Hallo, ich habe hier ein paar IRGB30B60K (TO220 IGBTs, 600V, 75A). http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irgs30b60k.pdf Ich möchte mehrere von denen an einer induktiven Last parallel schalten. Die IGBTs sind fürs Parallelschalten im Datenblatt extra beworben. Ich beabsichtige mehrere Gatetreiber einzusetzen, und stelle mir nun die Frage nach dem Timing. 1) Das Anschalten ist unkritisch. Bei einer induktiven Last fließt quasi kaum Einschaltstrom, der zu einem größeren Ungleichgewicht führen kann. 2) Das harte abschalten unter Maximalstrom: 2a) Der IGBT hat für 200ns einen Tailstrom. Dazu eine wichtige Frage: Der Tailstrom entlädt die Energie (noch bewegliche Ladungen) in der Sperrschicht des IGBTs, richtig?. Kann der Tailstrom größer werden, als der Strom, der im Leitenden zustand geflossen ist? Kann der IGBT dadurch dann zerstört werden? Das der Strom im nachhinein anwächst, stell ich mir z.B. so vor: 2 IGBTs parallel; einer schaltet 100ns später ab, als der andere. Die Induktivität saugt nun den vollen Strom aus beiden Transistoren (TrailstromIGBT1 + StromIGBT2) nach 200ns ist der eine Tailstrom entladen, der andere muss nun die Spule komplett bedienen.. kann das den IGBT zerstören? Falls der Tailstrom eher als Impulsbelastung anzusehen ist, der die Sperrschicht erwärmt, aber nicht beschädigt, wären geringe Timingunterschiede (< t_off) kein größeres Problem. Kann man größere Timingunterschiede entschärfen, indem man die Gatespannung nur so hoch wählt, dass der IGBT im Normalbetrieb sättigt, aber z.B bei einem 1.5x höheren Strom die C-E-Spannung starkt erhöht? Damit hätte man am IGBT eine Kurzschlusszustand, der laut Datenblatt für 10us OK wäre -> 10us Timingunterschiede sind locker einzuhalten. Ich bin mir sicher, dass die Begrenzung der Gatespannung ein wirksames Mittel gegen kurzzeitigen Überstrom ist, der durch Timingunterschiede zustande kommt, bedingung ist aber, dass der Tailstrom den IGBT nicht zerstören kann - kann mich da bitte jemand schlauer machen? :-)
Das Datenblatt des IGBT macht dich da schlauer. siehe SOA (safe operating area) dort steht wie lange du ihn wie stark überlasten darfst. Wie stark der Toff differiert kannst du nur durch ausprobieren und messen ermitteln, sofern im Datenblatt dazu nichts steht. Ich würde sagen dass die Begrenzung der Gate Spannung keine gute Methode ist das Problem zu lösen. Mir leuchtet nicht ein, wie das die Streuung im Toff schmälern soll. Ich würde eher empfehlen klug dimensionierte und sinnvoll angeordnete Snubber dafür sorgen zu lassen, dass der gröbste Strom beim Abschalten von den IGBT's ferngehalten wird. Werde das Datenblatt mal überfliegen und mich wieder melden.
Jap... sieht so aus als würde das mit diesem Typ nicht das große Problem werden. Wie groß soll den der Maximale Strom insgesamt sein? Wie viele IGBT werden paralell eingesetzt?
Die Begrenzung der Gatespannung ist die einzige Methode, dass der Kollektorstrom bei ungleicher Belastung zu hoch steigt. Mit ungleicher Belastung meine ich gerade: timingunterschiede der Gatetreiber. Ist das t_off wirklich so entscheidend? Was mich dabei interessiert: klar t_off wird spezifiziert bis der Kollektorstrom aufhört zu fließen - aber der Strom der da fließt kommt doch nicht aus dem Emitter oder um genau zu sein: er kommt nicht aus dem Emitter-Anschluss. Für mich sieht es so aus, als würde der IGBt in der Sperrschicht bei 75A irgendwie ~3mJ Energie speichern. Und die muss halt abgefürht werden und das ist der Tailstrom. 3mJ werden den Chip aber nicht sonderlich aufheizen. Oder lieg ich mit meiner Deutung völlig verkehrt?
Öööhm.. ich schalte 64 strück parallel, und lege es so aus, dass jeder nicht mehr als 75A schalten muss. Dabei werden jeweils zwei 2er-Gruppen mit eigenem Gatewiderstand von einem Gatetreiber geschaltet. Ich hab die Teile aber schonmal mutwillig zerstört - dafür bauchte ich für mehere Millisekunden 200A.
64 Stück!? Warum das denn? Es gibt auch stärkere IGBT! Wer knapp 5kA max. schalten will ist wohl besser beraten von TO220 die Finger zu lassen. Wie glaubst du kannst du diesen Strom beherschen? Dazu sind mächtig dicke Kupferschienen nötig, selbst wenn die Effektivströme deutlich kleiner Ausfallen muss das Gesamtdesign extrem niederinduktiv ausgelegt werden, dass ist mit einem Aufbau mit solchen Spielzeuggehäusen nichtmehr möglich! Ich kann dir gerne in den nächsten Tagen mal ein Foto von Aufbauten dieser Größenordnung machen und schicken. Da kommen Transistoren zum Einsatz (bessergesagt Module mit je 2 Transistoren und 2 invers-Dioden) an die dicke Kupferplatten mit M6 Schrauben angeschraubt werden... und 5kA sinds da nichtmal ganz. Wie willst du 64 TO220 Gehäuse an 4mm dicke und 5 cm breite (oder noch breiter) Kupferplatten montieren? Alles was schmäler ist hat zu viel parasitäre Induktivität und brennt dir im Kommutierungskreis alles weg, was nicht in wenigen nanosekunden auf den Bäumen ist. Nein, im Ernst, selbst wenn du aufwendig mit sehr ausgeklügelter Leitungsführung und gut gemachten Snubbern es hinbekommst das der langsamste der IGBT nicht vom 64-fachen Strom (OK, so krass streuen die Dinger dann wohl doch nicht, aber es wird definitiv ein x faches) in Stücke gefetzt wird, hast du noch andere Probleme vor dir wie z.B. die thermische Kopplung (Stichwort positiver Temperaturkoeffizient). Am Ende wird der Aufbau absolut olbern und unbezahlbar, da viel zu aufwendig. 2..3 parallel, OK dürfte mit den Dingern keine große Kunst sein, aber 64. Fals du es tatsächlich hinbekommst würde mich das brennend interessieren. Zum Thema verminderte Gatespannung. Die wird dir sicher nicht helfen können. Die Gatespannung im Ausschaltvorgang wird maßgeblich von der Millerkapazität (und einigen anderen Bauteilparametern) bestimmt und die Ursprünglich anliegende Gatespannung wird absolut nebensächlich. Ein IGBT ist nicht einfach ein MOSFET und ein BJT zusammengelötet! Ich habe den Eindruck du solltest dir zunächst einmal klar machen was während des Abschaltens eines IGBT passiert, und auf welche größen es dabei ankommt. Der Tailstrom ist in deinem Fall das allerkleinste deiner Probleme. Ach ja und selbstverständlich kommt der Strom am Emitteranschluss wieder raus, wo soll er denn sonst hin? Auch die Sache mit dem Snubber würde bei 64 Transistoren zusätzliche Griffe tief in die Trickkiste erfordern um die wirklich Wirksam einzusetzten. Auch eine lokale Gegenkopplung im Emitterzweig wie man sie von BJT's kennt fällt bei IGBTs flach. Ich würde mir schwer überlegen ob ich mir das antue. Welche Schaltfrequenz willst du damit machen?
