Hallo Leute, ich bin auf der Suche nach einer passenden Topologie für einen 12 kW DC/DC Boost Konverter. Eine galvanische Trennung ist nicht nötig. Eingangsbereich 60 - 100 Vdc Ausgangsspannung ca. 200V Die Regelung muss auch nicht sonderlich dynamisch sein. Das Design sollte robust sein bei Lastabwurf und Überstrom. MOSFET oder IGBT ist beides OK, solange die Schaltfrequenz nicht im hörbaren Bereich liegt. Einigermaßen erschwingliche Bauteile. Ich habe mal ein Simulationstool angeschmissen, komme aber auf recht unhandliche Werte hinsichtlich Ripplestrom, Spannungsfestigkeit der Transistoren sowie Verluste der magnetischen Komponenten. (Hatte mal klassischen Boost (auch interleaved) sowie Brückenwandler angesehen.) Zu welchem Aufbau würdet ihr mir bei einer derartigen Leistungsklasse raten? (Tips zur Gefahr durch Strom sind nicht nötig, bin vom Fach) Dank und Gruß PBastler
Hallo Max, danke, die Seite kenne ich. Mich interessiert die Rückmeldung der alten Hasen hier im Forum. Insbesondere die Probleme der parasitären Effekte (dafür ist die Auslegung bei Schmidt Walter zu grob) wie Reverse Recovery, Schaltverluste, reale Bauteile etc.
Da deine Leistung noch relativ Gering ist kannst du das noch gut mit Merphasigem Aufwärtswandler machen(3-4 Phasen). IGBTs bringens in dem Spannungs/Leistungs bereich nicht, passende Mosfets sind kostengünstig erhältlich. dI/dt usw. würd ich einigermassen normal halten, dann genügen dir auch Mosfets unter 500V ohne TVS. Als gleichrichter würd ich SiC Dioden nehmen. (Oder wenn etwas komplizierter sein darf nen Synchronrichter)
Hallo PBastler! Uni- oder Bidirektional? Irgendwelche Sonderanforderungen? Ansonsten würde ich auch einen "interleaved Boost-Converter" nutzen. Gruß Martin
Würde das mit einem, wenn die eff Anforderungen nicht zu hoch sind, hart geschalteten Boost-Converter realisieren. Allerdings in 4-Phasiger ausführung. Aber eindeutig Mosfets nehmen, keiensfalls IGBts, Leistung nicht allzu hoch. Außer bis 250V gibts noch realtiv niederohmig Mosfets (20m). Bei einfacher synchroner Ausführung (ohne Zusatzbeschaltungen) wäre ich vorsichtig, denn die 250V Fets zeigen in der Regel schon ein recovery Verhalten welches auf die Verluste des Lowside-Fets geht. (Soll nicht heißen, das es unmöglich ist). Ob SiC Diode oder nicht muss man abwiegen. Sind erstens deutlich teurer und haben eine höhere Flußspannung, wenn sehr heiß sind schnell 2V bei einer 600V SiC. Vl kommt man mit einer 300V ultrafast Si-Diode mit etwas weniger Flußspannung auch aus. Die schwierigkeit wird mit Sicherheit das Layout werden, weniger die Bauteilauswahl. Denn es werden auch bei 4-Phasiger Ausfürung wohl so 60A hart geschaltet, da bleiben an jedem nH paar V stehen. RMS Belastung der Ausgangskondensatoren auch beachten. Eingang wird weniger kritisch. MFG Fralla
Fralla schrieb: > Aber eindeutig Mosfets nehmen, keiensfalls IGBts, Leistung nicht allzu > hoch. Außer bis 250V gibts noch realtiv niederohmig Mosfets (20m). http://www.ebay.com/itm/Power-MOSFET-FCP20N60-600V-20A-0-15-fast-rise-fall-x4-/170639669249?pt=LH_DefaultDomain_0&hash=item27baeab801 600V 20A 15mOhm 2.22USD <--- Auch bei 600V ist 20mOhm kein problem nicht nur bei 250V. Manchmal frag ich mich wirklich wies die Hersteller schaffen 600V IGBT an den Mann zu bringen. (PS: diese MOSFET sperren vermutlich auch wesentlich mehr als 600V (nach db 650 und in praxis vermutlich auch mal 700), also nicht so viel heikler als IGBT). Bis 800V sind Mosfets den IGBTs klar überlegen, bis 900V fraglich ab 900V bevorzugt IGBT. Diese Schwelle steigt jedoch immer weiter an. 250V Mosfet sind nicht genug für deine Anwenung!!! Ich würd 500V nehmen dann is noch was Luft drin. Gibts mit noch kleinerem rdson
Fralla schrieb: > Allerdings in 4-Phasiger > ausführung. oder auch 3 Phasig :) 4kW sind nun wirklich kein Problem :P
Hallo Analog, Deine Träume muß ich leider platzen lassen, denn da steht "Power MOSFET FCP20N60 600V 20A 0.15Ω" also 150mOhm. Sorry
FET mit 20m und 600V sind selten und teuer (ST). Da ist ein 250V Optimos
deutlich billiger und parallelschalten ist kein Problem. Weniger mOhm
und 600V gibts in GaN und SiC Technik, allerdings nicht auf dem Freien
Markt.
