Hallo, ich denke gerade darüber nach ein Schaltnetzteil selber zu bauen. Nun gibt es ja Hersteller, die fertige Schaltnetzteil-Controller herstellen, wie z.B. den TEA1733 von NXP. Genau bei diesem Hersteller gibt es auf dieser Seite http://nxp.transim.com/fb/design.aspx#General_InputSpecifications auch ein Berechnungs-Tool zur Auslegung der gesamten Schaltung. Ich hab jetzt mal spaßeshalber die ersten Schritte des Berechnungs-Tools durchgemacht, wenn man dann allerdings das Schematic anschauen will, verlangt das Programm eine Registrierung. Da ich nirgends einen Hinweis auf ein kostenloses Tool bzw. eine kostenlose Registrierung finden kann, wollte ich mal hier im Forum nachfragen ob sich schon jemand wegen dieses Tools bei NXP registriert hat und deswegen weiß ob die Registrierung bzw. die Verwendung des Tools kostenlos ist? Im Prinzip sollte man ja meinen, dass NXP sein Geld mit dem Verkaufen der Chips macht und dieses Tool nur zur Verbesserung des Absatzes bereitstellt. Aber wozu ist denn da generell eine Registrierung notwendig? Außerdem würden mich noch eventuelle Erfahrungen mit diesem Schaltungsauslegungs-Tool interessieren. Schöne Grüße Lars
Lars schrieb: > kostenlose Registrierung finden kann Musst Dich über die Homepage hangeln: - Unten links auf "NXP" klicken. - Oben auf "my.NXP" klicken. - Im Menü links auf "register" klicken.
Philipp K. schrieb: > Lars schrieb: >> kostenlose Registrierung finden kann > > Musst Dich über die Homepage hangeln: > - Unten links auf "NXP" klicken. > - Oben auf "my.NXP" klicken. > - Im Menü links auf "register" klicken. Wo ich mich registrieren kann weiß ich bereits. meine Frage war aber ob die Registrierung bzw. das Benutzen des Berechnungs-Tools etwas kosten. Gruß
Lars schrieb: > Genau bei diesem Hersteller gibt es auf dieser Seite [...] > auch ein Berechnungs-Tool zur Auslegung der gesamten Schaltung. Dir ist noch nicht aufgefallen, dass diese ganzen "Quickrechner" da eine Schaltungssimulation nicht ersetzen können? Die Einzigen, die da eine vernünftige Lösung anbieten, sind LT und TI(deren Onlinequickrechner hasse ich ebenfalls). Und LT-Spice benutze ich wirklich gern, auch mit "fremden" ICs. TINA-TI ist auch ganz nett.
Joachim минифлоть schrieb: > Dir ist noch nicht aufgefallen, dass diese ganzen "Quickrechner" da eine > Schaltungssimulation nicht ersetzen können? > Die Einzigen, die da eine vernünftige Lösung anbieten, sind LT und > TI(deren Onlinequickrechner hasse ich ebenfalls). Und LT-Spice benutze > ich wirklich gern, auch mit "fremden" ICs. TINA-TI ist auch ganz nett. Sind die Quickrechner wirklich so schlecht? Ich hätte jetzt eigentlich schon erwartet, dass die Ergebnisse des Quickrechners recht zuverlässig sind. Ich bin auch ein Fan von LTSpice und würde auch liebend gerne die ganze Schaltung erst mal simulieren bevor ich sie aufbaue. Nur leider kann ich nirgends ein spice Modell für den TEA1733 finden. NXP scheint ja der einzige Hersteller dieses ICs zu sein und der stellt aber kein spice Modell für diesen IC zur Verfügung. Aber wenn mir hier jemand im Forum ein spice Modell für diesen IC gibt dann nehm ich das natürlich sehr gerne. Gruß
Leider ist der Zuspruch für diesen Thread bisher noch nicht so groß. Wenn das Design Tool wirklich nicht so gut funktioniert, wäre es vielleicht doch zu überlegen einen Controller zu nehmen zu dem es auch ein LT Spice Modell gibt. Ich hab heut mal ne Weile im Internet nach einer Alternative zum TEA1733 gesucht (hauptsächlich bei Linear Technology), aber entweder waren die Controller nur für sehr kleine Eingangsspannungen geeignet oder sie hatten eine zu große Ruheleistungsaufnahme. Mein Ziel ist nämlich ein Schaltnetzteil mit Sperrwander mit einer Ruheleistungsaufnahme von höchstens 100mW zu bauen. Eingangsspannung sollen 230V Netzspannung sein und Ausgangsspannung 19V DC, wobei der Wert der Ausgangsspannung nicht so entscheidend ist. Hat so etwas hier in der Richtung schon mal jemand gemacht und dazu eine LT Spice Simulation gemacht? Hab das Forum heut schon mal danach abgesucht bin aber nicht richtig fündig geworden. Gruß
Lars schrieb: > dass die Ergebnisse des Quickrechners recht zuverlässig > sind. Da sieht immer alles super aus. Als grober Vergleich im Preis und genereller Leistungsfähigkeit, evtl. Platinenflächen-Bedarf ist das schon OK. Da sieht man mal, wie sehr man sich von einem "Ladenschild" blenden lassen kann. Aber mal so zum Vergleich: Würdest du dir von einem Auto, was du dir kaufen willst, nur Fotos zeigen lassen(Quickrechner) oder würdest du dem heutigen Stand der Technik auch Videos ansehen(Schaltungssimulation), bevor du dann einen Termin zur Probefahrt(Prototypennbau und Vermessung) machst?