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Also um ehrlich zu sein habe ich hier Kupferschienen mit 5x20mm, um die Induktivität klein zu halten. Ich möchte die Schienen anbohren, um die IGBTs hineinzuusteckeen und von der Seite mit einem Gewinde anzupressen. Ich habe die IGBTs zu 2erpaaren zusammengelötet. Jedes Paar bekommt seine eigene Gate TSV, jedes zweite paar bekommt eine Emitter-Kollektor TSV, die Schienen bekommen links und rechts jeweils einen 1nF Kondensator angeschraubt. Thermisch habe ich keine Probleme. Es ist eine Impulsbelastung - entweder es knallt, oder alles bleibt kalt bzw ist jede Kühlung irrelevant. Immer zwei 2erpaare haben einen gemeinsamen 10A Gatetreiber, der mit +15/-8V versorgt wird. Es existiert dabei sowohl ein gemeinsamer als auch getennter Gatewiderstand. Jeweils 2 Gatetreiber sind direkt mit Masse an die Emitter-Schiene angeschlossen, dann ist die Massefläche unterbrochen. (lokaler Emitteranschlus) die einzelnen Treiber werden durch highspeed Optokoppler angesteuert. Der Strom pro IGBT ist recht gering, sodass mit die Beincheninduktitvität wohl hoffentlich nicht so viel kaputt machen wird. Mal sehen: turn off Streuung über den gesamten Temp-bereich (IGBT): 50ns turn off propagation delay Streuung (Treiber): 18ns Optokoppler Propagation Delay: 50ns Also 120ns WorstCaseDifferenz. Bedenkt man, dass die zuerst abschaltenden IGBT noch schneller abschalten, weil die Millerkapazität nicht entladen wird, werde ich Pi*Daumen sagen: das Gebilde muss im WorstCase für 1us Mismatch ausgelegt sein. (Praktisch wirds weniger sein) Und genau deswegen beschäftige ich mich mit der Natur des Tailstroms, der in den ersten 200ns vorherrscht, und dann mit der GateSpannung, die bei Überstrom die SOA ausreizen soll. Es kann auch gut sein, dass ich mein Konzept umdeisgne - nur 32 IGBTs parallelschalte. Das Grundproblem besteht aber dennoch.
DerAlbi schrieb: > Beincheninduktitvität wohl hoffentlich nicht so viel kaputt machen wird. Die nicht, aber dein ganzer Aufbau wird wahrscheinlich so hochinduktiv werden, dass du richtig Probleme mit deiner Überspannung bekommen wirst. Im kA-Bereich wird dir jedes nH sehr weh tun, gerade bei 600V. Da musst du schon sehr sehr langsam schalten und dann spielt die Parallelschaltung eh keine Rolle mehr.
DerAlbi schrieb: > und lege es so aus, dass jeder > nicht mehr als 75A schalten muss. Du gehst damit ans Limit. Tu dir den Gefallen und designe so, das die Transistoren nicht voll ausgelastet sind, sondern nur zu max. 80-90% und sie werden es dir durch lange Lebensdauer danken. Was willst du denn schalten? Um warum mit diesen Murkelchen?
Billig :-) 75A sind nur ein Bruchteil dessen, was der IGBT schalten kann. Induktive Lasten schaft er bis 120A.. und durch Tests hab ich herausgefunden, dass selbst 180A Impulsbelastung "zuverlässig" funktioniert. garantieren kann ich natürlich nichts. Was die Induktivität angeht: so arbeitet die Parallelschaltung in einer asymetrischen Halbbrücke. Die Dioden werden sehr nah und niederinduktiv (durch breites Kupferblech) an die IGBTs angeschlossen. Den Test müssen die 1nF Impulskondensatoren an den Schienen bzw die TSVs schlucken.
DerAlbi schrieb: > 75A sind nur ein Bruchteil dessen, was der IGBT schalten > kann. Würde ich mit nicht zu weit aus dem Fenster lehnen. Ím Datenblatt steht dann meist noch was von Package limitation, die meist in der Gegend von 80A liegt. Sprich die Beinchen und Bonddrähte sind eher das Problem, nicht der Chip selbst. Übrigends, 75A über eine 1mm lange Lötzinnbrücke?
DerAlbi schrieb: > Was die Induktivität angeht: so arbeitet die Parallelschaltung in einer > asymetrischen Halbbrücke. Die Dioden werden sehr nah und niederinduktiv > (durch breites Kupferblech) an die IGBTs angeschlossen. Den Test müssen > die 1nF Impulskondensatoren an den Schienen bzw die TSVs schlucken. Das wird wohl so nicht ausreichen, es sei denn du schaltest extrem langsam (us-Bereich) und/oder hast eine sehr niedrige Spannung (max. 300V).
DerAlbi schrieb: > Billig :-) 75A sind nur ein Bruchteil dessen, was der IGBT schalten > kann. Induktive Lasten schaft er bis 120A.. Bitte Fussnote 5 beachten: " Calculated continuous current based on maximum allowable junction temperature. Package limitation current is 75A." Die Murkelchen leisten nicht mehr, als die Pins abkönnen.
Maaaan.. ihr überlest a) Impulsbelastung! Packagelimitations sind mir egal. - Wenn hitze entsteht kann die eh nicht abgeführt werden, weil die in dem kurzen moment eh nicht nach außen kommt. es geht hier um einzelimpulse im Millisekunden bereich, bzw noch kürzer! b) Test haben gezeigt, dass ich wiederholt 180A problemlos schalten kann. Ab 200A Rauchts ab. Wieso kommt da jetzt jemand und ningelt ber 75A :-( Ich würde wirklich wirklich gerne über die Tailströme und die Gatespannungsbegrenzung reden :-) Hier soll es doch um die Timingprobleme gehen. Ja, die Spannung ist unter 350V. Langsames abschalten: hmmh. Hört sich nach echtem Stress an. Da müsste man die Gatewiderstände erhöhen. Andererseits wäre die zeitliche Streuung ansich mit generell begrenzter Gatespannung auch eine art langsames abschalten. Da steigt die CE-Spannung obwolh noch Strom fließt - das ist ja auch für 10us spezifiziert. Genau deswegen möchte ich ja auch darüber reden....
Klingt voll nach Murks =) Hab noch IGBT Halbbrückenmodule zuhause rumliegen, ich glaub -> 1200 Volt und 600 A aus alten Umrichtern?! Weiß nicht mehr genau, muss ich schauen... falls Interesse besteht kannste deine Mail mal dalassen.
Tja.. klar.. intuitiv schreit man nach größeren IGBTs.. aber man vergisst, dass man entweder einen spezifizierten IGBT braucht, der die 5kA kann, oder ich muss wieder mehere parallel schalten. Dann wiederrum habe ich das Problem, dass nun die räumliche Trennung der IGBTs NOCH!! größer ist, und demnach die parasitären Induktivitäten zwischen die IGBTs noch schlimmer werden. Bei dieser paralellschaltung schaffe ich es, durch räumliche Begrenzung die Effekte zu minimieren.. (dass sie immernoch zu stark sind, ist eine andere sache) Biiiiteeeee es geht hier ums abschalten :-(
DerAlbi schrieb: > es geht hier um einzelimpulse im > Millisekunden bereich, bzw noch kürzer! Schön, das du das jetzt schreibst. Davon war noch in keiner Post von dir die Rede. Basti schrieb: > Klingt voll nach Murks =) Für mich auch.
