irgendwas mit Votlage controlled switches oder Transistoren rumzudoktern, habe ich anstatt der Transistor-Halbbrücke einfach eine Spannungsquelle genommen, die ein- und ausschaltet. Meines Erachtens liegen die beiden Kondensatoren C1 und C2 aus sicht des Trafos parallel, deshalb habe ich eine Resonanzfrequenz von 112 kHz erhalten, was in einer Periodendauer von ca. 8.9 us resultiert - und mit genau dieser Periodendauer wird dann auch die Spannungsquelle geschaltet. Wie du siehst, liegt am Punkt TEST eine ungefähr sinusförmige Spannung an. Das ist dann soweit okay so? Varum geht VOUT nur bis 10V hoch? Verändere ich die Frequenz, also sprich erniedrige ich sie - wohlverstanden bei gleich bleibender Einschaltzeit -, dann wird die Ausgangsspannung niedriger und schwingt stark. Was müsste man machen, um sie höher zu bekommen? Interessant ist auch: Ich hab gerade sowas zusammen gepfriemelt, mit ein paar alten BUZ72 MOSFET und Folienkondensatoren, die noch in der Grabbelkiste rum lagen. Funktionieren tut gar nichts, nicht mal eine Sinusförmige Spannung lässt sich messen, dafür wirds schön warm. Was habe ich wohl falsch gemacht? ;)
Durch die nichtideale Kopplung hast du Streuninduktivität auf der primärseite und damit mehr Serieninduktivität. Im Resonanzpunkt Übersetzt der LLC 1:1. Dann kommt noch das Übersetzungsverhältnis des Trafos hinzu. Ist die charakteristische Schwingkreisimpedanz im Vergleich zur Transformierten Lastimpedanz zu groß, so kann die Ausgangsspannung nicht bei Vollast gehalten werden. Verpass den Dioden wenigstens ein Ideales Model. Die Dioden leiten, wie soll da die gewünschte Spannung von ~95V rauskommen? Für diese Last ist der Kondensator viel zu klein. Den magnetisereinugsstrom wählt man zu einen so, das der Schaltkonten umgeladen werden kann. Und man formt damit die Übertragungsfunktion und beeinflusst Frequenzbereich (Minimalfrequenz bis hartes Schalten auftritt -> kapazitiver Bereich) und bis zu welcher Eingangssannung (untere Grenze) der LLC die Spannung "hochboosten" kann. Die notwendige Kondensatorgröße und der RMS Strom sind auch der Grund warum ich hier keinen LLC nehmen würde. LLCs nimmt man meist bei hohen Eingangssspannungen 325V, 400V, 800V, etc weil da die Schaltverluste signifikannte Auswirkungen haben.Bei der Spannung wird man eher mit dem Strom kämpfen. Besondern in den Filterkondensatoren am Eingang und den Resoananzkondensatoren. Wenn Resoant dann vl einen Parallelresonanzwandler, welcher nicht den ganzen Lasttrom durch einen Kondensator zieht. (hätte auch den Vorteil von ZCS der Dioden) Da du immer viel Last hast, stört der Konsante Blindstrom eines PRC nicht. Auserdem können parallelresonanzwandler durch die Übertragungsfunktion alleine die Spannung "boosten" was weniger Übersetzungsverhältnis des Trafos erforderlich macht. Die Stromgespeiste Vollbrücke hätte den Vorteil von kontinuierlichem EIngangsstromes, mit aktivem Clamping können auch die Schaltverluste reduziert werden. Resonanzwandler kann man nicht einfach so zusammenschustern wie PWM Wandler, geh mit System vor und rechne Schritt füt Schritt. MFG Fralla
Hallo Fralla, naja, so ganz blicke ich bei deiner Erklärung nicht durch. Leider. Dass die Resonanzwandler nicht ganz trivial sind, war mir klar. Leider finde ich nirgends ein Beispiel, wo wirklich konkret mal was vorgerechnet wird. Die genannte Appnote geht schon ein wenig zu weit.