>Manchmal frag ich mich wirklich wies die Hersteller schaffen 600V IGBT an >den
Mann zu bringen.
Wenn die Leistung "etwas" mehr wird, PFCs, Inverter im zwei bis
dreistelligen kW Bereich macht ein 600V IGBT durchaus Sinn. Vorallem in
Multileveltopologien.
MFG Fralla
Volker K. schrieb: > Hallo Analog, > Deine Träume muß ich leider platzen lassen, denn da steht > "Power MOSFET FCP20N60 600V 20A 0.15Ω" also 150mOhm. > Sorry oh ja hast natürlich recht. hab ich was falsch im kopf gehabt sorry. Fralla schrieb: > Wenn die Leistung "etwas" mehr wird, PFCs, Inverter im zwei bis > dreistelligen kW Bereich macht ein 600V IGBT durchaus Sinn. Vorallem in > Multileveltopologien. Also 1MW wären bei 400V ca 2500A. Wenn man nicht mehr als 1V Spannungsabfall möchte wären das gerade mal 420Fets. also ca. 1kUSD. klar IGBT ist dann halt n bisschen billiger und weniger aufwändig; 3V Spannungsabfall ist aber meines erachtens bei ca. 400V Systemspannung inakzeptabel. (natürlich kommts etwas auf die Anwendung an). Es giebt aber auch niederleistungs IGBT für 600V, welche verkauft werden....
Analog schrieb:
>Auch bei 600V ist 20mOhm kein problem nicht nur bei 250V.
Du scheinst ja ganz aktuell drauf zu sein... Wenn es kein Problem ist
20m/600V dann müssten es ja mehrere Hersteller anbieten (zu
realistischen Preisen, also keine Prototypen).
Also worauf stütz sich deine "Erfahrung", bzw die Aussage das es kein
Problem ist? Wohl nicht an einer Ebay Inserat eines 150m Fets...
Mark schrieb: > Du scheinst ja ganz aktuell drauf zu sein... Wenn es kein Problem ist > 20m/600V dann müssten es ja mehrere Hersteller anbieten (zu > realistischen Preisen, also keine Prototypen). > Also worauf stütz sich deine "Erfahrung", bzw die Aussage das es kein > Problem ist? Wohl nicht an einer Ebay Inserat eines 150m Fets... wie schon gesagt hab 20m mit 200m verwechselt
Schon mal vielen Dank für die ganzen Hinweise. Ich denke mehrphasig ist der Weg, IGBTs machen bei den niedrigen Eingangsspannungen sicher keinen Sinn. Bauchschmerzen habe ich mit der Parallelschaltung von den MOSFETs. Das wird sicher parasitäre Einflüsse haben. Was meint ihr dazu??
Auf ein neues - ich finde diesen immer noch gut, auch wenn er hier nicht viel Beachtung findet: http://stevehv.4hv.org/12kwPFC.htm
>Bauchschmerzen habe ich mit der Parallelschaltung von den MOSFETs.
Sind berechtigt, aber nur Teilseise. Für den Kanal und schwingungen auf
DS ist kein Problem. Was keinesfalls Erlauf ist, ist das harte
parallelschalten des Gates. Das kann weit im MHz Bereich zu schwingen
beginnen, was wie linaerbetrieb wirkt und den Mosfet thermisch killen
(besonders bei 600V Fets). Abhilfe schon zum einen jedem Fet seinen
eigenen Gatewiderstand zu spendieren und eventuell ein Bead.
Gibts dennoch Problem (was ich aber nur bei mehreren 600V Fets parallel
und weit mehr Leistung hatte) hilft auch jedem Fet, oder zumindest
paarweise, seinen eigenen Treiber zu spendieren. Allerdings nicht im
gleichen Gehäuse den anderen Kanal. Aufgrund des Multiphasendesigns bist
du da ja flexibel.
Im Grunde kann, ich zumidnest, behaupten, dass das parallelschalten von
niedervoltfets weniger Probleme macht. (hab schon über 10 x IPB025N10N3
(100V/2m5) hart parallel). Mehr als 2 maximal 3 parallel (wenn 3-Phasig)
wirst du kaum brauchen. (Es kann natürlich sein, dass hochohmigere
deutlichst günstiger sind, und es billiger ist mehrer parallel zu
schalten wenn es der Platz erlaubt.) Auch den Tradeoff zwischen Rds,on,
Anzahl und Schaltverlusten (lin zu f) gilt es zu finden.