19V für einen Laptop? Dann kannst du die 100mW doch vergessen bei 60W und mehr. Gehen im Rauschen unter. Allein das Messen wird schon schwierig!! Eventuell tuts auch ein diskretes Design. Oder du findest ein abkupferlohnendes China-Teil. Wenn du es messen könntest ;-) Dann brauchst du noch ein SPICE-Modell des Sperrwandlertrafos. Die nächste große Hürde! Oder einfach mal NXP nach einem SPICE-Modell fragen. Vielleicht wollen sie auch keines rausgeben und deswegen die Sim. Bei großen Firmen weiß man das aber nie so recht. Da ist oft der Körper eine multiple Angelegenheit. Stückzahlen helfen da!
Lars schrieb: > Nur leider kann ich > nirgends ein spice Modell für den TEA1733 finden. Ich hab mir mal das Datenblatt angesehen. Mit Blockschaltbild und den ganzen Innereien, Kennlinien aus dem Datenblatt usw. könnte man sogar ein Verhaltens-Modell selbst bauen. Oder einfach mal nett den Support fragen? Muss ja nur ein Modell mit Verhaltendbeschreibung sein :) Schau dir von TI auch mal den TPS40210 und bei LT die LT3757 und LT3758 an. Können ähnliche Sachen und sind auch ziemlich winzig :)
Abdul K. schrieb: > 19V für einen Laptop? Dann kannst du die 100mW doch vergessen bei 60W > und mehr. Gehen im Rauschen unter. Allein das Messen wird schon > schwierig!! Ja, genau da soll es später einmal eingesetzt werden. Die 100mW möchte ich mir halt als kleines Nebenziel setzen, weil ich ein Netzteil bauen möchte, dass im Standby-Betrieb wenig Strom benötigt, was mit modernen Controllern ja möglich sein sollte. Der stromsparende Standby-Betrieb ist ja gerade bei einem Laptop ganz nett, weil das Netzteil ja des öfteren eingesteckt, wenn der Laptop heruntergefahren ist Joachim минифлоть schrieb: > Schau dir von TI auch mal den TPS40210 und bei LT die LT3757 und LT3758 > an. Können ähnliche Sachen und sind auch ziemlich winzig :) Diese beiden ICs habe ich mir heute schon mal angeschaut. Wenn ich die Datenblätter aber richtig verstanden habe, sind beide ICs nur für Schaltnetzteilschaltungen mit kleineren Eingangsspannungen geeignet. Ich möchte ja in meinem Fall eine Schaltung bauen, welche im Zwischenkreis 325V hat. Gruß
Lars schrieb: > Ich möchte ja in meinem Fall eine Schaltung bauen, welche im > Zwischenkreis 325V hat. Datenblatt schrieb: > Large input voltage range (12 V to 30 V) Nanu? Schau dir nochmal genau an, woher die Spannung im Betrieb und vor dem Start herkommt. Ähnlich wie im NXP-Datenblatt kann mans auch mit dem TI TPS40210 oder dem LT3758 machen...
Bei ST gibts noch den hier: http://www.st.com/internet/analog/product/65518.jsp Hoffentlich geht der Link...
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Schaltungsentwurf.PNG
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Joachim минифлоть schrieb: > Nanu? Schau dir nochmal genau an, woher die Spannung im Betrieb und vor > dem Start herkommt. Das ist mir ehrlich gesagt noch nicht so ganz klar. Ich würde sagen, dass der Controller seine Versorgungsspannung zuerst über den 1M Ohm Widerstand (R3 im Datenblatt) bezieht und dann nach Schalten des MOSFETs seine Spannung über die zusätzliche Transformatorwicklung bezieht. Nur ist der ganze Anschluss des Vcc Pins des TEA1733 in den Beispielschaltungen von Datenblatt und Application Note recht unterschiedlich gemacht, was mich momentan noch sehr verwirrt. Joachim минифлоть schrieb: > Ähnlich wie im NXP-Datenblatt kann mans auch mit dem > TI TPS40210 oder dem LT3758 machen... Diesem Vorschlag bin ich jetzt mal nachgegangen und habe versucht in LTSpice das ganze mit dem LT3758 zu machen, in dem ich die Schaltung sehr nach der Schaltung vom Datenblatt des TEA1733 aufbaue (siehe Anhang). Leider ist mein Schaltungsentwurf bisher noch nicht so erfolgreicht. Zum Einen ist die Spannung am Vin Pin noch viel zu klein (ca. 1,5V und schwingend) und zum Anderen schaffe ich es nicht auch mit unterschiedlichen Spannungsteilerentwürfen die Spannung am SHDN Pin auf einen Wert größer 1,2V zu bringen. Im angehängten Schaltungsentwurf beträgt die Spannung an diesem Pin gerade 0V. Getaktet wird der MOSFET deswegen natürlich auch noch nicht. Jetzt ist mir noch was anderes aufgefallen. Und zwar hat mir immer noch niemand hier im Forum bestätigt, dass die Registrierung bei NXP bzw. das Benutzen des Flyback SMPS Design Tools kostenlos ist. Weil wenn das kostenlos wäre, würde mir das eventuell auch ausreichen und ich könnte auf eine Simulation der Schaltung verzichten. Gruß