Tobias Plüss schrieb: > Leider finde ich nirgends ein Beispiel, wo wirklich konkret mal was > vorgerechnet wird. Die genannte Appnote geht schon ein wenig zu weit. Meinst du die hier: http://www.fairchildsemi.com/an/AN/AN-4151.pdf Da wird doch konkret was vorgerechnet. Und zu weit geht die ganz sicher nicht, das ist eher ziemlich knapp; viele Details werden da nicht angesprochen. Oder was genau verstehst du unter "zu weit"?
Fralla schrieb: >> und das bei einem mehrfachen des Volllast-Schaltstromes. > Kann man so nicht sagen, hängt von der Dimensionierung des Kondensators > ab. Wenn man bei Vollast wenig Q hat sind die Kondensatoren eh nahe des > Clampen und der Kurzschlussstrom ist nicht "mehrfach" höher. Natürlich, bei einem optimal dimensionierten Wandler ist das auch nicht das Problem. In der Experimentierphase sollte man aber schon damit rechnen, insbesondere, wenn man noch keine Erfahrungen gesammelt hat. Es ist sonst etwas frustig, wenn einem nach kurzer Zeit die Transistorgehäuse um die Ohren fliegen und die Vorräte rapide schwinden, obwohl die Schaltung eigentlich kurzschlußfest sein sollte. >>D.h. auch hier geht es nicht ohne Schutzschaltung. > Eine schnelle Cycle-by-Cycle Strombegrenzung ist nicht notwendig. Denn > Campen die Diode ist die AC-Spannung der Kondensatoren am maximum. Dies > zu detektieren ist leicht und dann schaltet man gemütlich ab. Ich habe ja auch nicht geschrieben, dass die Schutzschaltung ein Problem wäre. Vielmehr habe ich davor gewarnt, ganz darauf zu verzichten. In Deinem Posting, auf das ich mich bezog, klang es so als ob mit dem Einbau der Dioden das Thema Kurzschlussschutz erledigt wäre. Jörg
> Leider finde ich nirgends ein Beispiel, wo wirklich konkret mal was > vorgerechnet wird. Die genannte Appnote geht schon ein wenig zu weit. Die Fairchild Appnote ist ganz gut. Auch ST hat einige brauchbare. Aber es werden ohnehin nur die absoluten Grundlagen angesprochen. Und zu berechnen ist eben mehr als bei PWM Wandlern. Entweder dait abfinden das man sich bei Resoanazwandlern ordenlich einlesen muss oder bleiben lassen. >naja, so ganz blicke ich bei deiner Erklärung nicht durch. Denn Kondensator viel, viel größer machen. Clampt man auf die Eingangsspannung werden die Kondensatoren sehr sehr groß und die Drossel klein damit man auf ~100kHz kommt. Klar muss auch sein damit die Schwingkreisimpedanz die grob notwendigen 0,5Ohm erreicht. MFG Fralla
Hi Fralla, offensichtlich hast du ziemlich viel Ahnung von Leistungselektronik und Schaltnetzteilen. Kannst du ein gutes Buch zu diesem Thema empfehlen? Ich hab mir bereits das "Schaltnetzteile und ihre Peripherie" besorgt. Ist ganz gut das Buch, aber leider fehlen dort einige Topologien wie SEPIC, ZETA usw. und es ist noch etwas oberflächlich. Ich baue gerade einen 15kW DC/DC der mir aus ner 120V Batterie +/- 350V macht. Eingangsseitig 3 Synchron-Booster mit je 120° Phasenversatz für den Stromripple und dahinter noch einen Invertierenden Wandler der aus 350V nochmal -350V macht. Wirkungsgrad liegt bei 5,5kW (größeres Netzteil ist unterwegs ;-)) bei 94% (nur der Leistungsteil). Wenn du noch ein schönes Buch empfehlen kannst, immer her damit! Gruß Knut
