Hallo Ich möchte aus einem 120VA (2*18V @ 3,3A) ein Netzteil bauen. Normalerweise kommt hinter den Trafo (beide Wicklungen in Serie = 36V) einfach ein Gleichrichter mit dickem Kondensator dahinter. Das ganze hat aber zwei Nachteile, zum einen läuft die Spannung bei geringer Belastung auf den Spitzenwert hoch (bei dem Trafo gemessen 60V) was Spannungsfeste Kondensatoren erfordert. Zum anderen sind die Peakströme sehr hoch was die maximale Leistung begrenzt. Daher habe ich einen aktiven Gleichrichter gebaut. Er besteht aus einem AVR der die Ansteuerung (natürlich Potenzialgetrennt) übernimmt, sowie aus 4 Mosfets. Die Mosfets sind so verschaltet, dass im ausgeschaltetem Zustand die Bodydioden einen normalen Brückengleichrichter bilden. Der µC steuert nun die Mosfets an, deren Diode grade leitet. Dazu greife ich einfach den Sinus einer Windung ab, und berechne daraus die Schaltzeitpunkte. Das funktioniert auch ganz gut, habe mal mit 80Watt Ohmscher Belastung gemessen, und das Ergebnis ist ein recht sauberer abs(sin(x)). Es wird auch nix warm, außer der Last. Der nächste Schritt ist nun ein LC-Filter. Dieser pendelt sich sowohl im Leerlauf als auch bei Last irgendwo um den Mittelwert ein. Voraussetzung dafür ist aber, dass der strom in beide Richtungen (vom Trafo und zum Trafo) fließen kann, was bei einem aktivem Gleichrichter ja gegeben ist. Damit der LC-Filter nicht zu schwingen anfängt, wenn die Last unglücklicherweise genau mit der Resonanzfrequenz schwankt, ist statt dem C zweimal 0.5 C parallel drin, einer aber mit einem Serienwiderstand. Damit beim Einschalten das ganze nicht erstmal riesige Ströme zieht, ist vor dem Filter ein Widerstand für den "Softstart", welcher ab einer gewissen Kondensatorspannung überbrückt wird. Das Problem ist nur, dass es soweit nicht kommt. Sobald ich alles einschalte (Mosfet Q5 zum überbrücken ist dabei noch aus), läd sich der Kondensator sehr flott (< 1 sek) auf, gleichzeitig fängt der Trafo stark an zu brummen und eine kleine Metallmutter die zufällig daneben lag, fing an zu hüpfen. Außerdem wird sowohl der Trafo als auch die Mosfets Q1-Q4 sehr heiß. Bei diesen Bedingungen ist ein Messen schwer, allerdings muss ich irgenteinen groben Fehler in der Konstruktion drin haben. Daher meine Hoffnung dass einer der Profis hier das sofort sieht. Laut Simulation sollte sich das ganze nach 1-2 Sekunden einpendeln, und nurnoch ein kleiner Blindstrom von ca 1A fließen. MfG Diode
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Diode schrieb: > Dazu greife ich > einfach den Sinus einer Windung ab, und berechne daraus die > Schaltzeitpunkte. Durch die Belastung mit Spule und dickem Ladeelko ergibt sich ein Phasenverschiebung von Strom und Spannung und deine Regelung macht Scheisse und schliesst den Trafo über die MOSFETs kurz. Diode schrieb: > Normalerweise kommt hinter den Trafo (beide Wicklungen in Serie = 36V) > einfach ein Gleichrichter mit dickem Kondensator dahinter. Das ganze hat > aber zwei Nachteile, zum einen läuft die Spannung bei geringer Belastung > auf den Spitzenwert hoch (bei dem Trafo gemessen 60V) was Spannungsfeste > Kondensatoren erfordert. Zum anderen sind die Peakströme sehr hoch was > die maximale Leistung begrenzt. Und wie willst du das mit einem aktiven Gleichrichter ändern? Der sorgt wenn er funktioniert nur dafür daß du nicht den Verlust von 0,7 -0,8V pro Diode hast.