Lars schrieb: > Zum Einen ist die Spannung am Vin Pin noch viel zu klein (ca. 1,5V und > schwingend) Probier mal folgendes:
1 | +325V o---*---------*-------> Weiter zum Übertrager |
2 | | | |
3 | R1 | |
4 | | |/ |
5 | *---R2--| Q1 |
6 | _|_ |\e |
7 | / D2 | D1 |
8 | /_\ +--|>|--*--> VCC des IC |
9 | | | |
10 | | R3 |
11 | | | |
12 | | +-------*--> N_SHDN |
13 | | | |
14 | | |/ |
15 | *-------| Q2 |
16 | | |\e |
17 | R3 | |
18 | | | |
19 | GND o---*---------*-----> GND der Schaltung |
Nach dem Einstecken versorgt sich der Regler über Q1, bis über die dritte Wicklung eine Eigenversorgung möglich ist und dort die Spannung sicher größer als die Z-Spannung von D2 + Vbe(Q2) ist. Fallen die 325V weg, hört der IC auf zu Takten, da in Q2 kein Basisstrom mehr fließt und der Pin nun auf das "bisschen" Verbleibende VCC gezogen wird. Vielleicht ist in Reihe zu R2 noch eine Diode nötig. Q1 muss ein VCE_Breakdown größer als 325V haben. Wie viel ist deine Entscheidung. Sicher kann man die Schaltung auch noch abspecken. Vorteil: Nach dem Start brauchts nur noch Verlustleistung in R1. R1 kann also größer sein, als für einen direkten Betrieb über einen Vorwiderstand nötig wäre.
@Joachim: Meinst du mit "Weiter zum Übertrager", dass ich den Anschluss an die Übertragerspule anschließen soll, welche mit dem MOSFET geschaltet wird, oder meinst du die dritte Transformatorwicklung? Gruß
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Ich hab jetzt mal Joachims Schaltungsvorschlag genommen, noch ein wenig abgeändert und in meine Schaltung mit eingebaut. Ich habe nun das Gefühl, dass die Schaltung prinzipiell richtig arbeiten würde, nur leider arbeitet die Simulation nach 1ms Simulationszeit nur noch mit rund 150 ps/s, so dass die Simulation im Prinzip komplett hängen bleibt. Von der Schaltung habe ich ein Bild sowie das Simulationsfile mitangehängt. Vielleicht will sich mal jemand hier versuchen, die Simulation zu beschleunigen. Nach einem Transistor mit Vce,max > 325V habe ich im LTSpice gesucht, nur leider keinen gefunden. Aus diesem Grund verwende ich vorläufig einen idealen Transistor für Q4 in meiner Schaltung. Noch was: Auch wenn ich mich ungern wiederhole würde ich doch gerne noch von jemand bestätigt haben, dass die Registrierung bei NXP und die Nutzung des Schaltnetzteil Flyback SMPS Design Tool absolut kostenlos sind. Gruß
Hast es schon richtig verstanden. R6 ist mit 10k ein bisschen klein. Für einen Dauerhaft möglichen Betrieb sollte die Spannung an L3 größer werden als das, was der billige Transistorlinearregler hergibt. Das wird nicht unbedingt gehen, da die Sekundärspule dieselbe Induktivität hat. Bei so guter Kopplung kommt da als Regler-Eigenversorgung nicht mehr als am Ausgang an. Ich habe gerade bemerkt, die Invertierung mit Q5 ist garnicht nötig. Häng die Z-Diode mit der Anode direkt an GND, den N_SHDN über 67k an die Kathode. Ist ja ein Nicht-Shutdown, also muss er doch an VCC. Where's my head? Beim TI ist es andersrum... R10, R11 können dann natürlich auch weg. Lars schrieb: > Nach einem Transistor mit Vce,max > 325V habe ich im LTSpice gesucht, > nur leider keinen gefunden. Aus diesem Grund verwende ich vorläufig > einen idealen Transistor für Q4 in meiner Schaltung. Spice-Modelle, auch zu Äquivalenztypen, findest du z.B. bei Onsemi. Wenn du also nen schönen hast, einfach ein Spice-Modell suchen, als Direktive irgendwo auf den Schaltplan klatschen("S" drücken) und beim Transistor manuell diesen Typ eintragen.
