Hallo Analog Profis, in einer Messaufgabe habe ich das Problem die Amplitude eines ca. 100kHz Sinussignals möglichst genau zu messen (16Bit Auflösung bei 2Vss). Beim Einsatz eines Präzisionsgleichrichter habe ich etwas bedenken, wegen der 100kHz. Von daher habe ich gedacht, ich gebe den Sinus auf einen Komparator dessen zweiten Eingang ich über einen DA-Wandler ansteuere und mir so den Spitzenwert suche. Der am DA Wandler eingestellte Wert, der zum Ansprechen des Komparators führt, entspricht dann dem Spitzenwert der Sinussspannung. Die Messzeit ist unkritisch, von daher würde diese etwas langsame Methode sicher funktionieren. Aber vielleicht hat mir jemand noch einen Tipp, gerne auch zum Präzisionsgleichrichter. Besten Dank Transi
Transi schrieb: > Beim Einsatz eines Präzisionsgleichrichter habe ich etwas bedenken, > wegen der 100kHz. Das ist doch fast noch Gleichstrom.
Such mal nach Spitzenwertdetektor. Bei 100kHz und Uss von 2V muss der OP ja in PI/4 auf den Spitzenwert steigen können. D.h. eine Slewrate von 0,4V/µs. Um auch sicher folgen zu können sollte man um Faktor 10 schneller sein. Ein OP mit einer Slewrate von 4V/µs ist zu finden. Die Ladezeit hängt auch noch von der Größe des C's ab und dem Widerstand zur Strombegrenzung damit der OP nicht überlastet wird.
>in einer Messaufgabe habe ich das Problem die Amplitude eines ca. 100kHz >Sinussignals möglichst genau zu messen (16Bit Auflösung bei 2Vss). Fehler der Messung < 1LSB? Warum mußt du das so genau messen? Wie genau ist der Sinus? Klirrfaktor?
Wenn schon ein ADC vorhanden ist: mit schnellem Sample&Hold den Sinus asynchron abtasten und Maximum und Minimum suchen. Nur als Überlegung.
Herzlichen Dank für die schnellen Antworten @ Carsten B. das mit dem Spitzenwertdetektor werde ich einmal probieren. Dass ich einen schnellen OP benötige war mir klar. Deshalb hatte ich die Idee mit dem ADC und dem Komparator. Gehe jetzt mal davon aus, dass ein komparator schneller als ein OP ist. Aber das mit dem Spitzenwertdetektor gefällt mir eigentlich besser. Als Diode müsste ich irgend eine schnelle kapazitätsarme Diode nehmen. Eine Shottky dürfte wegen des doch meist hohen Sperrstromes nicht optimal sein oder sehe ich das falsch? @Ina Ja ich muss es so geau messen. Es geht um ein Messverfahren, das heute nach einem völlig anderen Prinzip arbeitet, aber nicht die gewünschte Langzeitstabilität bringt. Ich habe mir deshalb ein anderes Verfahren ausgedacht das die Schwächen des heutigen Systems nicht hat aber eben nur funktioniert wenn ich den Sinus sehr genau messen kann. Dass der Sinus sehr Klirrarm sein muss ist mir bewusst. Ob meine Idee tatsächlich besser ist versuche ich gerade abzuklopfen. @Willi Dann bräuchte ich aber einen recht schnellen ADC, den ich im Moment aber nicht habe. Transi
Transi schrieb: > Dann bräuchte ich aber einen recht schnellen ADC, den ich im Moment > aber nicht habe. Zunächst muß nur der S&H schnell sein. Wie schnell ist Dein ADC? Muß es Sinus sein oder ginge auch eine Rechteckspannung? Ausgehend vom Nulldurchgang könnte man bei 90° und 270° den Sinus abtasten. Ein bißchen Jitter wäre hier von Nutzen.
Wenn man das Signal mehr oder weniger Zufällig abtastet kann man auch rechnerisch den RMS Wert bestimmen. Dazu muss wie schon gesagt nur der S&H Teil schnell sein. Solange die Amplitude nur eher wenig variiert, braucht man auch keinen so hochauflösenden AD wandler. Auch ein 12 Bit oder gar 10 Bit Wandler könnte schon reichen - man braucht nur relativ viele Samples (z.B. 20000) und entsprechend etwas Zeit.