> sowie > aus 4 Mosfets. Die Mosfets sind so verschaltet, dass im ausgeschaltetem > Zustand die Bodydioden einen normalen Brückengleichrichter bilden. IMHO nicht nur im ausgeschalteten Zustand, sondern immer, denn deine Bulkdioden kannst du ja nicht mitsteuern. Der Sinn des zusätzlichen Riesen-Stellgliedaufwandes mit den geschalteten MOSFETs erschließt sich erst mal bei den Leistungen nicht. Verluste könnte man auch durch Leistungs-Schottkys preisgünstiger senken.
Diode schrieb: > Voraussetzung > dafür ist aber, dass der strom in beide Richtungen (vom Trafo und zum > Trafo) fließen kann, was bei einem aktivem Gleichrichter ja gegeben ist. Aha, bin gerade beim Messen amn meinem 'passiven' Brückengleichrichter, da fließt doch tatsächlich nichts mehr in den Trafo zurück. Wenn das mal gut geht...
Diode schrieb: > Das funktioniert auch ganz gut, habe mal mit 80Watt Ohmscher Belastung > gemessen, und das Ergebnis ist ein recht sauberer abs(sin(x)). Es wird > auch nix warm, außer der Last. Denn dann ist auch der Strom in Phase zur Spannung. Und deine Ansteuerung, die auf der Spannung basiert, steuert auch den Strom richtig um. Sobald die Induktivität dazukommt, hat (wie schon gesagt) der Strom mit der Spannung nicht mehr so viel zu tun. Du steuerst aber weiter mit der Spannung den Strom um...
Wenn induktiv, musst du Spannung an der Bodydiode messen und daraus die Gatesignale ableiten. Dreht die Spannung (diese ist sehr klein, wenn der Mosfet eingschaltet ist) dann ausschalten. Sicherer wird es wenn zusätzlich der Draistrom überwacht wird. In Schaltnetzteilen ja schon lange üblich (ja auch in Vollbrückenanordnungen). Synchrongleichrichung kann mit "Self-Driven" Schaltungen recht einfach sein bis hin zu recht komplexen dirskreten, schnellen Steuerschaltungen (zb Kompensation von Anschlussbeinnduktivitäten um Enschaltzeit und damit Effizienz zu steigern). Problematisch ist ja nicht der Normalbetrieb sondern die Sonderfälle wie Kurzschluss, Überlast, Burst-Mode, Surges, etc. Allerdings als Netzgleichrichter hab ich es nur einmal vor einer PFC gesehen. Hat sich allerdings nie durchgesetzt, da die Surgefestigkeit von Hochvoltmosfets (ab600V) niemals an die eines Robusten Netzgleichrichters rannkommt. MFG Fralla
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Die Ohmsche Belastung war nur zum Test ob der Gleichrichter funktioniert. Mir ist klar dass die Induktivität eine Phasenverschiebung bewirkt. Allerdings dürften selbst dann die Bodydioden nicht Leitfähig werden. Wenn man sich den Stromlaufplan anguckt, sind sie immer in Sperrrichtung. und die Recoveryverluste können bei 50 Hz nicht so hoch sein dass die ganze Konstruktion dermaßen viel Strom zieht.
@Fralla Ich habe gehofft, ohne messen der Spannungen über der Bodydiode bzw dem Drainstrom auszukommen, da dies Verluste mit sich bringt und etwas umständlich ist. Geht es den mit Spannungsgesteuertem Gleichrichter garnicht?
Diode schrieb: > Ich habe gehofft, ohne messen der Spannungen über der Bodydiode bzw dem > Drainstrom auszukommen, da dies Verluste mit sich bringt Welche Verluste denn? 10mW bei einem 120VA Trafo? Diode schrieb: > Normalerweise kommt hinter den Trafo (beide Wicklungen in Serie = 36V) > einfach ein Gleichrichter mit dickem Kondensator dahinter. Das ganze hat > aber zwei Nachteile, zum einen läuft die Spannung bei geringer Belastung > auf den Spitzenwert hoch (bei dem Trafo gemessen 60V) was Spannungsfeste > Kondensatoren erfordert. Zum anderen sind die Peakströme sehr hoch was > die maximale Leistung begrenzt. Das Gewurbel ist absolut unverständlich. WAS WILLST DU ERREICHEN? Mit deinem aktiven Gleichrichter ändern sich weder die Peakströme, noch die asymmetrische Belastung des Trafos wenn du ein Ladeelko hast, noch die notwendige max. Spannungsfestigkeit des Ladeelkos, doch des ändert sich, der muss bei deiner Lösung sogar noch etwa 1,5V mehr Spannung abkönnen. Was soll das für ein Netzteil werden? Was willst du mit der aktiven Gleichrichtung verbessern? Oder ist das ganze wieder nur eine 'theoretische Überlegung'?