OK, wenn ich das richtig verstehe dann willst du wirklich nur einzelne kurze Impulse schalten und nicht dauerhaft Takten. Das entschärft zwar das Temperaturproblem ein wenig, aber dennoch hast du eines noch nicht verinnerlicht: Ein einzelner deiner IGBT kann dabei nicht nur "etwas mehr" Strom abbekommen sondern im Worst Case den Löwenanteil des gesamtstroms also 1..2 kA können das locker werden, und das dann bei VOLLER Betriebsspannung! Wenn auch nur kurz, das ist nicht nur am Rande der SOA sondern ganz weit weg davon, und in die denkbar schlimmste Richtung. Der Tailstrom ist dagegen echt Kinderkram. Was soll das eigentlich für ein Gerät geben? Ein Zerstörer-EMP? Also Billig wird das ganz sicher NICHT! Alleine der Aufwand dafür das Gefrickel zusammen zu bauen sprengt dir jegliche IGBT Kosten. Die Dinger kosten doch nichtmehr die Welt. Ganz zu schweigen von dem Aufwand für zig Gate-Treiber, Optokoppler, die Probleme beim Design (die noch auf dich zukommen werden). OK, aber wenn du wild entschlossen bist das durchzuziehn, wie gesagt mich interessiert was dabei rauskommt echt! Nur dann gleich hier mal ein paar tipps, wie du den allerübelsten Schlammassel umschiffen kannst: - Die Blockkondensatoren direkt in der nähe der Transistoren sind eine Gute Idde, versuche sie möglichst dicht an die Transistorfüße zu bekommen. - Trozdem sind 20mm breite zu wenig (es kommt nicht auf den Querschnitt sondern auf den Umfang an, wenn man die Ind. runter bekommen will. Wenn das "teuere" dicke Kupfer zu schade ist, dann nimm etwas dünneres aber mach es breit genug (dann musst du es evt. etwas anderes zum befestigen ausdenken. - mach das mit den Paaren nicht so. Die Beinchenlänge macht zwar eigentlich nicht zu übel viel induktivität, aber in deinem Fall ist auch hier wieder das Problem die unterschiede in der Induktivität und auch im Re! Wie stark das zu Buche schlägt kann ich schlecht abschätzen, aber ich würd's lassen. Wenn Paare, dann so, dass die Füßchenlänge effektiv gleich ist. - Die Beinchen aber insgesammt eher länger zu lassen und mit Dämpfungsperlen zu spicken kann symmetrierende Einflüsse haben und dir Helfen den Strom im Abschaltmoment gleichmäßiger aufgeteilt zu halten. Optimalerweise lang und Perlen im Collector, "kurz und dicht" am Emitter um Problemen mit der Gate-Treiber Masse zu entgehen. Dann RCD Snubber direkt an die IGBT ran. Viel Glück, berichte bitte, was passiert.
>Test haben gezeigt, dass ich wiederholt 180A problemlos schalten >kann. Ab 200A Rauchts ab Lass dich davon nicht blenden! Das ist normal und einer DER großen Vorteile von IGBT gegenüber GTO's und wohl einer der entscheidenden Gründe dass sich der IGBT durchgesetzt hat. Er ist in der Lage sehr große Kurzschlussströme abzuwürgen. Gesund ist das jedoch nicht, und er wird es dir auf Dauer sicher übel nehmen.
Ja, das weiß ich, allerdings setze ich Hoffnung in die Millisekunden Zeitspanne -> beim Abschalten ist das im Sub-us-Bereich und damit sicher tolerierbar. du hast ne PN.
>Langsames abschalten: hmmh. Hört sich nach echtem Stress an. Ist es. >Da müsste man die Gatewiderstände erhöhen. Andererseits wäre die zeitliche >Streuung ansich mit generell begrenzter Gatespannung auch eine art >langsames abschalten. eben davon rede ich >Da steigt die CE-Spannung obwolh noch Strom fließt das tut sie IMMER, erst wenn die Spannung groß genug geworden ist, dass der Strom durch die Freilaufdiode kann, wird der Strom kleiner >- das ist ja auch für 10us spezifiziert. >Genau deswegen möchte ich ja auch darüber reden.... Ja, ist spezifiziert für 120A max, aber das Problem ist dass bei einer Parallelschaltung gilt: Alle Spannungen sind gleich, die Ströme Teilen sich nach den Impedanzen auf. D.h. Währen dem abschalten bestimmt der langsamste die Spannung. Währen die anderen schneller, d.h. die Collector-Emitter Strecke hat mehr Impedanz, bekommt der langsamste den Strom von ALLEN anderen mit ab (im extremfall), bis die Inversdiode zum zug kommt ist es zu spät. Deswegen 2..3 parallel, kein Problem, aber 64 Stück... oh Backe!
DerAlbi schrieb: > a) Impulsbelastung! Packagelimitations sind mir egal. - Wenn hitze > entsteht kann die eh nicht abgeführt werden, weil die in dem kurzen > moment eh nicht nach außen kommt. es geht hier um einzelimpulse im > Millisekunden bereich, bzw noch kürzer! Ja, bei solchen Impulsen an der Verlustleistungsgrenze ist das Bauteil eh nach wenigen tausend Zyklen platt. Evtl. sogar noch früher. DerAlbi schrieb: > Ich würde wirklich wirklich gerne über die Tailströme und die > Gatespannungsbegrenzung reden :-) Hier soll es doch um die > Timingprobleme gehen. Wie du schon erkannt hast, sind die IGBT bis 10 us kurzschlussfest (natürlich machen die das nicht oft mit), also halten sie auch kurzeitige unsymmetrische Stromverteilung im ns aus. Bei vernünftigen symmetrischen Aufbau ist das kein Problem. In großen Modulen werden auch gerne mal 10-20 Chips parallelgeschaltet. Das Problem wird sein, einen schön symmetrischen Aufbau mit 64 TO220-IGBT hinzubekommen. Ich würde mir jedenfalls mehr Sorgen um die statische Aufteilung machen, ein paar mOhm hier mehr oder weniger machen schnell mal sehr viel aus. DerAlbi schrieb: > Langsames abschalten: hmmh. Hört sich nach echtem Stress an. Richtig, ist aber immer noch besser als die sofortige Zerstörung durch Überspannung. Trench-IGBT sind da sehr empfindlich, da ist nichts mit avalanchefest und so.
Alexander Leuser schrieb: > D.h. Währen dem abschalten bestimmt der langsamste die Spannung. Währen > die anderen schneller, d.h. die Collector-Emitter Strecke hat mehr > Impedanz, bekommt der langsamste den Strom von ALLEN anderen mit ab (im > extremfall), bis die Inversdiode zum zug kommt ist es zu spät. Tja.. und genau das soll das Thema sein: ist die Gatespannung von Anfang an nur so hoch, dass z.B. nur 100A geschaltet werden könnten (was bei 75A immernoch sättigung verspricht), darber hinaus aber in Stromquellenverhalten ausartet. So wird der einzeltransistor ab 100A in die Knie gehen und die CE-Strecke wird die 350V abbekommen; dann kommt die Diode ins Spiel. (Kurzschlussfall!) Und das geht doch über 10us. Genau deswegen frage ich auch, ob der Tailstrom z.B. (der unkontroliert fließt) den IGBT zerstören kann.. Immerhin ist es eigentlich so, dass auch im kurschlussfall, der IGBT noch ausschalten kann. Also muss er das ja irgendwie überleben, wenn die Gatespannung initial tief genug ist. Ob er die Belastung zyklisch aushält ist eine andere Frage. Der Chip ansich hat aber einen pos. TempKoeff, also ist die Last nicht auf Hotspots begrenzt. von der Sache her hab ich da ein gutes Gefühl.