MFG Fralla
Jodler schrieb: > Auf ein neues - ich finde diesen immer noch gut, auch wenn er hier nicht > viel Beachtung findet: > http://stevehv.4hv.org/12kwPFC.htm Hi Jodler, das Design hatte ich bereits gefunden. Problem mit IGBTs ist halt, dass die Verluste bei niedrigen Eingangsspannungen zu groß sind und dass man mit der Schaltfrequenz auf um die 20kHz begrenzt ist. Dadurch werden auch die magnatischen Bauteile groß, der Stromripple entsprechend hoch und damit die Belastung der Kondensatoren auch groß (noch mehr parallel schalten). @Fralla Die 250V Optimos hatte ich bereits mit simuliert, aber ich habe Sorgen bzgl. der Verfügbarkeit. Wo kann man die kaufen und geliefert bekommen? DigiKey sah da recht mau aus.
>Die 250V Optimos hatte ich bereits mit simuliert, aber ich habe Sorgen >bzgl. der Verfügbarkeit. Wo kann man die kaufen und geliefert bekommen? Ist das ganze für privat, Uni oder komerzielles Produkt?
>Die 250V Optimos hatte ich bereits mit simuliert, aber ich habe Sorgen >bzgl. der Verfügbarkeit. Sieh dich auch bei IR und ST um. Der niederohmigste kostet eigentlich immer deutlich am meisten, bei jedem Hersteller. >Soll später mal kommerziell werden. Später, also vorher sollen die Teile über übliche Distributoren verfügbar sein? http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/IRFB4332PBF.pdf (33m) gibts um 5€ bei Farnell. Für die Serienfertigung zählen ja sowieso die ausgehandelten Preise mit dem Hersteller, und die sind deutlich geringer. Wovon ich abraten würde, ist einen noch geringeren Rds,on zu wählen welchen es nur in einem größeren Package (TO-247) gibt. MFG Fralla
Danke Fralla. Ich schwanke noch zwischen einem klassischen oder reinen SMD-Aufbau. Als SMD hätte ich versucht den Leistungsteil als IMS Leiterkarte einlagig zu realisiern. Dann kann ich den flächig auf einen Kühlkörper verschrauben und entsprechend gute Kühlanbindung erhalten sowie die Leistungspfade recht kompakt halten. Allerdings müssten die schweren Leistungsbauteile und Hochstromanschlüsse dann auch alle in SMD-Technik realisiert sein. Leider erhalte ich auch eine größere kapazitive Kopplung des Schaltpfades zu meinem KK Potential (negativ für EMV). IMS ist meiner Meinung nach auch recht teuer... Habt ihr da auch einen Tipp?
Analog schrieb: > Manchmal frag ich mich wirklich wies die Hersteller > schaffen 600V IGBT an den Mann zu bringen. (PS: diese MOSFET sperren > vermutlich auch wesentlich mehr als 600V (nach db 650 und in praxis > vermutlich auch mal 700), also nicht so viel heikler als IGBT). > Bis 800V sind Mosfets den IGBTs klar überlegen, bis 900V fraglich ab > 900V bevorzugt IGBT. Diese Schwelle steigt jedoch immer weiter an. Bei einem Leistungstransistor sind nicht nur die Spannungsfestigkeit und er ON-Widerstand entscheidend. Ein wesentlicher Vorteil von IGBTs ist, dass es hier keine parasitäre Body-Diode gibt. Dadurch können der Transistor und die Body-Diode getrennt voneinander optimiert werden und IGBTs mit eingebauter Diode (Co-Pack) haben vor allem beim harten Schalten wesentlich weniger Dioden-Verluste. Selbst die schnellsten Dioden in 600V Super-Junction-Mosfets (z.B. Infineon CFD oder Fairchild F-Typen) haben eine ca. 10-fach größere Reverse-Recovery-Charge als gute 600V-Dioden, die in IGBT-Module eingebaut werden. Es kommt also drauf an, ob eine schnelle Diode wichtig ist oder nicht. Wenn bei hohen Schaltfrequenzen hart geschaltet werden soll, ist ein 600V-IGBT besser als ein 600V-Mosfet.
PBastler schrieb: > IMS ist meiner Meinung nach auch recht teuer... Man kann das auch mit einer FR4-Platine machen, wenn man direkt unter den MOSFETs viele Vias und Kupferflächen macht. Die Kühlung ist zwar etwas schlechter als IMS, aber für viele Anwendungen schon noch ausreichend. Man kann auch THT-Bauteile bestücken, wenn man unter diesen Bauteilen bzw. unter den THT-Pins Vertiefungen in den Kühler fräßt.