Udo Schmitt schrieb: > noch die > asymmetrische Belastung des Trafos wenn du ein Ladeelko hast, noch die > notwendige max. Spannungsfestigkeit des Ladeelkos, doch des ändert sich Die Spannung über dem Elko enspricht im eingeschwungenen Zustand aber dem Mittelwert der Eingangsspannung (bei abs(sin(x)) sind das 0.63 * V_in_peak und damit bei 60V (Leerlaufspannung) ca 38V. Durch den Softstart wird ein größeres Überschwingen verhindert und durch den 0.8Ohm Widerstand wird der Filter genug gedämpft um die maximale Spannung zu reduzieren. Selbst wenn man den Filter absichtlich zu schwingen bringt, über 42V kam er in der Simulation nie. Man kann also Ohne Probleme 63V Kondensatoren oder sogar 50V Kondensatoren nehmen. Würde man das ganze mit einem Normalen Brückengleichrichter aufbauen, würde die Spannung im Leerlauf bis auf die Scheitelspannung hochlaufen. Und die liegt nunmal bei 60V. Das müssen die Kondensatoren sowie die Ausgangsstufe aushalten. Das ganze soll später mal ein Schaltnetzteil werden, hinter dem Filter kommt ein Stepdown.
Diode schrieb: > Die Spannung über dem Elko enspricht im eingeschwungenen Zustand aber > dem Mittelwert der Eingangsspannung (bei abs(sin(x)) sind das 0.63 * > V_in_peak und damit bei 60V (Leerlaufspannung) ca 38V. Versteht irgendjemand sonst was Diode da sagen will. Das ist ein ganz normaler Ladeelko oder auch Glättungselko genannt. Auch mit der Drossel davor wird der sich auf die Spitzenspannung aufladen ausser du hast eine Belastung die das verhindert. Aber an einem Netzteil kannst du in der Regel keine Belasung garantieren und eingezeichnet hast du auch keine. Ich denke ich bin hier raus...
Beim Schaltnetzteil kommt der Trafo aber hinter der Gleichrichtung, sonst machst du ja einen entscheidenten Vorteil des Schaltnetzteils zunichte... http://de.wikipedia.org/wiki/Schaltnetzteil
>Ich habe gehofft, ohne messen der Spannungen über der Bodydiode bzw dem >Drainstrom auszukommen, da dies Verluste mit sich bringt und etwas >umständlich ist. Geht es den mit Spannungsgesteuertem Gleichrichter >garnicht? Es fehlt einfach die Strominformation, welche bei ungleich ohmscher belastung aber relavant ist. Im Gegensatz zu Thyrisoren (wo man nicht unbedingt den Strom messen muss wenn ein Stromrichter induktiv Belastet) gehen die Mosfets nicht von Selbst aus.... Die gleiche Problematik gibts bei Resonazwandler (wo auch Sinusströme im Bereich f>100khz Gleichgerichtet) werden auch. Da geht dies ohne DS-Spannunge messen und Stromüberwachung auch nicht (stabil&Effizient), da sich je nach Arbeitspunkt die Phase ändert. Ich versteh immer noch nicht was das die Gleichrichter mit den Peakströmen/Stromform zu tun haben? Die Drossel kann auch vor dem Trafo plaziert werden um den Stromflußwinkel zu erhöhen, Oberwellen zu reduzieren, usw. Ändert aber auch nichts am Gleichrichter. >Das ganze soll später mal ein Schaltnetzteil werden, hinter dem Filter >kommt ein Stepdown. Und warum dann überhaupt ein Netztrafo? MFG Fralla
Diode schrieb: > Geht es den mit Spannungsgesteuertem Gleichrichter garnicht? Doch. Bei rein ohmschen Lasten. Diode schrieb: > Wenn man sich den Stromlaufplan anguckt, sind sie immer in Sperrrichtung. Du siehst dir immer nur die Spannung an. Die ist aber komplett uninteressent, denn du willst ja den Strom umschalten!