DerAlbi schrieb: > Tja.. und genau das soll das Thema sein: ist die Gatespannung von Anfang > an nur so hoch, dass z.B. nur 100A geschaltet werden könnten (was bei > 75A immernoch sättigung verspricht), darber hinaus aber in > Stromquellenverhalten ausartet. So wird der einzeltransistor ab 100A in > die Knie gehen und die CE-Strecke wird die 350V abbekommen; dann kommt > die Diode ins Spiel. (Kurzschlussfall!) Und das geht doch über 10us. > Genau deswegen frage ich auch, ob der Tailstrom z.B. (der unkontroliert > fließt) den IGBT zerstören kann.. Wieso soll die CE-Strecke von einem Transistor plötzlich auf 350V steigen und wie soll sie dann noch den Strom führen, wenn die anderen Transistoren eingeschaltet bleiben? Mit Tailstrom hat das wiederum gar nichts zu tun. DerAlbi schrieb: > Immerhin ist es eigentlich so, dass auch im kurschlussfall, der IGBT > noch ausschalten kann. Also muss er das ja irgendwie überleben, wenn > die Gatespannung initial tief genug ist. Berechne doch mal die Energie im Kurzschlussfall. So viel ist das nicht. DerAlbi schrieb: > Der Chip > ansich hat aber einen pos. TempKoeff, also ist die Last nicht auf > Hotspots begrenzt. von der Sache her hab ich da ein gutes Gefühl. Trotzdem muss der Aufbau symmetrisch sein, da hilft der positive Temperaturkoeffizient nur begrenzt.
Mine Fields schrieb: > Wieso soll die CE-Strecke von einem Transistor plötzlich auf 350V > steigen und wie soll sie dann noch den Strom führen, wenn die anderen > Transistoren eingeschaltet bleiben? Es geht darum, den langsamsten Transistor zu schützen. Die anderen sind schon aus :-/ Warum der Spannugnsanstieg? Stromquellenverhalten. Das geht absolut jedem Transistor so, der aufgrund des begrenzen Basisstroms nicht mehr in Sätigung ist. Das passiert auch einem IGBT. Wenn die Gatespannugn nur so hoch ist, dass er nur 100A Liefern kann, wird dadurch auch nie mehr, als 100A fließen.
DerAlbi schrieb: > Es geht darum, den langsamsten Transistor zu schützen. Die anderen sind > schon aus :-/ Wenn alle anderen komplett aus sind und ein einziger noch komplett an ist. Da muss man schon großen Schrott gebaut haben. Einzelne Gatetreiber für jeden einzelnen IGBT ist zum Beispiel nicht sinnvoll. DerAlbi schrieb: > Warum der Spannugnsanstieg? Stromquellenverhalten. Das geht absolut > jedem Transistor so, der aufgrund des begrenzen Basisstroms nicht mehr > in Sätigung ist. Das passiert auch einem IGBT. Wenn die Gatespannugn nur > so hoch ist, dass er nur 100A Liefern kann, wird dadurch auch nie mehr, > als 100A fließen. Ich weiß, wie ein IGBT funktioniert. Mein beschriebener Fall war anders. Und deiner wird - vernünftiger Aufbau vorausgesetzt - nicht vorkommen. Du hast im Moment das Problem, dass du dich auf einen Punkt versteifst, während du die wahren Probleme an deinem Aufbau mangels Wissen vernachlässigst.
So ganz wahr ist es nicht, ich sehe bloß keine Sinnvolleren alternativen ;-) Größere IGBTs: schott, da der aufbau noch größer wird. Jeder redet von Induktivitäten usw.. klar ist mir das bewusst, und ich habe auch meine gegenmaßnahmen aufgelistet. Kapazitäten, enger Aufbau usw. Außerdem hat Alexander Leuser sehr gute Beiträge dazu verfasst. die Stromschiene wird auch 3fach kontaktiert. (hab ich noch nicht gesagt) Ebenso habe ich vorgerechnet, warum und wie groß meine Timing differenzen sind. Und deswegen hätte ich mich über eine Diskussion ber das eigentliche Thema gefreut. Ja, der Aufbau wird subotimal, aber zeig mir einen einzigen Aufbau, der von den Leuten hier als optimal akzeptiert wird. Das ist sinnlos so heranzugehen. Man kann nur sein Bestes geben mit den parasitären Effekten umzugehen - sie werden immer da sein und immer ein gegenargument darstellen. Es ist sinnlos da so drauf rumzuhacken. Und trotzdem wird das Timingproblem bleiben. Und das ist ds einzige was "mangels wissen" nicht korrekt einzuschätzen ist. Brisante Fragen sind z.B. - gibt es z.B. einen kapazitiven Latchup, wenn der IGBT die Sättigung verlässt, soddass die begrenze Gatespannung gar nicht wirkt? - die Thesholdspannung ist temperaturabhänig - wird die begrenze Gatespannung zu ungleicher Stromverteilung fürhen?
DerAlbi schrieb: > So ganz wahr ist es nicht, ich sehe bloß keine Sinnvolleren alternativen > ;-) > Größere IGBTs: schott, da der aufbau noch größer wird. Da hast du einen Denkfehler. Ein größerer Aufbau ist nicht unbedingt schlechter. Du wirst mit TO220-Gehäusen niemals einen so guten Aufbau hinbekommen wie bei einem guten Modul. Die Kontaktierung ist viel einfacher niederinduktiv möglich. DerAlbi schrieb: > Jeder redet von Induktivitäten usw.. klar ist mir das bewusst, und ich > habe auch meine gegenmaßnahmen aufgelistet. Kapazitäten, enger Aufbau > usw. Außerdem hat Alexander Leuser sehr gute Beiträge dazu verfasst. die > Stromschiene wird auch 3fach kontaktiert. (hab ich noch nicht gesagt) Das reicht aber eben nicht. Du musst jede einzelne Schleife betrachten, die dir Induktivität bereiten kann. Deine Kapazitäten sind zu klein. Ein enger Aufbau heißt nicht unbedingt, dass es besser wird, sondern kann auch Gegenteiliges bewirken. DerAlbi schrieb: > Ebenso habe ich vorgerechnet, warum und wie groß meine Timing > differenzen sind. Und deswegen hätte ich mich über eine Diskussion ber > das eigentliche Thema gefreut. Du gehst aber in die falsche Richtung. Denn dort liegen nicht deine Probleme. DerAlbi schrieb: > Und trotzdem wird das Timingproblem bleiben. Und das ist ds einzige was > "mangels wissen" nicht korrekt einzuschätzen ist. Falsch! Das glaubst du nur zu wissen. Lass dir von Leuten mit mehr Ahnung noch helfen, anstatt sie zu bevormunden. DerAlbi schrieb: > - gibt es z.B. einen kapazitiven Latchup, wenn der IGBT die Sättigung > verlässt, soddass die begrenze Gatespannung gar nicht wirkt? > - die Thesholdspannung ist temperaturabhänig - wird die begrenze > Gatespannung zu ungleicher Stromverteilung fürhen? Nein und nein - sofern richtig aufgebaut. Und da bestehen eben noch erhebliche Zweifel.
Ok, dann lass ich mich mal belehren :-) Man hat gegeben: Viele To220 IGBTs man möchte: hohe Impulseströme abschalten. Man skizziere mir in Wort oder Bild, den perfekten Aufbau.