Hallo Knut, Meine Favoriten: Ned Mohan - Power Electronics Robert W. Erickson/Dragan Maksimovic - Fundamentals of Power Electronics Muhammad H. Rashid - Power Electronics Handbook und zu Leistungselektronik gehöhrt natürlich auch IMMER ein gutes Regelungstechnik Buck/Skript. Das Buch "Schaltnetzteile und ihre Peripherie*" ist so Oberflächlich und Unvollständig (extrem wichtige Topologien fehlen). Das fundamentale Kapitel Regelung gibts einfach nicht (das bischen was drinn steht ist um ein SNT zu Regeln unbrauchbar). >dahinter noch einen Invertierenden Wandler der aus >350V nochmal -350V macht. 350V/-350V gleiche Leistung? Wenn ja, dann ist es denkbar ungünstig die ganze Leistung durch den ersten Booster zu ziehen. Überdenke deine Topologie. Multiphasen design ist aber schon ein richtiger weg. 94% bei 1/3 der Nominalleistung sind bei heutigem Bauteilangebot nichts aufregendes. Welche Mosfets sind den im Synchron Booster eingesetzt? MFG Fralla
Hallo Fralla, hab übrigens jetzt den Vollbrücken-Gegentaktwandler gebaut und es funktioniert. Zwei Dinge, die zwar jetzt nichts mit meiner Bastelei zu tun haben, aber dennoch interessant wären, fallen mir ein: 1. Ist es prinzipiell möglich, mehrere Ausgangsspannungen mit einem Trafo zu realisieren? Du sagst ja, eine separate Reglerwicklung funktioniert meist nicht. Ist es aber möglich, z.B. eine 12V und eine 3.3V Wicklung zu machen? Oder anders gefragt, wenn ich zwei oder mehr verschiedene Ausgangsspannungen brauche, die voneinander galvanisch getrennt sein sollen, wie realisiere ich das? 2. Wenn ich auf der Primär- und der Sekundärseite des Trafos jeweils eine H-Brücke mit FETs aufbaue, dann könnte ich ja eine aktive Gleichrichtung realisieren. Wäre es dann nicht prinzipiell sogar möglich, dass Leistung in beide Richtungen übertragen wird? Die Schaltung sieht ja dann eigentlich "von links" gleich aus wie "von rechts". Dann wäre es wohl möglich, z.B. auf der linken Seite einen Akku anzubauen und auf der anderen Seite einen Motor - wenn der Motor dreht, bezieht er Leistung aus dem Akku, und wenn der Motor gebremst wird, speist er automatisch in den Akku ein. Oder nicht? Ist ein ganz intressanter Gedanke. Spannend wäre es auch, herauszufinden, wie man da den Regler bauen muss, damit der bidirektional regeln kann. Ist sowas möglich? Weisst du da was drüber? Gruss