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Genau genommen wird es ein sekundär getaktetes Netzteil, an ein echtes primär getaktetes traue ich mich noch nicht ran ;) Udo Schmitt schrieb: > Diode schrieb: >> Die Spannung über dem Elko enspricht im eingeschwungenen Zustand aber >> dem Mittelwert der Eingangsspannung (bei abs(sin(x)) sind das 0.63 * >> V_in_peak und damit bei 60V (Leerlaufspannung) ca 38V. > > Versteht irgendjemand sonst was Diode da sagen will. gut, ich hab mich da wohl etwas unglücklich ausgedrückt. Grundproblem ist folgendes, ich habe diesen 120VA Trafo rumstehen und möchte damit gerne ein Netzteil bauen. Auf der Sekundärseite zu arbeiten ist um einiges einfacher als auf der Primärseite. Natürlich möchte ich die 120VA auch möglichst ausnutzen. Wenn man aber eine "normale" Gleichrichtung nutzt, hat man hohe Peakströme. Hohe Peakströme erhöhen aber die RMS-Belastung des Trafos und senken den Wirkungsgrad. Dies liegt an dem zu geringen Stromflusswinkel. Kann man durch eine Drossel lösen, allerdings kann ein LC-Filter überschwingen. Wenn ein Sprung von Volllast auf Leerlauf erfolgt, was bei einem Netzteil nix ungewöhnliches ist, läd die Drossel den Kondensator noch weiter auf. Mache ich den Kondensator größer, Steigen die Peakströme an. Alles nicht so ideal. Auf die Gefahr dass ich es nocheinmal sage, aber die Kondensatoren müssen im Leerlauf die Spitzenspannung aushalten. Hier mal ein Vergleich der beiden Schaltungen (stark vereinfacht), jeweils unter Volllast (Durchschnittsleistung ~120W) und im Leerlauf. Die beiden Stromkurven sind von der Sekundärseite, hier durch eine einfache Sinusquelle modelliert. (Simulation unter http://tinyurl. com/7kq3slp (getrennt wegen Spamwarnung)) Ich verstehe immernoch nicht, wie die Bodydioden leiten können, wenn an ihnen immer eine Sperrspannung anliegt (außer im sehr kurzen Umschaltmoment). Was ist an meiner Simulation falsch, da ich sie nicht zum leiten bekommen habe? So, ich hoffe das ganze ist jetzt etwas klarer :) MfG Diode
Diode schrieb: > (Simulation unter http://tinyurl. com/7kq3slp (getrennt wegen > Spamwarnung)) > Leider keine LTspice Simulation. > Ich verstehe immernoch nicht, wie die Bodydioden leiten können, wenn an > ihnen immer eine Sperrspannung anliegt (außer im sehr kurzen > Umschaltmoment). Was ist an meiner Simulation falsch, da ich sie nicht > zum leiten bekommen habe? > > So, ich hoffe das ganze ist jetzt etwas klarer :) > Nö! Prinzipiell leitet die Body-Diode immer, egal wie das Gate angesteuert wird! Es muß nur die Source ca. 0,6V positiver als die Drain sein. Diese Diode ist in den üblichen Power-MOSFETs immer als Dreckeffekt mit drinnen. Ist in diesem Zustand das Gate ausreichen positiv, dann wird faktisch der MOSFET intern parallelgeschaltet und da er niederohmiger als die Diode ist, wird er den Strom übernehmen. Die Spannung D-S wird dann also nahe Null sein - entsprechend dem RDSon. Prinzipiell ist der MOSFET selbst praktisch völlig symmetrisch wenn man die Strecke D-S betrachtet - die Stromrichtung also egal. Aus herstellungstechnischen Gründen ist aber real eine extra sogenannte Body-Diode vorhanden. Das Problem bei der Body-Diode ist in schnellen Schaltungen die lange Erholzeit bis die Ladungsträger wieder alle abgeflossen sind. trr bei Dioden genannt. Dein Brückengleichrichter sollte also auch bei alle VGS=0 wie ein normaler Diodengleichrichter funzen. Der Wirkungsgrad ist allerdings schlechter als der von Schottky-Gleichrichtern. Macht deine Simulation was anders? Zumindest in LTspice sollte es funzen. Notfalls mußt du die MOSFETs modellnamenmäßig benennen, also nicht das generische Modell benutzen. Ansonsten ist dein Simulator schlicht zu simpel gestrickt. Ich würde sagen, fast unbrauchbar.