Mit TO220 hast du schon die wesentliche Anforderung, die einen "perfekten" Aufbau verhindert, gegeben. Gut geht es mit Modulen und laminierter Stromschiene/platte. Aber nun zurück zu deinen Voraussetzungen: Du brauchst wahrscheinlich eine Hochstrom-Leiterplatte, um eine symmetrische und niederinduktive Anbindung zu ermöglichen. Ob man etwas geeignetes für die Impulsströme bekommt ist fraglich. Mit normaler Verschienung musst du einige Zeit in ein optimiertes Design stecken, ob es überhaupt vernünftig funktioniert ist sehr fraglich. Allein schon weil die Verbindung zwischen Schiene und Beinchen problematisch kaum niederinduktiv machbar ist. Die Treiber sollten auf jeden Fall active clamping oder einen ähnlichen Mechanismus haben. Unter Umständen reicht dann auch ein hochinduktiver Aufbau, je nachdem wieviel Verlustleistung dann entsteht. Moderne IGBT lassen sich übrigens nur schlecht über den Gatewiderstand steuern. Zwei IGBT pro Treiber in der Konfiguration ist auch nicht optimal. Ich würde sagen eher 4-8. Symmetrierung über Emitterwiderstand nicht vergessen. Niederinduktive Gateanbindung ist auch wichtig (auch das würde bei Modulen wesentlich besser gehen, trotz größerem Aufbau). An die IGBT gehören dann noch Snubber-Kondensatoren, einige 10 nF bis uF wirst du womöglich brauchen. Die müssen logischerweise auch sehr niederinduktiv angebunden sein (was bei TO220 schlecht geht).
Also, das war jetzt ein brauchbarer Beitrag :-) Die TO220 sind nunmal gegeben, alles andere würde Geld kosten. Ich habe 2 Pärchen pro Treiber, also 4 IGBTs. Jedes Paar hat seinen eigenen Gatewiderstand. Noch aufgefächerter möchte ich es nicht machen, da sich sonst die räumliche Ausdehnung wieder zu parasitär bemerkbar macht. Je 2 Treiber haben ein gemeinsames Ground (Emitterpotential) im jetzigen Test-Layout sind das 3.7cm der Schienen. (da drauf sind dann 8 IGBTs) Die IGBTS werden zur Schiene kontaktiert indem ich die Schiene auf der flachen Seite anbohre, die Beinchen hineinstecke und mit einer seitlichen M3 Gewinde-Bohrung eine schraube Drauf klemme. Pro Bein sind es ja auch "nur" 75A! Das sollte gehen. Die Kondensatoren werden auf der gegenüberliegenden Schienenseite genauso befestigt. Eine Platine fr die IGBTs ist nicht geplant. Also schon, für die Treiber.. Die Platnie wird auch mit der Schiene verschraubt. Einen Emitterwiederstand... ich würde JA, sagen.. aber da ich so weit weg vom maximal möglichen Strom bin, und die IGBTs durch den TempKoeff sich selbst ausbalancieren... ich sag mal so: da ein stück Konstantan reinzuklemmen würde auch eine Emitter-Induktivität bilden, die am ende mehr kaputtmacht, als ausgleicht. Jedes Gate hat seine eigene TVS diode, jeder 2. IGBT hat seine eigene E-C-TVS-Diode. Das die Dimensionierung der Snubber zu gering war, seh ich locker ein^^, wie groß die nun werden, kann man aber mit dem Oszi nachbessern. Irgendwann wird dadurch ja auch das Anschalten kritisch^^
DerAlbi schrieb: > Die IGBTS werden zur Schiene kontaktiert indem ich die Schiene auf der > flachen Seite anbohre, die Beinchen hineinstecke und mit einer > seitlichen M3 Gewinde-Bohrung eine schraube Drauf klemme. Entscheidend ist, wie die Schienen zueinander aufgebaut sind. Im Ausgangszweig darfst und solltest du natürlich gerne viel Induktivität einbauen, dort hilft sie dir ja nur. DerAlbi schrieb: > Einen Emitterwiederstand... ich würde JA, sagen.. aber da ich so weit > weg vom maximal möglichen Strom bin, und die IGBTs durch den TempKoeff > sich selbst ausbalancieren... ich sag mal so: da ein stück Konstantan > reinzuklemmen würde auch eine Emitter-Induktivität bilden, die am ende > mehr kaputtmacht, als ausgleicht. Ich meinte den Emitterwiderstand im Treiber. Der ist zur Symmetrierung des Schaltvorgangs da und hat mit dem statischen Zustand nichts zu tun. Vergessen hast du noch das active clamping, das ich in diesem Fall für unverzichtbar halte. DerAlbi schrieb: > Jedes Gate hat seine eigene TVS diode, jeder 2. IGBT hat seine eigene > E-C-TVS-Diode. Und was soll das bringen? Ein Gate kann man vernünftigerweise anders Klemmen und was zum Teufel soll eine TVS zwischen Emitter und Kollektor bringen?
Na Super! bis heute morgen war das hier ein echt super sachlicher Thread. Jetzt wird er wieder mit halbwahrheiten und gefährlichen falschaussagen zerpflückt! @mine fields >Ich weiß, wie ein IGBT funktioniert Offensichtilich nicht so wirklich. Vieles was du prinzipelles über den Aufbau usw. geschrieben hast würde ich so unterschreiben, aber einiges ist einfach falsch. > Symmetrierung über Emitterwiderstand nicht vergessen oh mein Gott, doch besser ganz schnell wieder vergessen (siehe meine Begründung oben) @all scheinbar gibt es einige Verständnissprobleme und einige Begriffe die nicht ganz klar sind. Tailstrom: eine eigenart des IGBT. Ist ein Strom der dadurch entsteht dass nach dem eigentlichen Abschaltvorgang die Ladungsträger in der Basiszone nicht ganz ausgeräumt werden können und nach und nach rekombinieren müssen, wodurch eine weile NACH der eigentlichen abschaltung noch Ströme durch den IGBT lecken. Das siest auf dem Oszi aus wie ein kleies Schwänzchen, deswegen Tailstrom. Er ist nur ein Bruchteil so groß wie der Laststrom und mach in diesem Fall (einzelner Puls mit kalten Chips) nur wenig aus. Er muss zwar bei der Energetischen batrachtung mit seinem Beitrag zur gesamten Verlusenergie berücksichtigt werden (zwar kleiner Strom aber bei voller Spannung), macht aber in diesem Fall den Kohl sicher nicht Dick. Bei hohen Schaltfrequenzen kann er eine entscheidende Rolle spielen (Stichwort Verriegelungszeiten etc.). Strombegrenzung durch Gate-Spannung: im Stationären Fall ist das was von "DerAlbi" beschrieben wird völlig zutreffend und wäre meiner Meinung nach dann ein probates Mittel, wenn die Streuungen in den Transistorkennlinien klein genug sind. @DerAlbi >- gibt es z.B. einen kapazitiven Latchup, wenn der IGBT die Sättigung >verlässt, soddass die begrenze Gatespannung gar nicht wirkt? >- die Thesholdspannung ist temperaturabhänig - wird die begrenze >Gatespannung zu ungleicher Stromverteilung fürhen? Du bist schon genau auf dem Richtigen Weg, denke ich. Es scheinen die Richtigen fragen zu kommen, damit dürfte dir klar sein wo der Hund begraben liegt. Zum Punkt 1 Habe ich in meinen ersten Posts bereits was gesagt, dass da warscheinlich etwas unter gieng, oder nicht klar war was gemeint ist. Die "tatsächliche" Gate Spannung, und das was du mit deinem Gatetreiber versuchst einzustellen sind während des Schaltens zwei Paar Stiefel! Durch einige parasitäre Kapazitäten und Quantenmechanische Effekte (die ich auch nicht alle erklären kann, das Zeug zermatscht einem das Hirn wenn mans mal eben begreifen will) entsteht effektiv eine nicht zu verachtende Kapazität zwischen Gate und Collector. Stichworte dazu: Millerkapazität, Sperrschichtkapazität, parasitäres Cgc. In den Transistorkennlinien wird es deutliche abweichungen geben. Diese sind für den "normalen" Einsatz eines IGBT uninteressant sind, und daher wird der Hersteller sein Augenmerk eher auf andere Parameter richten. Deswegen steht auch auf so einem IGBT Datenblatt (und oft auch auf der Verpackung) meist sowas wie "NOT for linear use!" Hast du jetzt Abweichungen in den parasitären Kapazitäten werden sich unterschiedliche Gate Spannungen einstellen. Selbst wenn die gleich WÄREN... dann ist der Basiszonenstrom aufgrund der unterschiedlichen Kennlinien immernoch unterschiedlich sein. D.h. dass du nicht nur wieder unterschiedliche maximale Collectortröme sondern, aufgrund der wiederum unterschiedlichen Kennlinien im BJT- Teil, unterschiedliche Steilheiten hast. D.h. wiederum deine tatsächliche Strombegrenzung im Abschaltvorgang hängt mindestens exponentiell von den Bauteilstreuungen ab, und die Berechnung wird ein Rate-Spiel. Dennoch ist es prinzipiell richtig dass der Collectorstrom sich begrenzen lässt. Da gilt es auszuprobieren. Mit dem richtigen equipment und Messungen an Versuchsaufbauten sind die Ergebnisse in jedem Fall interessant, wenn auch nicht unbedingt auf andere IGBT Typen übertragbar. Du bist gewarnt! Aber wenn du vor dich vor Rückschlägen nicht fürchtest, und es dennoch versuchen willst, denke ich ist es besser hier dich zu unterstützen mit sachdienlichen Vorschlägen als nur zu schimpfen. Das werde ich somit tun: mir kam die Idee, die TO220 durch eine herkömliche Platine durchzustecken (ganz rein) um auf dieser die Snubber und die Treiber unterzubringen und dann die Füßchen lang lassen, Perlen drüber und die Enden an die Kupferleisten schrauben. Wenn man auf diese Art mit dem Snubber und dem Treiber sehr niederimpedant direkt an jeden IGBT kommt, dürfte das sogar im Emitter drin sein..