>Wenn bei hohen Schaltfrequenzen hart geschaltet werden soll, ist ein >600V-IGBT besser als ein 600V-Mosfet. Kann man nicht veralgemeinern. Kommt auf die Topologie an ob eine schnelle Diode erforderlich ist und das abwägen der Verluste die durch das recovern entstehen. EIn IGBT hat massiv mehr Abschaltverluste wenn unter Strom geschaltet wird und die nehmen mit höher Freuqenz nun mal lienar zu. >Ich schwanke noch zwischen einem klassischen oder reinen SMD-Aufbau. Das hängt auch davon ab wie schnell du Schalten willst, also wie niederinduktiv alles sein muss. Natürlich von den kosten, ob IMS (oder gar DCP;) leistbar ist. Mittels Vias durch FR4 kühlen wird nur möglich sein wenn entsprechend viel parallel geschaltet wird um die Verluste aufzuteilen. Auch an die CanPAK oder directFet Gehäuse denken. Da könnte unten SMD und oben das schwere THT Zeug plaziert, also die CanPAKs auf der Unterseite kühlen (zb über eine Ausgefräste Aluplatte). Das funktioniert erstklassig und man kann die Mosfets mit kürzesten Wegen zwischen den großen THT Bauteilen plazieren. Andererseit gings fürher (und auch damit heute) auch ganz konventionell mit TO-220 und Kühlkörper, auch da kann man die Schaltleitungen mit Multilayer relativ kurz halten, wenn auch nicht so kurz. Auf die Kupferbleche/Schienen kann man auch direkt die Beine bedrahteten Bauteile löten. MFG
Fralla schrieb: >> Wenn bei hohen Schaltfrequenzen hart geschaltet werden soll, ist ein >> 600V-IGBT besser als ein 600V-Mosfet. > EIn IGBT hat massiv mehr Abschaltverluste wenn unter Strom geschaltet > wird und die nehmen mit höher Freuqenz nun mal lienar zu. Ja, das ist richtig. Vielleicht sollte man besser sagen, dass ein IGBT bei mittelhohen Frequenzen (Größenordnung < 100 kHz) besser ist ;-) Warum werden eigentlich die Schaltverluste in den Mosfet-Datenblättern nicht angegeben, so wie bei IGBTs? Gibt es da eine einfache Rechenformel, wie man die aus den anderen Datenblattwerten berechnen kann?
Fralla schrieb: > Bei einfacher synchroner Ausführung (ohne Zusatzbeschaltungen) wäre ich > vorsichtig, denn die 250V Fets zeigen in der Regel schon ein recovery > Verhalten welches auf die Verluste des Lowside-Fets geht. (Soll nicht > heißen, das es unmöglich ist). Kannst Du das noch ein bischen erläutern? Ist damit bei einer Halbbrückenausführung das recovern der Bodydiode der MOSFETs gemeint? Fralla schrieb: > Andererseit gings fürher (und auch damit heute) auch ganz konventionell > mit TO-220 und Kühlkörper, auch da kann man die Schaltleitungen mit > Multilayer relativ kurz halten, wenn auch nicht so kurz. Ja, das sehe ich auch so. Problem ist wie immer das Konzept des mechanischen und thermischen Aufbaus. Als klassiche Ausführung hätte ich genau so realisiert (SMD unten und THT oben). Allerdings denke ich an eine lüfterlose Variante, d.h. es müssen alle wärmenden Bauteile an einen Kühlkörper / Gehäuse angebunden werden. Dann habe ich immer konzeptionell das Problem, wie binde ich die Halbleiter an den Kühlkörper an. Alle Bauteile an den Platinenrand setzen ist für eine möglichst einfache Montage super, leider nicht das Optimum für Streuninduktivitäten, Leitungslängen und Platzierung von induktiven und kapazitiven (großen) Bauteilen. Wenn die Verluste nicht total ausufern hätte ich auch kein Problem Bauteile im D²PAK auf der Unterseite zu setzen und diese mit ihrem Gehäuse an den Kühlkörper zu bringen (thermisch schlechter aber müsste man ausprobieren). Troztdem müssen auch mechanische Toleranzen der Bauteilhöhen ausgeglichen werden (Gappad Gapfiller entsprechende Ausfräsung oder Adaption der Kühlplatte) bei gleichzeitiger Einhaltung der Isolationsabstände.... Wie sieht es denn mit der kapazitiven Kopplung auf IMS Leiterkarten für Leistungselektronik aus? Wenn die IMS-Platine direkt auf ein geerdetes Gehäuse geschraubt wird, dann koppele ich doch die "springen Potential" über die parasitären Kapazitäten an die Erde und muss massiven Filteraufwand treiben. Korrekt? Oder - wie macht man so etwas gleich richtig?