Abdul K. schrieb: > Es muß nur die Source ca. 0,6V positiver als die Drain sein. genau! Wenn man sich aber nochmal das bild "circuit3.png" anguckt, (gelbe Pfeile geben an in welche Richtung die Spannung abfällt) sieht man doch dass die Spannung niemals -0.6V betragen kann? Abdul K. schrieb: > Macht deine Simulation was anders? Zumindest in LTspice sollte es > funzen. Notfalls mußt du die MOSFETs modellnamenmäßig benennen, also > nicht das generische Modell benutzen. > > Ansonsten ist dein Simulator schlicht zu simpel gestrickt. Ich würde > sagen, fast unbrauchbar. Mit LTSpice kam ich aufs selbe Ergebnis, siehe Anhang. Am Ausgang des Gleichrichters gegen Masse gemessen ist immernoch ein gleichgerichteter Sinus zu sehen, völlig egal was für ein Strom fließt. (Draft 12: Unbelastet, Draft 13: Belastet nach 3 Sekunden, geplant waren ca 10Ohm Belastung, allerdings ist ein SWITCH in LTSpice zu langsam, auch die Currentsource hat sich irgentwann aufgehangen. Es soll einfach nur nach ca 3Sek ein Strom von ~3.3A fließen).
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Hier nochmal ausführlich simuliert. Der Ladewiderstand wird nach 3 Sekunden überbrückt und gleichzeitig eine Last drangehängt. Der Trafo muss nurnoch die vorgeladenen Kondensatoren laden. Danach wird er mit einem RMS-Strom von 3,5A belastet. Das sollte er ohne Probleme aushalten (Gehäuse incl. Trafo wird später gekühlt) MfG Diode
Diode schrieb: > Natürlich möchte ich > die 120VA auch möglichst ausnutzen. Wenn man aber eine "normale" > Gleichrichtung nutzt, hat man hohe Peakströme. Hohe Peakströme erhöhen > aber die RMS-Belastung des Trafos und senken den Wirkungsgrad. Und genau dazu wurde die aktive PFC erfunden. http://de.wikipedia.org/wiki/Power_Factor_Correction Vor allen brauchst du da diese riesige Drossel nicht. Da kommst du mit kleineren aus.
Helmut Lenzen schrieb: > Und genau dazu wurde die aktive PFC erfunden. Richtig, aber eine PFC ist wieder Primärgetaktet. Und den Trafo kann ich dann auch nicht mehr verwenden.
Diode schrieb: > Richtig, aber eine PFC ist wieder Primärgetaktet. Und den Trafo kann ich > dann auch nicht mehr verwenden. Noe. Man kann eine PFC auch auf der Sekundaerseite des Trafos durchfuehren.
Nagut, da hast du recht. Allerdings löst das nicht das Problem dass es in der Simulation funktioniert und in der Realität nicht. Die Drossel sättigt erst bei 6A, d.h. an ihr kann es schonmal nicht liegen. Der Wert wird zwar kurzzeitig überschritten aber danach nicht erreicht.
Nun vergiss mal die Simulation. In der Simulation bau ich dir auch einen Verstaerker der von DC bis 10GHz geht und dann bau den mal wirklich. Eine Simulation ist nur so gut wie die Modelle die ihr zu Grunde liegen. In der Wirklichkeit muss deine Schaltung spielen.
PFC geht auch hinter dem Trafo, nur wird dadurch die Spannung noch einmal etwas (20-25%) höher. Mit der Drossel könnte man ggf. eine passive PFC machen. Damit wird die Spannung bei Belastung niedriger im Leerlauf hat die Drossel aber fast keinen Einfluss. Um die Elkos für mehr Spannung kommt man also kaum herum.