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So, jetzt hab ich mal nochmal Joachims Vorschläge umgesetzt. Prinzipiell könnte die Schaltung (im Anhang als Bild und Simulationsfile) nun funktionieren, nur leider arbeitet die Simulation ab dem Punkt wo das Gate zum ersten Mal getaktet wird so langsam, dass es wohl einen ganzen Tag dauern würde, bis ich ein richtiges Simulationsergebnis sehen könnte. Vielleicht hat ja jemand hilfreiche Tipps für ne Beschleunigung der Simulation. Noch was: Auch wenn ich mich ungern wiederhole würde ich doch gerne noch von jemand bestätigt haben, dass die Registrierung bei NXP und die Nutzung des Schaltnetzteil Flyback SMPS Design Tool absolut kostenlos sind. Gruß
Ach ja, bevor ich es vergesse. Nachdem die Simulation eine Weile läuft kommt immer diese seltsame Fehlermeldung:
1 | Circuit: * C:\Dokumente und Einstellungen\Andi\Eigene Dateien\LTspiceIV\LT3758_flyback-1.asc |
2 | |
3 | WARNING: Node U2:N003 is floating. |
4 | |
5 | Direct Newton iteration failed to find .op point. (Use ".option noopiter" to skip.) |
6 | Starting Gmin stepping |
7 | Gmin = 10 |
8 | Gmin = 1.07374 |
9 | Gmin = 0.115292 |
10 | Gmin = 0.0123794 |
11 | Gmin = 0.00132923 |
12 | Gmin = 0.000142725 |
13 | Gmin = 1.5325e-005 |
14 | Gmin = 1.6455e-006 |
15 | Gmin = 1.76685e-007 |
16 | Gmin = 1.89714e-008 |
17 | Gmin = 2.03704e-009 |
18 | Gmin = 2.18725e-010 |
19 | Gmin = 2.34854e-011 |
20 | Gmin = 2.52173e-012 |
21 | Gmin = 2.70769e-013 |
22 | Gmin = 0 |
23 | Gmin stepping succeeded in finding the operating point. |
24 | |
25 | Ignoring empty pin current: Ix(u1:5) |
26 | Ignoring empty pin current: Ix(u1:5) |
27 | Heightened Def Con from 0.0012613 to 0.0012613 |
28 | Heightened Def Con from 0.0012613 to 0.00126131 |
29 | Heightened Def Con from 0.00126131 to 0.00126131 |
30 | Heightened Def Con from 0.00126131 to 0.00126131 |
31 | Heightened Def Con from 0.00126131 to 0.00126131 |
32 | Heightened Def Con from 0.00126131 to 0.00126131 |
33 | Heightened Def Con from 0.00126131 to 0.00126131 |
34 | Heightened Def Con from 0.00126131 to 0.00126131 |
35 | Heightened Def Con from 0.00126131 to 0.00126131 |
36 | Heightened Def Con from 0.00126131 to 0.00126132 |
37 | Heightened Def Con from 0.00126132 to 0.00126132 |
38 | Heightened Def Con from 0.00126132 to 0.00126132 |
39 | Heightened Def Con from 0.00126132 to 0.00126132 |
40 | Heightened Def Con from 0.00126132 to 0.00126132 |
41 | Heightened Def Con from 0.00126132 to 0.00126132 |
42 | Heightened Def Con from 0.00126132 to 0.00126132 |
43 | Heightened Def Con from 0.00126132 to 0.00126132 |
44 | Heightened Def Con from 0.00126132 to 0.00126133 |
45 | Heightened Def Con from 0.00126133 to 0.00126133 |
46 | Heightened Def Con from 0.00126133 to 0.00126133 |
47 | Heightened Def Con from 0.00126133 to 0.00126133 |
48 | Heightened Def Con from 0.00126133 to 0.00126133 |
49 | Heightened Def Con from 0.00126133 to 0.00126133 |
50 | Heightened Def Con from 0.00126133 to 0.00126133 |
51 | Heightened Def Con from 0.00126133 to 0.00126133 |
52 | Heightened Def Con from 0.00126133 to 0.00126133 |
53 | Heightened Def Con from 0.00126133 to 0.00126133 |
54 | Heightened Def Con from 0.00126133 to 0.00126133 |
55 | Heightened Def Con from 0.00126133 to 0.00126133 |
56 | Heightened Def Con from 0.00126133 to 0.00126133 |
57 | Heightened Def Con from 0.00126133 to 0.00126134 |
58 | Heightened Def Con from 0.00126134 to 0.00126134 |
59 | Heightened Def Con from 0.00126134 to 0.00126134 |
60 | Heightened Def Con from 0.00126134 to 0.00126134 |
61 | Heightened Def Con from 0.00126134 to 0.00126134 |
62 | Heightened Def Con from 0.00126134 to 0.00126134 |
63 | Heightened Def Con from 0.00126134 to 0.00126134 |
64 | Heightened Def Con from 0.00126134 to 0.00126134 |
65 | Heightened Def Con from 0.00126134 to 0.00126134 |
66 | Heightened Def Con from 0.00126134 to 0.00126134 |
67 | Heightened Def Con from 0.00126134 to 0.00126134 |
68 | Heightened Def Con from 0.00126134 to 0.00126134 |
69 | Heightened Def Con from 0.00126134 to 0.00126134 |
70 | Heightened Def Con from 0.00126134 to 0.00126134 |
71 | Heightened Def Con from 0.00126134 to 0.00126134 |
72 | Heightened Def Con from 0.00126134 to 0.00126134 |
73 | Heightened Def Con from 0.00126134 to 0.00126135 |
74 | Heightened Def Con from 0.00126135 to 0.00126135 |
75 | Heightened Def Con from 0.00126135 to 0.00126135 |
76 | Heightened Def Con from 0.00126135 to 0.00126135 |
77 | Heightened Def Con from 0.00126135 to 0.00126135 |
78 | Heightened Def Con from 0.00126135 to 0.00126135 |
79 | Heightened Def Con from 0.00126135 to 0.00126135 |
80 | Heightened Def Con from 0.00126135 to 0.00126135 |
81 | Heightened Def Con from 0.00126135 to 0.00126135 |
82 | Heightened Def Con from 0.00126135 to 0.00126135 |
83 | Heightened Def Con from 0.00126135 to 0.00126135 |
84 | Heightened Def Con from 0.00126135 to 0.00126135 |
85 | Heightened Def Con from 0.00126135 to 0.00126135 |
86 | Heightened Def Con from 0.00126135 to 0.00126135 |
87 | Heightened Def Con from 0.00126135 to 0.00126135 |
88 | Heightened Def Con from 0.00126136 to 0.00126136 |
89 | Heightened Def Con from 0.00126136 to 0.00126136 |
90 | Heightened Def Con from 0.00126136 to 0.00126136 |
91 | Heightened Def Con from 0.00126136 to 0.00126136 |
92 | Heightened Def Con from 0.00126136 to 0.00126136 |
93 | Heightened Def Con from 0.00126136 to 0.00126136 |
94 | Heightened Def Con from 0.00126136 to 0.00126136 |
95 | Heightened Def Con from 0.00126136 to 0.00126136 |
96 | Heightened Def Con from 0.00126136 to 0.00126136 |
97 | Heightened Def Con from 0.00126136 to 0.00126136 |
98 | Heightened Def Con from 0.00126136 to 0.00126137 |
99 | Heightened Def Con from 0.00126137 to 0.00126137 |
100 | Heightened Def Con from 0.00126137 to 0.00126137 |
101 | Heightened Def Con from 0.00126137 to 0.00126137 |
102 | Heightened Def Con from 0.00126137 to 0.00126137 |
103 | Heightened Def Con from 0.00126137 to 0.00126137 |
104 | Heightened Def Con from 0.00126137 to 0.00126137 |
105 | Heightened Def Con from 0.00126137 to 0.00126137 |
106 | Heightened Def Con from 0.00126137 to 0.00126137 |