>Kannst Du das noch ein bischen erläutern? >Ist damit bei einer Halbbrückenausführung das recovern der Bodydiode der >MOSFETs gemeint? Ja wenn im CCM Betrieben. >Troztdem müssen auch mechanische Toleranzen der >Bauteilhöhen ausgeglichen werden (Gappad Gapfiller entsprechende >Ausfräsung oder Adaption der Kühlplatte) bei gleichzeitiger Einhaltung >der Isolationsabstände.... Ja entsprechend ausfräßen und mit einer Füllmasse (die thermische leitet, aber elektrische isoliert, weis den Name jetzt nicht) ausfüllen, das ist stand der Technik. Ich verweden diese Bauweise auch für Geräte die 6kV Commondmode Surges standhalten (bei INS ist meist bei 2kV Schluss). Nur muss die Fräßung genau sein und die Bauteilbeine dürfen keinen 1/10mm länger seine, ein Fertigungstechnischer Aufwand. Große vorsicht ist geboten wenn Bauteile empfindlich auf Kapazitve einkopplung sind. >Wenn die Verluste nicht total ausufern hätte ich auch kein Problem >Bauteile im D²PAK auf der Unterseite zu setzen und diese mit ihrem >Gehäuse an den Kühlkörper zu bringen Problem ist der relativ große Rth von Junction zu Gehäuse des D²PAKs. Wird oft gar nicht angegebn (ich glaub bei IRF schon). Da werfe ich nochmal CanPAK in den Raum... >Wenn die IMS-Platine direkt auf ein geerdetes >Gehäuse geschraubt wird, dann koppele ich doch die "springen Potential" >über die parasitären Kapazitäten an die Erde und muss massiven >Filteraufwand treiben. Ja, wenn die "Schaltung" in bezug auf Erde Springt entseht commonmode Noise welches zu filtern ist um conducted-EMI einzuhalten. Lässt man die Platte mitspringen ist der Konten viel zu kapazitiv und es wird massive Probleme bei radiated EMI geben. Anderseits springt bei einem Boost ja nur der Schaltkonten, der Minus Eingang(und Ausgang) bleiben ruhig im Gegensatz zu (einer PFC wo die Potentiale je nach Halbwelle wechseln). Also die Platte Minus referenzieren und mittels Filter etwaiges common-mode Noise löschen. Wird hoffentlich nur ein Y-Ko denn eine Kompensierte Drossel wäre groß. >Alle Bauteile an den Platinenrand setzen ist für eine >möglichst einfache Montage super, leider nicht das Optimum für >Streuninduktivitäten, Leitungslängen und Platzierung von induktiven und >kapazitiven (großen) Bauteilen. Das ist ein möglicher und einfacher Ansatz. Du musst bedenken, das du bei multiphasenausführung ja vier (oder 3) Wandler hast. Du musst die Geschalteten Leitungen jedes Wandler Kurz halten und jedem seine niederinduktiv Ausgangskapazität spedieren. Die Verbindung der 4 Ausgänge ist dagegen unkritsch. Dh eine größere Ausganskapazität (und vl ein Filter) können räumlich entfernt sizten. Auch die Drossel kann weit weg sitzen, denn eine zusätzliche Induktivität In Serie zur Drossel stört ja nicht. Fet, Diode und Ausgangsko müssen zusammen sitzen. Die einzelenen Wandler kann man trennen, zb zwei an jeder Wand... Ich weiß ja nicht wie kompakt das ganze sein muss und ob du dir den Aufwand, Kosten die eine INS Ausführung mit sich bringt Leisten willst. MFG Fralla
Hallo PBastler! Um noch einen Hinweis zur ursprünglichen Frage zu geben: Frag mal Google nach "3 Level Boost Converter" Das kannst du mit 200V MOSFETs aufbauen- und dann einfach Converter parallel schalten. Oder halt auch interleaved. Gruß Martin
Martin schrieb: > Frag mal Google nach "3 Level Boost Converter" > Das kannst du mit 200V MOSFETs aufbauen- und dann einfach Converter > parallel schalten. Das sieht auch interessant aus. Noch nicht ganz klar ist mir der Sinn der unteren Diode, wahrscheinlich hat die die gleiche Funktion wie bei einem 3L-NPC die Mittelpunktdiode. Die weiche Kommutierung wird wahrscheinlich erst bei höheren Spannungen und dem Einsatz von IGBTs sinnvoll, oder? Als Vorteil sehe ich den weiter reduzierten Stromripple an, und die Möglichkeit mit MOSFETs und kleineren Uds zu arbeiten. Allerdings bringen 200V zu 250V nicht die riesige Steigerung. Würde man denn bei den Spannungen schon von einer weichen Kommutierung stark profitieren?