Alexander Leuser schrieb: > Tailstrom: eine eigenart des IGBT. Das hast du jetzt aber schön aus dem Lehrbuch abgeschrieben. Und weiter? Was hat das nun konkret mit dem Problem zu tun? Die Begrenzung des Kollektorstroms ist jedenfalls nicht besonders relevant für das gegebene Problem. Alexander Leuser schrieb: > oh mein Gott, doch besser ganz schnell wieder vergessen (siehe meine > Begründung oben) Ich rede von Gate-Emitter-Widerständen, ich dachte das wäre selbstverständlich, ich hab nicht dran gedacht, dass hier Laien unterwegs sind. Habe mich aber ja schon längst korrigiert.
OK... ich habe eben erst festgestellt dass als ich meinen (etwas ausgedehnten) letzten Beitrag abgesendet hab während des Tippens wohl noch einige sachen gepostet wurden. Was stellst du dir unter einem Gate-Emitter Widerstand vor? Entweder ist der am Gate, dann symmetriert der garnix, oder er ist am Emitter dann ist er hier fehl am Platz. Ein Widerstand parallel an Gate und Emitter angeschlossen ist hier auch unbrauchbar, da ich davon ausgehe dass die Treiber mit negativer Gatespannnung abschalten. Ich hab hier garnix aus irgendeinem Buch abgeschrieben, und wenn ich hier jemandem auf gen Schlipps getreten bin tuts mir leid, ich versuche nur einzuschreiten, wo ich denke dass was schief läuft. Und du schreibst hier manche Dinge die einfach dem was ich gelernt (und mit Versuchen und Erfahrungen selbst nachvollzogen) habe in völligem Widerspruch stehen. >Die Begrenzung des Kollektorstroms ist jedenfalls nicht besonders >relevant für das gegebene Problem. Das ist sogar genau das Kernproblem. Pulse mit dem zigfachen Laststrom durch einzelne IGBT sind nunmal ein Problem. Die Unsymmetrien die sich während der dynamischen Vorgänge (speziell beim abschalten) ergeben sind nach meinem Erachten um ein vielfaches größer als die Unsymmetrien im quasistationären "Ein" Zustand auftreten.
Alexander Leuser schrieb: > Was stellst du dir unter einem Gate-Emitter Widerstand vor? Entweder ist > der am Gate, dann symmetriert der garnix, oder er ist am Emitter dann > ist er hier fehl am Platz. Ein Widerstand parallel an Gate und Emitter > angeschlossen ist hier auch unbrauchbar, da ich davon ausgehe dass die > Treiber mit negativer Gatespannnung abschalten. Dann schau dir mal an, wie so eine Treiberstufe aufgebaut ist, ganz besonders in welchem Zusammenhang das Bezugspotential der Treiberstufe zu dem Emitter eines IGBT stehen. Alexander Leuser schrieb: > Ich hab hier garnix aus irgendeinem Buch abgeschrieben, und wenn ich > hier jemandem auf gen Schlipps getreten bin tuts mir leid, ich versuche > nur einzuschreiten, wo ich denke dass was schief läuft. Und du schreibst > hier manche Dinge die einfach dem was ich gelernt (und mit Versuchen und > Erfahrungen selbst nachvollzogen) habe in völligem Widerspruch stehen. Was ein Tailstrom ist, kann jeder überall nachlesen. Du hast in deinem Post den Bezug zum Problem vergessen. Und welche Widersprüche hast du denn jetzt gefunden? Alexander Leuser schrieb: > Das ist sogar genau das Kernproblem. Pulse mit dem zigfachen Laststrom > durch einzelne IGBT sind nunmal ein Problem. Die Unsymmetrien die sich > während der dynamischen Vorgänge (speziell beim abschalten) ergeben sind > nach meinem Erachten um ein vielfaches größer als die Unsymmetrien im > quasistationären "Ein" Zustand auftreten. Du weißt aber nicht, welche Relevanz dies in der Praxis hat, weil du nicht an die parasitären Effekte denkst. Die sind nämlich viel interessanter als die Überlegungen aus der akademischen heilen Welt.
MineFields: die Begrenzung des Kollektorstromes ist das relevanteste an der ganzen Parallelschaltung - nur das stellt sicher, dass das TimingMismatch nichts zerstören kann. Ich finde auch deine Ausdrucksweise nicht schön :-( Ich weiß auch nicht was ein Gate-Emitter-Widerstand ist. Alexander Leuser: über deinen Beitrag freu ich mich echt :-) Ich habe dir auch eine PN geschrieben, vllt gehst du drauf ein. Alexander Leuser schrieb: > mir kam die Idee, die TO220 durch eine herkömliche Platine > durchzustecken (ganz rein) um auf dieser die Snubber und die Treiber > unterzubringen und dann die Füßchen lang lassen Exakt das tue ich so. :-) Nur ist der Snubber nicht auf der Platine mit drauf, sondern nur die E-C-TVS-Dioden (440V). Auch wenn bezweifelt wird, was die bringen, so halte sie zu mindestens eine negative CE-Spannung ab. Die Kondensatoren möchte ich genauso montieren, wie die IGBTs. Nur auf der gegenüberliegenden Seite der Stromschiene, da aufgrund der Bauform zu viel Platz eingenommen wird - je größer der räumliche Aufbau, desto schlimmer die Parasitäten. Ich weiß noch nicht, was du mit den "Perlen" meinst.. kannst du da mal ein Suchbegriff für google-Bilder oder Link auf sowas geben? Wenn ich das richtig verstehe, so willst du um Emitter und Kolektor eine Art Spulenkern schieben, stelle ich mir das korrekt vor? Also quasi als Stromsymetrierung. Ich finde die Idee nicht gut, die Schichtung so zu machen, wie du das gesagt hast: IGBT, platine, "perle", Schiene -> das verlangt, dass ich die IGBTs zur Sicherheit mit der Platine verlöte, was die Wartbarkeit beim "Rückschlag" echt beschissen macht. Mit: IGBT, perle, platine, Schiene -> ist der Kontakt zum Emitter o. Kollektor durch die Verschraubung zwischen Platine und Schiene gesichert - und dennoch kann man die IGBTs alle wieder rausziehen, wenn man die Schauben lößt. Ich muss auch mal schauen, ob die Parallelschaltung so monströs wird.. eventuell halbiere ich die IGBT-Anzahl, was aber an den grundsätzlichen Problem nichts ändert. Das mit dem Tailstrom habe ich jetzt verstanden, er kann nicht größer werden als der Strom, der vorher schon geflossen ist, das macht mich ein wenig ruhiger.