107 | Heightened Def Con from 0.00126137 to 0.00126137 |
108 | Heightened Def Con from 0.00126137 to 0.00126137 |
109 | Heightened Def Con from 0.00126137 to 0.00126137 |
110 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
111 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
112 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
113 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
114 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
115 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
116 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
117 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
118 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
119 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
120 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
121 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
122 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
123 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
124 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
125 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
126 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
127 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
128 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
129 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126138 |
130 | Heightened Def Con from 0.00126138 to 0.00126139 |
131 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
132 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
133 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
134 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
135 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
136 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
137 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
138 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
139 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
140 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
141 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
142 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
143 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
144 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
145 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
146 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
147 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
148 | Heightened Def Con from 0.00126139 to 0.00126139 |
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376 | Heightened Def Con from 0.00126151 to 0.00126151 |
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408 | Heightened Def Con from 0.00126152 to 0.00126152 |
409 | Heightened Def Con from 0.00126152 to 0.00126152 |
410 | Heightened Def Con from 0.00126152 to 0.00126152 |
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461 | Heightened Def Con from 0.00126152 to 0.00126152 |
462 | Heightened Def Con from 0.00126152 to 0.00126152 |
463 | Heightened Def Con from 0.00126152 to 0.00126152 |
464 | Heightened Def Con from 0.00126152 to 0.00126152 |
465 | Heightened Def Con from 0.00126152 to 0.00126153 |
466 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
467 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
468 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
469 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
470 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
471 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
472 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
473 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
474 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
475 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
476 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
477 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
478 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
479 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
480 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
481 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
482 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
483 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
484 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
485 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
486 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
487 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
488 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
489 | Heightened Def Con from 0.00126153 to 0.00126153 |
490 | Heightened Def Con from 0.00126154 to 0.00126154 |
491 | Heightened Def Con from 0.00126154 to 0.00126154 |
492 | Heightened Def Con from 0.00126154 to 0.00126154 |
493 | Heightened Def Con from 0.00126154 to 0.00126154 |
494 | Heightened Def Con from 0.00126154 to 0.00126154 |
495 | Heightened Def Con from 0.00126154 to 0.00126154 |
496 | Heightened Def Con from 0.00126154 to 0.00126154 |
497 | Heightened Def Con from 0.00126154 to 0.00126154 |
498 | Heightened Def Con from 0.00126154 to 0.00126154 |
499 | Heightened Def Con from 0.00126154 to 0.00126154 |
500 | Heightened Def Con from 0.00126154 to 0.00126154 |
501 | Heightened Def Con from 0.00126154 to 0.00126154 |
502 | Heightened Def Con from 0.00126155 to 0.00126155 |
503 | Singular matrix: Check nodes m§q1#body and u1:n016 |
504 | Iteration No. 7 |
505 | Fatal Error: Singular matrix: check nodes m§q1#body and u1:n016 |
506 | Iteration No. 7 |
507 | |
508 | This circuit has floating nodes. |
Ich kann leider trotz der Meldung nicht wirklich einen unzulässigen Fehler im Schaltungsaufbau finden. Aber vielleicht kann mir ja von euch jemand sagen, was da genau nicht stimmt. Vielleicht hängt ja das mit der extrem langsamen Simulation zusammen. Gruß
Angehängte Dateien:
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LT3758_flyback-1.asc.gif
16 KB
Bei einem Brückengleichrichter sollte man wegen Konvergenz nicht die idealen Dioden nehmen. Außerdem muss auch der Ausgang eine Verbindung zum GND haben. So wie im Anhang läuft es wie "geschmiert". Nachtrag: Beim Umzeichnen hatte sich ein C8 eingschlichen. Neue Schaltung ...1a.