Diode schrieb: > Allerdings löst das nicht das Problem dass es > in der Simulation funktioniert und in der Realität nicht. Die Drossel > sättigt erst bei 6A, d.h. an ihr kann es schonmal nicht liegen. Der Wert > wird zwar kurzzeitig überschritten aber danach nicht erreicht. Der Teil der Schaltung der in der Simulation funktioniert, mag stimmen. Aber wenn du nur einen Mosfet zur falschen Zeit aufmachst (weil sich dein AVR zB. vermessen hat), schließt du den Trafo kurz, und das scheint zu passieren (Trafo brummt)
Maik M. schrieb: > Aber wenn du nur einen Mosfet zur falschen Zeit aufmachst (weil sich > dein AVR zB. vermessen hat), schließt du den Trafo kurz, und das scheint > zu passieren (Trafo brummt) hmmm das könnt ich mal versuchen nachzumessen. Danke für den Tipp.
Diode schrieb: > Maik M. schrieb: >> Aber wenn du nur einen Mosfet zur falschen Zeit aufmachst (weil sich >> dein AVR zB. vermessen hat), schließt du den Trafo kurz, und das scheint >> zu passieren (Trafo brummt) > > hmmm das könnt ich mal versuchen nachzumessen. Danke für den Tipp. Den Tipp hast du vor 4! Tagen schon mal bekommen: Udo Schmitt schrieb: > Durch die Belastung mit Spule und dickem Ladeelko ergibt sich ein > Phasenverschiebung von Strom und Spannung und deine Regelung macht > Scheisse und schliesst den Trafo über die MOSFETs kurz.
Diode schrieb: > Hier nochmal ausführlich simuliert. Der Ladewiderstand wird nach 3 > Sekunden überbrückt und gleichzeitig eine Last drangehängt. Der Trafo > muss nurnoch die vorgeladenen Kondensatoren laden. Danach wird er mit > einem RMS-Strom von 3,5A belastet. Das sollte er ohne Probleme aushalten > (Gehäuse incl. Trafo wird später gekühlt) > Vielleicht liegts einfach an mangelnden Kenntnissen oder du bist einfach nur faul. Deine Simulation ist ja fürchterlich! Völlig unübersichtlich! Also, nachdem ich da mal a bisserl aufgeräumt habe. Was mir gleich auffiel, ist die fehlende Totzeit für die MOSFETs. Da habe ich mal 100us Totzeit reingemacht. Außerdem hat LTspice Probleme in der Simulation zu konvergieren. Da ist für Anfänger undurchsichtig. Also habe ich an den passiven Bauelementen noch sinnvollere parasitäre Elemente eingefügt. Jetzt rennt es ausreichend schnell. Nun habe ich mir die Spannung D-S an einem MOSFET angesehen. Und tatsächlich: In der Totzeit ergeben sich ca. -0,4V und sobald der MOSFET invers eingeschaltet wird, zeigt er wieder seinen typischen RDS. Dann gibts natürlich noch heftige D-S Spitzen von über 80V in der Totzeit, weil du keine Snubber drin hast. Also wo ist dein Problem? Die Simulation scheint zu gehen. Es liegt wohl an deinem realen Aufbau.
Udo Schmitt schrieb: > Den Tipp hast du vor 4! Tagen schon mal bekommen: > > Udo Schmitt schrieb: >> Durch die Belastung mit Spule und dickem Ladeelko ergibt sich ein >> Phasenverschiebung von Strom und Spannung und deine Regelung macht >> Scheisse und schliesst den Trafo über die MOSFETs kurz. Schon, aber der Fehler sollte auf Grund einer Phasenverschiebung auftreten, die ja wohl egal ist, da es in seiner Simulation funzt: Abdul K. schrieb: > Also wo ist dein Problem? Die Simulation scheint zu gehen. Es liegt wohl > an deinem realen Aufbau. Ich löte das ganze nochmal aus und mache einen fliegenden Aufbau. Der Gleichrichter scheint jedenfalls korrekt zu arbeiten. Abdul K. schrieb: > Außerdem hat LTspice Probleme in der Simulation zu konvergieren. Ist bei mir nicht aufgetreten. Die Simulation war ja nur zum vergewissern, dass die Dioden nicht durchschalten. Während der Totzeit klar, aber das ist noch um Größenordnungen kürzer als eine Halbwelle. MfG Diode
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