DerAlbi schrieb: > Ich finde auch deine Ausdrucksweise nicht schön :-( Ich weiß auch nicht > was ein Gate-Emitter-Widerstand ist. Ja dann musst du dich mit dem Aufbau von Treiberstufen beschäftigen. In der Literatur ist das recht gut beschrieben. Nimm zum Beispiel die Applikationsschriften von Semikron her, die sind recht gut. DerAlbi schrieb: > so halte sie zu mindestens eine negative CE-Spannung > ab. Woher soll die bitte kommen? Dafür gibt es Freilaufdioden. Die TVS-Diode mag vor Überspannung schützen, ist aber eine denkbar schlechte Lösung. Dafür gibt es bessere (wie das von mir bereits mehrfach erwähnte Active Clamping). DerAlbi schrieb: > je größer der räumliche Aufbau, > desto schlimmer die Parasitäten. Falsch, falsch und nochmal falsch. DerAlbi schrieb: > Das mit dem Tailstrom habe ich jetzt verstanden, er kann nicht größer > werden als der Strom, der vorher schon geflossen ist, das macht mich ein > wenig ruhiger. Autsch... kein Wunder dass du die ganze Zeit darauf rumgeritten bist. Vielleicht solltest du dich erst einmal mit dem Schaltverhalten von einem IGBT beschäftigen, bevor du dich an ein solches Großprojekt wagst.
>Dann schau dir mal an, wie so eine Treiberstufe aufgebaut ist, ganz >besonders in welchem Zusammenhang das Bezugspotential der Treiberstufe >zu dem Emitter eines IGBT stehen. Das ist mir sehrwohl klar, aber eben dieses Bezugspotential würde ich in diesem Fall definitiv direkt an den Emitter binden und NICHT lokal gegenkoppeln, oder wenn dann nur mit Vorsicht. >Du weißt aber nicht, welche Relevanz dies in der Praxis hat, weil du Eben genau das wissen wir nicht. Wenn wirs wüssten wär die Diskussion hinfällig. >nicht an die parasitären Effekte denkst. Die sind nämlich viel >interessanter als die Überlegungen aus der akademischen heilen Welt. Ich rede eben gerade von parasitären effekten. Die wie oben festgestellt keiner genau kennt, aber man sollte sie einschätzen können wenn man versucht mit ihnen zu leben und trozdem etwas zu stande zu bringen, das sich nicht in Rauch auflöst. @Mine Fields Ich finde es im übrigen gut, dass du dich dem Thema auch ernsthaft widmest. Auch wenn wir hier manche Dinge anders bewerten... zu dritt solten uns doch genug Ideen kommen. Zum Glück hat sich meine Befürchtung NICHT bestätigt dass hier gleich wieder alles aus dem Ruder läuft, wie in so vielen Threads. Wenn wir weiter sachlich diskutieren dann bin ich zuversichtlich dass (mit ner Portion Glück) das ganze nacher ne ganzschön mächtige Maschine wird ;-) Ja genau was wird es denn nun für ne Maschine? So und nun euch allen erstmal nen Guten Rutsch ins neue Jahr! Ich geh jetzt feiern.
Mine Fields schrieb: > Du weißt aber nicht, welche Relevanz dies in der Praxis hat, weil du > nicht an die parasitären Effekte denkst. Die sind nämlich viel > interessanter als die Überlegungen aus der akademischen heilen Welt. Entschuldigung dass ich hier rein platze, aber ich muss das kommentieren. Ich denke, die Gedanken und Vorschläge, die hier vorgebracht werden, sind schon genau die richtigen. Unbedingt wichtig ist hier in erster Linie eine niederinduktive Anbindung der _Treiber_-Stufen, damit es bei diesen massiven Strömen, um die es hier geht, an der Stelle nichts reinspuckt. Das hat nichts mit 'akademischer heiler Welt' zu tun, sondern ist simple E-Technik - ich persönlich habe noch nichts mit IGBT's gemacht, aber das gebietet die Logik. Daher finde ich Prinzipiell ist es immer unschön nichtlineare Bauteile miteinander zu kombinieren. Darüber sind sich alle beteiligten einig. Ich finde Alexander's Vorschlag bzgl. dem mechanischen Aufbau sehr gut. Billig, sauber machbar, aber trotzdem nahezu optimal. Bin gespannt ob es funktioniert!
Alexander Leuser schrieb: > Das ist mir sehrwohl klar, aber eben dieses Bezugspotential würde ich in > diesem Fall definitiv direkt an den Emitter binden und NICHT lokal > gegenkoppeln, oder wenn dann nur mit Vorsicht. Mal abgesehen davon, dass ich nicht ganz verstehe, was du in diesem Fall unter "gegenkoppeln" verstehst. Wie würdest du deine Treiberstufe denn an das Emitterpotential anbinden? Die gehört nämlich eben direkt dort angebunden oder - im Falle eine Parallelschaltung - jeweils an jedem Emitter über einen Widerstand. Alexander Leuser schrieb: > Eben genau das wissen wir nicht. Wenn wirs wüssten wär die Diskussion > hinfällig. Wahrscheinlich hat sie nämlich gar keine. Und das ist auch der Grund, wieso diese Diskussion etwas ins Leere führt. Alexander Leuser schrieb: > Ich rede eben gerade von parasitären effekten. Die wie oben festgestellt > keiner genau kennt, aber man sollte sie einschätzen können wenn man > versucht mit ihnen zu leben und trozdem etwas zu stande zu bringen, das > sich nicht in Rauch auflöst. Ich habe in deinen Beiträgen nicht wirklich etwas über parasitäre Effekte gelesen, nur das Verhalten von Halbleitern im Idealfall. Ein paar hundert nH am Ausgang, und schon spielen ein paar ns Verzug zwischen den IGBT überhaupt keine Rolle mehr, weil die Induktivität symmetriert. Alexander Leuser schrieb: > @Mine Fields > Ich finde es im übrigen gut, dass du dich dem Thema auch ernsthaft > widmest. > Auch wenn wir hier manche Dinge anders bewerten... zu dritt solten uns > doch genug Ideen kommen. Ich bringe eben die Sicht aus der Praxis mit, weil ich solche ähnlichen Aufbauen schon öfters gemacht habe.
panikplauze schrieb: > Unbedingt wichtig > ist hier in erster Linie eine niederinduktive Anbindung der > _Treiber_-Stufen, damit es bei diesen massiven Strömen, um die es hier > geht, an der Stelle nichts reinspuckt. Das ist immer wichtig, aber nicht der wesentliche Punkt. Wichtig ist vor allem ein symmetrischer Aufbau, insbesondere im Leistungskreis. panikplauze schrieb: > ich persönlich habe > noch nichts mit IGBT's gemacht, aber das gebietet die Logik. Daher finde > ich Reine Logik reicht eben nicht.