Helmut S. schrieb: > So wie im Anhang läuft es wie "geschmiert Q3 ist nicht wirklich nötig. Häng doch den Fototransistor so rein, dass er die Feedback-Leitung "hochzieht".
Joachim минифлоть schrieb: > Helmut S. schrieb: >> So wie im Anhang läuft es wie "geschmiert > > Q3 ist nicht wirklich nötig. Häng doch den Fototransistor so rein, dass > er die Feedback-Leitung "hochzieht". Mein Ziel war es nicht Änderungen an der Schaltung zu machen sondern zu zeigen, was man beachten sollte, damit die Simulation läuft.
Angehängte Dateien:
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Flyback_Sim_So.PNG
73 KB
Erst mal vielen Dank an Joachim und Helmut für ihre große Unterstützung. Jetzt hab ich mal aufbauend auf diesen Vorschlägen die Schaltung noch ein wenig weiterentwickelt. Jedoch ist es leider bisher so, dass die Ausgangsspannung des Flyback noch sehr stark von der Belastung abhängt. Bei geringer Belastung (Rload= 10k) beträgt die Ausgangsspannung rund 15,7V , bei großer Belastung (Rload=10 Ohm) dagegen nur noch rund 7,5V. Das Problem muss auf jeden Fall etwas mit meinem Feedback-Anschluss zu tun haben. Ich hab etwas genauer im Datenblatt recherchiert und mir auch nochmal die Beispielschaltung des Fixtures angeschaut. Im Datenblatt steht, dass die Referenz für den Feedback-Pin 1,6V sind. Das deckt sich auch mit der Simulation des Fixtures, weil dort die Spannung am Feedback-Pin immer um 1,6V schwankt. Bei mir ist jetzt nur momentan das Problem, dass die Spannung am Feedback bei kleinem Rload sehr nahe 0V ist und damit das Gate des MOSFETs dauernd getaktet wird, sich aber trotzdem am Ausgang nur eine Spannung kleiner der Zenerspannung D3 einstellt und somit im Optokoppler nie etwas übertragen wird. Außerdem ist mir aufgefallen, dass im Fixture-Beispiel der IntVcc-Pin über eine Diode und einen Widerstand am Ausgang des Flybacks hängt. Das hab ich in meiner Schaltung auch mal ausprobiert, hat aber mein Problem auch nicht gelöst. Wär echt cool, wenn da jemand eine Idee hätte das ganze zu lösen. Gruß
Hallo Lars, Ich denke deine Hauptinduktivität L1 ist um Faktor 20 zu niedrig. Deshalb geht der Regler gleich in die Strombegrenzung.
Angehängte Dateien:
Helmut S. schrieb: > Hallo Lars, > Ich denke deine Hauptinduktivität L1 ist um Faktor 20 zu niedrig. > Deshalb geht der Regler gleich in die Strombegrenzung. Der Vorschlag scheint in die richtige Richtung zu gehen. Jetzt ist die Ausgangsspannung schon mal auf einem deutlichen höheren Niveau, nur leider schwankt sie sehr stark um 4V(siehe Bild). Wenn ich L2 auf 400µH vergrößere, kann ich das schwanken auf 2V reduzieren, wobei das natürlich immer noch viel zu groß ist. Gruß
Hast du auch nicht vergessen die anderen Induktivitäten sinnvoll anzuheben?