Ich habe multilevel Topologien (3L-ACNPC, 5L-FLC, Vienna) bisher nur mit 600V/1200V IGBTs verwendet und auch nicht mit so kleinen Spannungen gesehen (nur ein Prototyp, eine Inverter in CFB Topologie mit vielen, viele 100V Fets für 230VAC und massiven Ansteureraufwand) >Noch nicht ganz klar ist mir der Sinn der unteren Diode, Die verhindert den Kurzschluss des unteren Zwischenkreiskondensator wenn der Schalter schließt. >Allerdings bringen 200V zu 250V nicht die riesige Steigerung. Seh ich auch so. >Als Vorteil sehe ich den weiter reduzierten Stromripple an Für die Drossel ja aber bedenke, dass die Kondensatoren den vollen Drosselstrom "fressen" müssen. Auch die Wäreaufteilung auf mehrer Drosseln wäre nicht gegeben. Bedenke dass bei einer Einphasigen Ausführung die Kondensatoren ca 100A RMS Ripple aushalten müssen (bei 3-Level wird dies ca durch zwei geteilt aber mehr Kapazität notwendig). Bei einer 4-Phasigen ausführung würde der Ausgangskondnesator nur ca 20A Ripple Belastung erhalten. Ich würde dies "straightforward" mit einem bewährten Multiphasenboost machen. Weich Schalten mit extra Schalter kann man immer. Hägt von der Frequenz ab, wann ein Vorteil einsteht und wieder verschwindet (den der hochomige Hilfsschalter muss den Strom kurz übernehmen). Spannung gering Strom hoch nicht die ideale Voraussetzung. Am meisten wird eine Diode profitieren wenn keine SiCs im Einsatz sind. Auch in betracht ziehen das ganz im BCM-Mode zu betreiben. Keine Einschaltverluste und keine Recoveryverluste sind ein Vorteil bei hoher Frequenz. Nachteil sind hohe Peakströme mit entsprechenden RMS Werten. Die Frequez wird Lastabhängig, was nicht unbedingt Stören muss. Der Stromripple bleibt aber bei 3 oder 4 Phasen immer noch in gunt handlebarem Bereich, was den Kondensatoren und Filtern extrem zugute kommt. MFG Fralla
Fralla schrieb: > Für die Drossel ja aber bedenke, dass die Kondensatoren den vollen > Drosselstrom "fressen" müssen. Auch die Wäreaufteilung auf mehrer > Drosseln wäre nicht gegeben. Ja, das wird das generelle Problem der Topologien bei niedriger Eingangsspannung sein. Für Spannungen im Bereich >500V wäre die Leistung auch ohne große Probleme erreichbar. Fralla schrieb: > Bedenke dass bei einer Einphasigen Ausführung die Kondensatoren ca 100A > RMS Ripple aushalten müssen (bei 3-Level wird dies ca durch zwei geteilt > aber mehr Kapazität notwendig). Ich hatte es so verstanden, dass Martin eine mehrphasige 3-Level Topologie ins Spiel gebracht hat. Da sehe ich halt nur einen massiv gestiegenen Bauteilaufwand, der Ripplestrom eines Pfades wäre jedoch ähnlich. Mehrphasige Ausführung gewinnt deutlich, wenn die Ansteuerung ebenfalls phasenverschoben zueinander geschieht (drastisch niedriger Stromripple in den Kondensatoren, kleinerer Ausgangsripple, niedriger Filteraufwand).
>Ich hatte es so verstanden, dass Martin eine mehrphasige 3-Level >Topologie ins Spiel gebracht hat. Achso mehrphasig und 3-Level würde Rippel auch reduzieren, aber ob sich das lohnt? Man muss ja unterscheiden zwischen Rippel in der Drossel und im Ausgangsko. Denn selbst bei 0 Rippel in der Drossel bekommt der Kondensator den vollen Strom gepulst ab. >Mehrphasige Ausführung gewinnt deutlich, wenn die Ansteuerung ebenfalls >phasenverschoben zueinander geschieht Genau. Ich ging aber von Anfang an davon aus, wenn multiphasen Ausfürung, dann auch verschoben. Anders wäre es ja unsinnig. Auch die gesammte Energie die in allen Drossel maximal gespeichert ist, ist nur ein viertel so groß wie in der Einphasigen Ausführung. Also muss jede Drossel nur 1/16 speichern. MFG
Hallo! Ich mische mich nochmal ein... >>Allerdings bringen 200V zu 250V nicht die riesige Steigerung. >Seh ich auch so. Bei 200 V kann man drüber nachdenken GaN MOSFETs einzusetzen, bei 250 V nicht. Gruß Martin
>Bei 200 V kann man drüber nachdenken GaN MOSFETs einzusetzen, bei 250 V >nicht. Mit entsprechenden Preisen und Single-Source...
Der Mosfet ist nicht alles. Klar hat GaN was Diode (schnell wie SiC), Widerstand, etc betrifft Vorteile. Doch in dieser Anwendungen machen die relativ hohen Ströme den Elementen wie Drossel und speziell dem Kondensator sehr zu schafen. Aber wenn Mehrlevel und Multiphasig, dann auch Synchron ohne eine einzige Diode. (Gibt bereits eine 3-Phasen PFC welche nur aus vielen 100V GaN Fets besteht ;) super Wirkungsgrad mit leicht zu eratendem Nachteil.. Denn größten Vorteil an den zukünftigen GaN Mosfets sehe ich abgsehen von Widerstand an der extrem schnellen Bodydiode. So wird es möglich sein Synchrone PFCs und andere Topologien, wo hart auf die Diode egschaltet wird, mittels 600V (oder mehr) Mosfet zu realisieren (was jetzt den IGBTs vorbehalten ist). Aber dies wird noch bestimmt 3-Jahre dauern bis der erste Hochvolt GaN Mosfet am komerziellen Markt verfügbar ist. MFG
Hi Fralla! Kannst du mir mal den Link zu der 3-Phasen-GaN-PFC schicken? Gruß Martin
>Kannst du mir mal den Link zu der 3-Phasen-GaN-PFC schicken?