>Wenn ich auf der Primär- und der Sekundärseite des Trafos jeweils >eine H-Brücke mit FETs aufbaue, dann könnte ich ja eine aktive >Gleichrichtung realisieren. Wäre es dann nicht prinzipiell sogar >möglich, dass Leistung in beide Richtungen übertragen wird? Klar ist das möglich und wird sehr oft so gemacht. Wie schon gesagt: >Ich muss oft Bidirketionale DC/DC Wandler entwickeln. Sollen diese auch >noch isoliert sein ist man bei Verwendung einer Brücke automatisch in >zumindest einer Richtung "Stromgespeist", wenn man nicht bescheuerten >umstand betreiben will. >DieSchaltung sieht ja dann eigentlich "von links" gleich aus wie "von >rechts". Dein Vollbrückenwandler hat ja eine Ausgangsdrossel, der kleine, aber fundamentale Unterschied. >Oder anders gefragt, wenn ich zwei oder mehr >verschiedene Ausgangsspannungen brauche, die voneinander galvanisch >getrennt sein sollen, wie realisiere ich das? Verschiedene Spannungen geht bei Fluß- als auch Sperrwandlern. Bei ersteren wird die Crossregulation Verbessert wenn die Ausgangsdrosseln auf einem gemeinsamen Kern sitzen. >Spannend wäre es auch, herauszufinden, wie man da >den Regler bauen muss, damit der bidirektional regeln kann. Mann kann auf beide Spannungen und Ströme Regeln. Ich regle zb auf die Ausgangsspannung auf der "Drosselseite". Spannung zu groß -> Strom negativ, Spannung zu klein -> Strom posetiv. Der der dem Spannungsregler unterlagerte Stromregler begrenzt die Ströme in alle Richtungen. Es gibt aber noch viele Sonderbedingungen (Powerlimit, etc) was ich nur digital (DSP) realisieren würde. MFG
> Dein Vollbrückenwandler hat ja eine Ausgangsdrossel, der kleine, aber > fundamentale Unterschied. Wenn ich ihm noch eine Eingangsdrossel verpasse, dann wird er ja wirklich symmetrisch: Elko - Eingangsdrossel - H-Brücke - Trafo - H-Brücke - Ausgangsdrossel - Elko Oder? Ausserdem: um eine Stromspeisung zu erreichen, muss man ja, wie du sagst, jeweils kurz beide FETs einer Halbbrücke einschalten, sodass ein "kurzschluss" entsteht und ein gewisser Strom in die Eingangsdrossel eingeprägt wird. Soll das ein konstanter Strom sein, oder muss der Lastabhängig sein? Ich finde dazu wenig in der mir zur Verfügung stehenden Literatur.
Auf beiden Seiten Drossel funktioniert nicht. Man kann der anderen Drossel keinen Strom einprägen (hohe Spannung -> Bum) Je nach dem welche Seite kontinuierlichen Stromfluß haben soll, muss man die Drossel setzen. >Soll das ein konstanter Strom sein, oder muss der >Lastabhängig sein? Natürlich lastabhängig, wo sollte der Drosselstrom sonst hin=. Ganz genau so wie bei einem Boost Konverter (mit Trafoverhältnis). Das Übersetzungsverhältnis von Drosselseite zu jener ohne ist dann auch U2/U1=1/(1-d)*n . Bei betrieb in der anderen Richtung verhält sich die Brücke dann wie ein Buck Konverter (mit Trafoverhältnis). Der Drosselstrom muss im Mittel dem mit dem Trafowindungsverhältnis übersetzten Ausgangsstrom entsprechen. MFG
Aber du hast doch gesagt, bei einer stromgespeisten Brücke kommt die Drossel auf die Primärseite. Asuserdem braucht es aber doch bei einem Flusswandler Sekundärseitig auch eine Drossel, oder nicht?