Du hast sicherlich noch viele Baustellen. Lies z.B. mal über Regler-Stabilität und wie man ein Bildschirm-Foto in LTspice richtig macht. Dein Übertrager ist immer noch ideal. Ich denke, du kommst mit einem Tool das dir die Werte berechnet, erstmal weiter. Probier doch NXP mal aus. Sicherlich kostenlos, aber man kann ganz sicher dort kostenlos danach fragen, obs kostenlos ist ;-)
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transformator_design_tool.PNG
94 KB -
Tool_Summary.PNG
39 KB
Abdul K. schrieb: > Ich denke, du kommst mit einem Tool das dir die Werte berechnet, erstmal > weiter. Probier doch NXP mal aus. Sicherlich kostenlos, aber man kann > ganz sicher dort kostenlos danach fragen, obs kostenlos ist ;-) Nachdem du mir das hier so versichert hast, hab ich mich heute tatsächlich registriert. Was mich allerdings schon überrascht hat, war, warum man sich für ein kostenloses Tool mit Namen und Adresse registrieren muss. Jetzt hab ich das Tool mal arbeiten lassen, dabei eigentlich alle Felder mit den default-Werten belassen. Das Tool gibt mir jetzt schon einige Werte zum Transformator aus, wobei die sich hauptsächlich auf die Wicklungen und weniger auf die Induktiviäten beziehen (siehe Anhang). Wenn ich das Ergebnisse richtig deute, soll die Primärspule aus drei in Reihe geschalteten Windungen a 10 Windungen bestehen, was dann in Summe 30 Windungen macht und dabei aus zwei gleich langen parallel geschalteten Wicklungen bestehen. Die Sekundärspule aus zwei parallel geschalteten Drähten, mit jeweils 5 Windungen, das gleiche parallel dazu (also 4 gleich lange Leiterstücke) und die Zusatzspule aus 3 parallel geschalteten Drähten a 5 Windungen. Habe ich das so richtig herausgelesen? Für die Simulation konnte ich leider nicht so viele Informationen gewinnen. Das Einzige was ich finden ist die Primärinduktivität, welche mit 224 µH spezifiziert ist. Außerdem kann man noch die ohmschen Widerstände der Wicklungen herauslesen. Kann man über die Primärinduktivität und das Windungszahlverhältnis jetzt auf die Induktivitäten von Sekundär- und Zusatzspule schließen? Mit Lsec= Lprim / w zum Beispiel? Werde das Ganze probieren jetzt mal in die Simulation einzubauen. Gruß
Jetzt habe ich mir im Datenblatt mal nochmal die Funktion des Sense und des Feedback Pins angeschaut und komme zum Entschluss, dass diese beiden in meiner Simulation bereits richtig arbeiten. Bei großer Last ist das Signal am Feedback-Pin dauerhaft kleiner als die 1,6V Referenzspannung, weshalb mein MOSFET andauernd geschaltet wird und damit die Sekundärseite auch ständig mit Energie versorgt. Ein Problem ist bisher aber wohl auch noch der zu geringe duty cycle, welcher daher kommt, dass die PWM durch erreichen des 110mV Niveau am Sense-Pin abgeschaltet wird. Ich hab schon probiert den Rsense deutlich kleiner zu machen (z.B. 10mOhm), dies hat aber dann dazu geführt, dass die Ausgangsspannung richtig stark schwankt und mit einer Gleichspannung nicht mehr viel gemeinsam hat. Deshalb schaut es für mich so aus, als ob der Trafo zu wenig Strom in den sekundärseitigen Kondensator pumpt und deswegen die Spannung immer bei großen Lasten stark absinkt. Ich hab die Simulation zum Rumspielen mal angehängt. Wäre über Ratschläge sehr dankbar. Gruß
So, jetzt hab ich mich noch einmal genauer mit dem Thema beschäftigt und einen kleinen Denkfehler gefunden. Und zwar habe ich im LT Spice Wiki gelesen, dass das Verhältnis der Induktivitäten eines Trafos proportional dem Windundszahlverhältnisses ist. Aus diesem Grund habe ich mal nochmal die Induktivität von der Sekundärspule berechnet und diese ist nun Lsec= Lprim / (30/5)² = 6,22 µH. Das habe ich jetzt einmal in meiner Simulation abgeändert. Außerdem habe ich auch noch den Rsense abgeändert. Ich habe den Rsense nun so dimensioniert, dass laut Datenblatt das Gate des MOSFET bei 2A abgeschaltet wird. Wie die Simulation zeigt, passiert das Ganze in der Praxis aber erst bei 2,8A weil die interne Referenz 120mV sind. Außerdem habe ich noch auf der Sekundärseite die Kapazität deutlich erhöht. Nun bin ich zumindest schon mal soweit, dass die Ausgangs-Spannung auch bei einer Last von 10 Ohm noch konstant auf 15V bleibt, sodass ich nun dem ganzen Schaltnetzteil schon mal 36W entnehmen kann. Natürlich hab ich dann noch versucht dem Netzteil die Maximalleistung von 65 W zu entnehmen (mit Rload = 3,46 Ohm) nur ist mir da dann wieder die Ausgangs-Spannung auf 9V eingebrochen. Das bedeutet wohl, dass die Dimensionierung des Rsense-Widerstandes noch nicht optimal ist. Im Anhang hab ich mal die Simulation angehängt, damit sich der eine oder andere selber ein Bild davon machen kann. Gruß
Datenblatt S.30 ist eine Schaltung abgebildet, die deinem sehr nahe kommt. Simuliere die mal. Dort ist der Feedback anders realisiert.