Da gibts keinen Link, außer wenn etwas durchgesickert ist ;) (oder
jemand anderes ähnliches gemacht hat) Ist nur ein internes
Forschungsprojekt zur Anwendung von niedervolt GaNs in PFC/Invertern mit
hoher Leistungsdichte(dh auch hoher Wirkungsgrad). Aber Moment noch ohne
Kunde da noch nicht 100% ausgereift, denn es ist nicht so leicht wie es
klingt.
Eines Tages werden Hochvolt Gans den ganzen Spaß unnötig machen und
ablösen.
MFG Fralla
Hi Fralla! Wo muss man denn intern sein, damit man sowas machen darf (PM)? Gruß Martin
Hallo nochmal. Momentan bin ich immer noch am Grübeln, welches Konzept des Systems mir am Besten gefällt. Mal angenommen, ich würde doch eine galvanische Trennung benötigen. Wie würdet ihr so ein System dann geschickterweise aufbauen? Ebenfalls mehrphasig? Phase Shifted Fullbridge? Wie geht man mit dem Regelbereich um?
Immer überlegen, was bei der Bauteilauswahl besonders weh tut. Bei einer Spannnngsgespeistn Brücke (wozu eine Phasenverschobene Brücke wie auch eine gewöhnliche Vollbrücke nun mal zählt) ist es der Pulsförmig Strom am Eingang welcher massiven Filteraufwand zur Folge haben wird. Kommt naürlich auf dene Specs an, wie hoch darfder Stromrippel sein den der Wandler zieht? Die Spannungen sindweniger das Problem. In welchem Arbeitspunkt wird er hauptsächlich betrieben? Bei wenig Last hat eine Phasenverschobene immer einen schlechteren Wirkunsgrad. Wozu ist das ganze eigentlich? Brenstoffzelle oder ähliches? wieso nur 200V am Ausgang? Wenn eine Trennung erforderlich ist, würde ich eine Stromgespeiste Brücke empfehlen. (Hab ich für einen 100V<->400V Busconverter so umgesetzt, 2-Phasig) Der Strom ist kontinuierlich. Das Trafoverhältis grenzt an 1:1 was der Kopplung zu gute kommt. Ist eine häufig vorkommende Toologie, wenn wenig Spannung/viel Strom auf getrennte zwischenkreistaugliche Spannungslevels gebracht werden soll. Meherphasig kann man fast alles machen, ist eine Kosten-Nutze Frage. MFG
Hi Fralla, was genau ist eine Stromgespeiste Brücke? (Brücke mit Stromzwischenkreis?) Zur applikation kann ich leider nichts sagen. Bei einer einstufigen Umsezung sehe ich ein Problem mit dem weiten Eingangsspannungsbereich und dem Wunsch ein kostengünstiges und kompaktes System zu realisieren. Sicher könnte ich mit 150V MOSFETs arbeiten, aber die Spitzenströme Primärseitig sowie die schlechte Ausnutzung des Trafos bei hoher Eingangsspannung gefallen mir nicht wirklich. Daher geht mir momentan ein zweistufiges Konzept durch den Kopf. Erste Stufe ein Boostconverter, dessen Ausgangsspannung nur knapp oberhalb der maximalen Eingangsspannung liegt (<120V). Zweite Stufe könnte ein Vollbrückenwandler mit Trafo zur galvanischen Trennung sein, der mit 50% Tastgrad gefahren wird (starre Kooplung, keine Regelung) evtl. auch weichschaltend. Damit könnte ich als Schalter mit 200V MOSFETs und in der Boost Sektion mit Schottky-Dioden arbeiten. Die Ausgangsspannung wäre flexibel über das Übersezungsverhältnis des Trafo einstellbar. Den Trafo könnte ich maximal ausnutzen, da die Regelung von der vorherigen Stufe erledigt wird. Habt ihr dazu auch eine Meinung?