Tobias Plüss schrieb: > 1. Ist es prinzipiell möglich, mehrere Ausgangsspannungen mit einem > Trafo zu realisieren? Du sagst ja, eine separate Reglerwicklung > funktioniert meist nicht. Ist es aber möglich, z.B. eine 12V und eine > 3.3V Wicklung zu machen? Oder anders gefragt, wenn ich zwei oder mehr > verschiedene Ausgangsspannungen brauche, die voneinander galvanisch > getrennt sein sollen, wie realisiere ich das? In höherwertigen Industrienetzteilen mit mehreren Ausgangsspannungen werden i.d.R. alle Ausgangsspannungen geregelt. Oft wird die Ausgangsspannung mit der größten Ausgangsleistung über die Einschaltdauer des Primärschalters geregelt. Die anderen Spannungen werden häufig geregelt, indem die effektive Einschaltdauer durch Transduktordrosseln variabel verkürzt wird. Das ist auch gängige Praxis bei der 3,3-V- und 5-V-Regelung von PC-Netzteilen. Wenn die Spannungen in gleicher Größenordnung sind, können die Spannungen (3,3V und 5V) der gleichen Sekundärspule entnommen werden Jörg
>Aber du hast doch gesagt, bei einer stromgespeisten Brücke kommt die >Drossel auf die Primärseite. Richtig, sonst wäre sie nicht Stromgespeist. >Auserdem braucht es aber doch bei einem >Flusswandler Sekundärseitig auch eine Drossel, oder nicht? Eben nicht. Im normalen Flußßwandler glättet die Drossel die Spannungsblöcke die von Trafo kommen. Bei der Stromgespeisten Brücke wird eben ein Strom auf den Ausgangskondensator eingeprägt (und keine Spannung) was eine Drossel unnötig macht (bzw jede Induktivität Stört durch). Eine normale Bürcke mit Drossel ist immer in eine Richtung Spannungsgepeist und in die andere Stromgespeist. Bei Wandlern mit mehreren Ausgangssspannungen kann durch gewichtung der einzelnene Spannungen auf mehrer geregelt werden. kommt einfach darauf an, welche man besonders stabil haben möchte. Kopplung der Ausgangsdrosseln hilft auch (ohne eine in richtung Sättigung zu treiben) MFG Fralla
Ach so. Also würde bei einer stromgespeisten Vollbrücke die Sekundärseite vom Gleichrichter direkt an den Elko geführt werden, ohne Drossel. Dann kann man in die eine Richtung stromgespeist fahren, in die andere Richtung spannungsgespeist. Klingt einleuchtend! Das mit dem Energiefluss hab ich mir noch überlegt, also wenn man ein- und ausgangsseitig FETs hat und aktiv gleichrichtet. Wahrscheinlich liesse sich sowas mit einem uC am einfachsten realisieren. Ein diskreter Regler mit LM3524 oder dergleichen erscheint mir ein wenig schwierig. Hingegen wirds mit einem uC erst richtig interessant, dann könnte man selber die Energieflussrichtung bestimmen sowie ob man herunter- oder herauf "transformieren" möchte, oder.
>Ein diskreter Regler mit LM3524 oder dergleichen erscheint >mir ein wenig schwierig. Ist es auch. >Hingegen wirds mit einem uC erst richtig >interessant, dann könnte man selber die Energieflussrichtung bestimmen >sowie ob man herunter- oder herauf "transformieren" möchte, oder. Richtig, digital Regeln. Man kann auch viele Begrenzungen (Strom,Spannung, Leistung) einfachst implementieren und Sonderfälle behandeln, bzw effetivere Regler realiseren. Ist bei vielen bidirekionalen DC/DC Wandler heute eigentlich der Standard dass man sie voll digital realisiert. Allerdings ist dies nicht ganz so einfach. Denn ein einfaher µC wird im allgemeinen zu langsam sein um alle Regelkreis zu digitalisieren. Jedach kann man einen einfachen µC zum Sollwert vorgeben etc verweden. Ich verwende für simple Vollbrücken/LLCs/Multiphasenwandler/PSFB gerne dsPICs, da sie alles an Board haben was man zum Netteil reglen braucht, also schnelle DACs, Komparatoren, umfangreiche PWM-Unit viele Funktionen in Hardware(im dsPIC) realisierbar (cycle by cycle Strom Limit, etc) sodass man nahezu nichts Exterens braucht. Die DSP-Engine unterstützt die für Regler grundlegend wichtigen Funktionen wie mehrfache MACs mit Schleifenzähler Inkremtierung, uvm. Natürlich gibts auch andere (C6000,etc) mit diesen Funktionen. Bei der Umstellung auf digitale Regler (wenn man grenzwertig lansgame Sample und Updatraten fährt um den DSP auszuquetschen) Effekte wie Totzeiten und ZOH nicht zu vernachlässigen. MFG Fralla
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