So, jetzt habe ich mir das Ganze noch einmal genauer angeschaut, mit der Schaltung vom TEA1733 verglichen und weiß nun auch warum meine Schaltung nicht bis Leistungen bis 65 W funktioniert. Der Grund liegt ganz einfach in der zu geringen Taktfrequenz, welche der LT3758 immer prozentweise drosselt, solange die Spannung am Feedback-Pin kleiner der 1,6V sind. Die Art der Drosselung ist im Datenblatt in der Abbildung Normalized Switching Frequency vs FBX auf Seite 5 zu sehen. Der TEA1733 taktet das Gate konstant mit einer Frequenz von 65kHz. Der LT3758 taktet das Gate wie in der Abbildung beschrieben je nach dem Spannungsniveau am Feedback-Pin. Da ich den Feedback-Pin bisher so beschaltet habe, dass er ein nahezu logisches Signal (größer 1,6V oder 0V) bekommt, beträgt die Taktfrequenz in meinem Fall solange 26,65 KHz bis die gewünschte Ausgangsspannung von 15V erreicht ist. Durch die zu geringere Taktfrequenz ergibt sich deshalb auf der Sekundärseite auch ein zu geringer Gleichanteil des Stroms, welcher ja die Last versorgt. Und genau das ist der Grund, warum ich es bisher noch nicht geschafft habe den Ausgang mit einer Dauerleistung von 65W zu versorgen. Deswegen habe ich jetzt versucht die Feedback-Beschaltung so umzukonstruieren, dass ich am Feedback-Pin ein analoges Signal bekomme, welches bei ansteigender Ausgangsspannung von 0V ausgehend auch mit ansteigt und somit die Taktfrequenz am Gate während dem Ansteigen der Ausgangsspannung erhöht wird und dann schlussendlich die gewünschten 100kHz erreicht werden. Deswegen habe ich jetzt versucht parallel zu meiner 15V Zenerdiode einen relativ großen Widerstand zu hängen, damit der Optokoppler auch schon bei geringerer Ausgangsspannung leicht durchschaltet. Das ganze habe ich mit einem 700kOhm Widerstand gemacht und bin mit dem Ergebnis schon recht zufrieden, die 15,5V Ausgangsspannung werden nun auch bei hohen Lasten erreicht. Bei einer Ausgangsleistung von 60W beträgt der Ripple 100mVpp und bei einer Ausgangsleistung von 24W beträgt der Ripple 160mVpp. Die Simulation ist im Anhang. Abdul K. schrieb: > Datenblatt S.30 ist eine Schaltung abgebildet, die deinem sehr nahe > kommt. Simuliere die mal. Dort ist der Feedback anders realisiert. Auch das habe ich jetzt mal probiert (Simulation im Anhang). Ich habe mir durch diesen Umbau erhofft, dass der Optokoppler-Treiber dafür sorgt, dass die Spannung am Feedback-Pin analog ist, d.h. mit der Ausgangsspannung ansteigt. Leider hat sich das bisher noch nicht bestätigt. Vielmehr habe ich das Problem, dass das Signal am Feedback-Pin nur anfangs gleich 0V. Ab einer Ausgangsspannung von etwa 10V schaltet der Optokoppler-Treiber den Optokoppler ab und das Feedback-Signal wird 10V und bleibt auch konstant. Aus diesem Grund wird das Gate auch nicht mehr getaktet und die Ausgangsspannung sinkt komplett wieder ab. Ich habe mich beim Umbau der Schaltung komplett am Schaltungsvorschlag von Seite 30 im Datenblatt gehalten aber vielleicht fällt ja jemand doch etwas auf, was man ich falsch gemacht habe. Gruß
Ich habe jetzt gerade nicht die Zeit, die Simulation zu verbessern. Im Allgemeinen funktionieren die Schaltungsvorschläge bei LTC. Diese Regler laufen normalerweise mit linearem Feedback. Was du machst, ist regeltechnisch instabil. Der 'perfekte' Schaltregler hat bei einem einsetzenden Stromtransienten bzw. dem Einschalten eine leichte Tendenz zum Überschwingen. Sagen wir mal 5%. Die Schaltfrequenz ist dabei konstant. Das ergibt eine gute Spannungsregelung, aber einen relativ hohen Stromverbrauch bei Schwachlast. Wenn du minimalen Leistungsverbrauch bei Leerlauf haben willst, geht kein Weg an einer Frequenzverminderung vorbei. Letztlich sowas was man im Extremen dann unter Hiccup-Mode(?) beworben findet. Diese Regler sind einfacher im Aufbau und haben eine schlechtere Spannungsregelung. Wenn dein SNT sich langweilt, tickt es dann nur noch ein paarmal pro Sekunde vor sich hin. Kann man manchmal auch hören. Die schlechtere Spannungsregelung sollte bei heutigen Lasten, die wiederum SNTs sind, keine Rolle spielen. Natürlich ist die Übertragungsleistung direkt proportional zur Frequenz. Letztlich wird bei jedem Schaltzyklus ein 'quantisiertes' Stück Energie transformiert.
2.7m für C1 und C8 ??? Das sind Milli, nicht Mikro! Und dann sehe ich noch viele andere Differenzen zu Seite 30. Da breche ich mal ab, sorry.
Abdul K. schrieb: > 2.7m für C1 und C8 ??? Das sind Milli, nicht Mikro! > Und dann sehe ich noch viele andere Differenzen zu Seite 30. Da breche > ich mal ab, sorry. Du willst mir erzählen, dass ich bei einem Sperrwandler mit Ausgangsleistung 65W eine sekundärseitige Kapazität von zwei mal 2.7µF genügt? Interessanter Vorschlag...
Naja. Ich halte mich an die Vorgaben von LTC. So schlau bin ICH. Es steht ganz klar 300uF auf Seite 30 im Datenblatt. Scheinbar bist du schlauer. Mußt ja keinen Rat annehmen. Dann frage aber bitte auch nicht mehr. Und am besten verrate, wo dein Scheiß in welchem Gerät landet, damit das keiner kaufen muß. Du bist planlos und reißt hier die Klappe auf.
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