Transi schrieb: > Von daher habe ich gedacht, ich gebe den Sinus auf > einen Komparator dessen zweiten Eingang ich über einen DA-Wandler > ansteuere und mir so den Spitzenwert suche. Der am DA Wandler > eingestellte Wert, der zum Ansprechen des Komparators führt, entspricht > dann dem Spitzenwert der Sinussspannung. Das klingt ja nach successiver Approximation: http://www.itwissen.info/definition/lexikon/successive-approximation-register-SAR-SAR-Verfahren.html Klaus de Lisson
Naja, zwecks Genauigkeit stellt sich die Frage, was Du wissen willst. Willst du den RMS-Wert des Signales messen, auch mit den Anteilen bei anderen Frequenzen? Dann solltest Du irgendwie stochastisch das Signal möglichst asynchron abtasten und den RMS-Wert bestimmen. Willst Du möglichst nur die 100 kHz haben, so würde ich idealerweise mehrere S&Hs verwenden, die möglichst synchron zu Deinem Signal zu bestimmten Phasen abtasten. Beispielsweise einer für 90 Grad und einer für 270 Grad. Die Ausgänge schickst Du dann durch ein Tiefpassfilter, danach multiplizierst Du die Werte mit den entsprechenden Werten des Sinuses an dieser Stelle und addierst sie. (Beispiel: 90 Grad => 1, 270 Grad => -1) Somit filterst Du alle anderen Frequenzen raus. Nur Vielfache können noch durch, die kannst Du aber mit einem Tiefpass vorher raus filtern.
Abtasten , Sinusfit. Bei einem Proof of Concept wird es billiger erst zu Rechnen, dann zu Testen und erst dann zu Entwickeln ;) Andersrum macht evtl. mehr Spaß ... Die Messtechnik für 1MS/s (zur Not 250k/s) kost auch nicht mehr die Welt. (Und man kann die auch leihen). Keine Ahnung wo die Mietkosten liegen, aber ein HP3458 im Subsample-Mode schafft das auch locker. BTDT (488 vorrausgesetzt, sonst mitmieten). Ein 8bit DSO den man auslesen kann ist mit Sinusfit auch einen Test wert.
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Die Schaltung im Anhang arbeitet als schneller und genauer Peak-Detektor. Natürlich könnte man auch noch viel schnellere OPamps einsetzen, allerdings verschlechtert sich dann wieder die Offsetspannung am Ausgang auf dramatische Weise. Die "settling time" der OPamps ist mit 550ns für 0,01% zwar recht schnell, aber eventuell nicht schnell genug, um den Cap auf den genau richtigen Wert aufzuladen. 550nsec sind immerhin rund ein 1/20 der Periode, da ändert sich Sinus doch noch beachtlich. Ein anderes Problem sind die Sperrschichtkapazitäten der Dioden. Diese bilden mit dem Speichercap einen kapazitiven Spannungsteiler, dessen Teilungsverhältnis für 16bit Genauigkeit midenstens rund 100000 betragen sollte. Für 2pF Sperrschichtkapazität sollte der Speichercap also mindestens 200nF groß sein. Die Simulation zeigt dann auch brav einen Ripple von rund 20µVpp. Betreibt man die Schaltung bei höheren Temperaturen, sollte man vielleicht besser eine 1N4148 o.ä. verwenden, da der Leckstrom der BAS70 Schottkydiode dann schon stärker ins Gewicht fällt und den Ripple vergrößert. Die beiden Dioden sind sehr schnell, haben relativ niedrige Leckströme und sind auch hinsichtlich der Sperrschichtkapazität recht ähnlich, weshalb der Einsatz der BAS70 keinen großen Vorteil macht. Eine alternative Methode, die oft in solchen Schaltungen verwendet wird, besteht in der Verwendung eines aktiven Einweg- oder Doppelweggleichrichters mit nachgeschaltetem Tiefpaßfilter. Das liefert aber nur dann genaue Resultate für die eigentliche Amplitude, wenn die Sinusform genau bekannt ist.
Peak Detektor und Amplitudenmessung ist nicht unbedingt dasselbe. Speziell wenn Rauschen und Spikes drauf sind. Allenfalls muesste man den Muell mit einem schmalen Filter erst wegmachen.
> Die Schaltung im Anhang arbeitet als schneller und genauer > Peak-Detektor. Sie passt sich halt nie an sinkende Eingangsspannung an. Wie viel schlechter wird sie denn, wenn man z.B. 1 Sekunde Anpasszeit an kleinere Eingangsspannungen per Parallelwiderstand zu C1 einbaut ?
>Sie passt sich halt nie an sinkende Eingangsspannung an. >Wie viel schlechter wird sie denn, wenn man z.B. 1 Sekunde >Anpasszeit an kleinere Eingangsspannungen per Parallelwiderstand >zu C1 einbaut ? In der Simulation hat Die BAS70 mit 50...100nA einen recht hohen Sperrstrom, die für ein ganz langsames Entladen von C1 sorgt. Mit einem zusätzlichen 4M7 Widerstand verschlechtert sich der Ripple in der Simulation nur unwesentlich. Aber du hast völlig Recht, die Schaltung ist prinzipbedingt sehr träge beim Anpassen an ein kleiner werdendes Signal. Ein weiterer Nachteil des Peakdetektors hier.
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Ich würde auch einen Sinus-Fit probieren. Kann man auch kontinuierlich machen, um sich ändernde Frequenzen zu verfolgen.
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