Muss es doch getrennt sein >Bei einer einstufigen Umsezung sehe ich ein Problem mit dem weiten >Eingangsspannungsbereich und dem Wunsch ein kostengünstiges und >kompaktes System zu realisieren. Was ist daran weit? Für einen Boost wäre das 50%-70% dutycycle, also in einem Bereich wo die Rippleauslöschung noch gut wirkt. Eine Vollbrücke würe bei höchster EIngangsspannung auf 0,6 zurückregeln, ja nicht optimal. >Daher geht mir momentan ein zweistufiges Konzept durch den Kopf. >Erste Stufe ein Boostconverter, dessen Ausgangsspannung nur knapp >oberhalb der maximalen Eingangsspannung liegt (<120V). Das ist ganz schlecht für einen Boost da er bei höchster EIngangsspannung dann kurze Pulse in den Kondensator lädt. >dem Wunsch ein kostengünstiges und kompaktes System zu realisieren Bei einem Zweistufigen Konzept brauchst du einen Zwischenkreiskondensator welcher der Ripple verträgt. Zusätzlich die Hochstromdrossel an der Eingangsseite. Dann einen Übertrager und eine weitere Drossel (mit nicht zu verachtedem Strom) sekundär und Kondensatorn am Ausgang. Ist teuer, groß und die Wirkungsgrad muliplizieren sich. Wenn so eine Topologie, dann den Zwischenkreiskondnsator weglassen und die Ausgangsdrossel ebenso. Es wird also ein Strom in den Taffo eingeprägt (Sromzwischenkreis). Deshalb braucht (oder darf) man am Ausgan keine Induktivität mehr. Man hat sich den Großen Zwischenkreiskondengsator und die Ausgangsdrossel gespart. Den zusätzlichen Boost kann man auch einsparen wenn man durch kurzschließen der Brücke die Einagsdrossel auflädt. Die Dioden Sekundär übernehmen dann die Funktion der Diode im vorgeschalteten Boostwandler. Ich hab mich lange damit beschäftigt eine Topologie für ähnliche Anfoderungen zu suchen und habe erfolgreich eine Merphasige Stromgespeiste Vollbrücke eingesetzt, allerdings deutlich mehr Leistung. Dieses Konzept kommt mit wenig Bauteilen aus und war effizient und damit auch kompakt. War für einen Converter der eine Vanadium-Redox-irgendwas Akku auf 400V wandelte. >was genau ist eine Stromgespeiste Brücke? >(Brücke mit Stromzwischenkreis?) Genau. Nur ist der Stromzwischenkreis gleichzeitig die Drossel am Eingang (und die Booster Drossel). MFG Fralla
Fralla schrieb: > Ich hab mich lange damit beschäftigt eine Topologie für ähnliche > Anfoderungen zu suchen und habe erfolgreich eine Merphasige > Stromgespeiste Vollbrücke eingesetzt, allerdings deutlich mehr Leistung. > Dieses Konzept kommt mit wenig Bauteilen aus und war effizient und damit > auch kompakt. War für einen Converter der eine Vanadium-Redox-irgendwas > Akku auf 400V wandelte. Du scheinst ja echt interessante und abwechslungsreiche Projekte zu machen! Ich dachte Du bist im Stromversorgungsbereich für die Telekommunikation unterwegs... Aber Multilevel und soweiter... Bist du selbständig unterwegs oder war die Erfahrung in mehreren Jobs verteilt? Fralla schrieb: > Wenn so eine Topologie, dann den Zwischenkreiskondnsator weglassen und > die Ausgangsdrossel ebenso. Schaltmuster ist mir glaube ich klar.. machst halt einen Kurzschluss mit der Vollbrücke um die Eingangsdrossel zu magnetisieren, dann öffnet man auf jeder Halbbrücke einen Schalter und der Strom kommutiert auf den Trafo - richtig soweit? Mir ist nicht klar, wie dann auf der Primärseite die Spannung über den Schaltern begrenzt wird. Das kann dann doch eigentlich nur der sekundäre Ausgangskondensator sein, oder?
>Ich dachte Du bist im Stromversorgungsbereich für die Telekommunikation >unterwegs Ja unter anderem, aber nun nicht mehr ganz so direkt. >Bist du selbständig unterwegs oder war die Erfahrung in mehreren Jobs >verteilt? Nein nicht selbstständig. Hab ich auch nicht vor, zumindest nicht jetzt ;) >Schaltmuster ist mir glaube ich klar.. machst halt einen Kurzschluss mit >der Vollbrücke um die Eingangsdrossel zu magnetisieren, dann öffnet man >auf jeder Halbbrücke einen Schalter und der Strom kommutiert auf den >Trafo - richtig soweit? Völlig richtig. >Das kann dann doch eigentlich nur der sekundäre >Ausgangskondensator sein, oder? So ist es. Wenn die Dioden Sekundär Leisten liegt die übersetzte Ausgangsspannung primär an. Die Spannng am Fet wird kleiner als die Ausgangssannung, perfekt! Vorsicht ist geboten wenn die Brückenfets (2) öffnet und der Droselstrom auf die Streuinduktivität trifft. Dann gibts einen Spannungsspitz welchen man mittels Diode in einem Kondensaotr fangen kann. Um die Energie nicht vernichten zu müssen, durch einen kleinen Fet zurückspeisen. Regeln lässt sich das wundebar in average-current-Mode mittels PFC Controller und etwas Logik. Oder einfach einen dsPIC;) Ein weitere Vorteil des Stromzwischenkreises ist, das es keinen fatalen Brückenschluss geben kann. MFG
Fralla schrieb: > Vorsicht ist geboten wenn die Brückenfets (2) öffnet und der Droselstrom > auf die Streuinduktivität trifft. Dann gibts einen Spannungsspitz > welchen man mittels Diode in einem Kondensaotr fangen kann. Um die > Energie nicht vernichten zu müssen, durch einen kleinen Fet > zurückspeisen. Meinst du so wie in Figure 2? http://www.tf.uni-kiel.de/etit/LEA/dl-open/veroeff_2007/epe2007-mohr.pdf
>Meinst du so wie in Figure 2? >http://www.tf.uni-kiel.de/etit/LEA/dl-open/veroeff... Ja ist eine Möglichkeit. MFG
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