Mine Fields schrieb: > panikplauze schrieb: >> Unbedingt wichtig >> ist hier in erster Linie eine niederinduktive Anbindung der >> _Treiber_-Stufen, damit es bei diesen massiven Strömen, um die es hier >> geht, an der Stelle nichts reinspuckt. > > Das ist immer wichtig, aber nicht der wesentliche Punkt. Wichtig ist vor > allem ein symmetrischer Aufbau, insbesondere im Leistungskreis. Natürlich, dagegen sagt keiner was. Ideal wäre ein kreisrunder (koaxialer) Aufbau, das wäre wahrscheinlich das Optimum mit den gegebenen TO220. Auf der Platine könnte man das problemlos machen, die Kupferschiene ist da kniffeliger. Besser ein Blech nehmen, dann sollte es klappen und es wird noch niederinduktiver. > panikplauze schrieb: >> ich persönlich habe >> noch nichts mit IGBT's gemacht, aber das gebietet die Logik. Daher finde >> ich > > Reine Logik reicht eben nicht. Meiner Erfahrung zeigt: Vorher nachdenken und die Erfahrungen anderer (vor allem derjenigen, die auf ihre Erfahrung und die Praxis pochen) hinterfragen, hilft unheimlich.
panikplauze schrieb: > Besser ein Blech nehmen, dann sollte > es klappen und es wird noch niederinduktiver. Ha, wieso Blech? Die Platine so designen, dass man genormte Kupferrohrstücken (~5cm, oder mehr?) nehmen kann...
@Mine Fields: ich finde dass du eine Menge probleme beschreibst aber nicht wirklich eine Lösung anbietest :-( Meinen prinzipiellen Aufbau habe ich bereits beschrieben: >Je 2 Treiber haben ein gemeinsames Ground (Emitterpotential) im jetzigen >Test-Layout sind das 3.7cm der Schienen. (da drauf sind dann 8 IGBTs) Was die räumliche Ausdenung angeht, kannst du so oft "falsch" sagen, wie du willst, wenn du nicht sagst warum^^. Die Theorie diktiert der Praxis einfach, dass je größer die aufgespannte Fläche zwischen hin und rückleiter ist, destro größer die Induktivität. Je enger der Aufbau ist, desto größer die kapazität. Jeder hat hier angst vor induktiven spitzen: also halte ich alles klein, und eng. Nur weil man an einem Großen IGBT-Modul aus deiner Erfahrung enie immense leitende Fläche hat, und der Aufbau dadurch größer werden kann, trifft das nicht gleichzeitig auf die IGBTs zu. Ich sehe keinen Vorteil darin, zwischen den IGBTs künstlich platz einzufügen - das verursacht zwischen den Emitter und Kollektorkontakierungen viel zu größere Induktivitäten. Die sind dort unnötig. (sie wären vllt gut, wenn die Induktivitäten alle parallelgeschaltet werden, auf so einer Schiene sind sie aber in reihe geschaltet..)
So ich hab bis eben durchgefeiert und muss feststellen, dass sich hier ja jede Menge produktives getan hat. Vieles von dem was ich bereits geschrieben hab, was aber offensichtlich in seinem Sinn und Zweck nicht so erkannt wurde wie ich es gemeint habe wurde hier in den letzten Posts eigentlich bestätigt. Ach erstmal hallo Panikplautze. Danke dass du dich offensichtlich auch sehr sachlich beteiligst und scheinbar mit deiner Logik sehr weit kommst. Was du schreibst ist nach meinem Ermessen stimmig. Auch das was Mine Fields geschrieben hat ist sicher sinnvoll, und ja Erfahrung kann man gut gebrauchen bei so einem Problem. Aber: >Meiner Erfahrung zeigt: Vorher nachdenken und die Erfahrungen anderer >(vor allem derjenigen, die auf ihre Erfahrung und die Praxis pochen) >hinterfragen, hilft unheimlich. dem muss ich beipflichten. So wie ich die Sache sehe sind wir alle mit dem was hier so geschrieben wird garnicht so weit voneinander weg wie es den anschein hat. Ich werde versuchen meine Sicht der Dinge verständlich zu machen und erklären warum ich glaube dass wir alle nicht so falsch liegen. Leider bin ich hundemüde, und das wird wohl ein längerer Post. Also werde ich erstmal ausschlafen. Ich hoffe DerAlbi hats nicht zu eilig ;-)
panikplauze schrieb: > Natürlich, dagegen sagt keiner was. Ideal wäre ein kreisrunder > (koaxialer) Aufbau, das wäre wahrscheinlich das Optimum mit den > gegebenen TO220. Ja, wieso schreibst du dann, dass ich nur Blödsinn schreibe und versteifst dich dann auf ein Argument und vergisst einfach das wirklich wichtige? panikplauze schrieb: > Meiner Erfahrung zeigt: Vorher nachdenken und die Erfahrungen anderer > (vor allem derjenigen, die auf ihre Erfahrung und die Praxis pochen) > hinterfragen, hilft unheimlich. Ja, das darf man gerne machen. Hinterfragen heißt aber nicht, dass man alles, was in der Praxis funktioniert, als Blödsinn bezeichnet, weil man nur an die reine Lehre glaubt. DerAlbi schrieb: > Was die räumliche Ausdenung angeht, kannst du so oft "falsch" sagen, wie > du willst, wenn du nicht sagst warum^^. Die Theorie diktiert der Praxis > einfach, dass je größer die aufgespannte Fläche zwischen hin und > rückleiter ist, destro größer die Induktivität. Richtig. Es geht um die aufgespannte Fläche. Das hat aber erst einmal nichts mit dem räumlichen Aufbau zu tun. Wenn du den Strom schön symmetrisch über eine Leiterkarte führst, hast du eine sehr niedrige aufgespannte Fläche. Wenn du jetzt irgendwelche Schienen nimmst, die aber nicht symmetrisch führen kannst, hast du eine viel höhere Induktivität, auch wenn du das ganze Ding damit in ein Viertel des Raumes pressen kannst. DerAlbi schrieb: > Großen IGBT-Modul aus deiner Erfahrung enie immense leitende Fläche hat, > und der Aufbau dadurch größer werden kann, trifft das nicht gleichzeitig > auf die IGBTs zu. Ich sehe keinen Vorteil darin, zwischen den IGBTs > künstlich platz einzufügen - das verursacht zwischen den Emitter und > Kollektorkontakierungen viel zu größere Induktivitäten. Ein Modul ist im Vergleich zu diskreten Bauelementen sehr gut auf geringe Induktivitäten optimiert und ist eben deshalb viel besser, auch wenn das ganze größer wird. Du kannst ein Modul über zwei Kupferplatten sehr gut niederinduktiv anfahren und auch die Kondensatoren kannst du direkt anbinden. Beim Einsatz von Kondensatoren solltest du daran denken, dass die Zuleitungsinduktivität und dieser Kondensator einen Schwingkreis bilden. Da das Schalten eines IGBT durchaus bis in den 10-MHz-Bereich sehr breitbandig anregen kann, bekommst du da ganz schnell ein hübsches Schwingen. DerAlbi schrieb: > @Mine Fields: ich finde dass du eine Menge probleme beschreibst aber > nicht wirklich eine Lösung anbietest :-( Ich kann dir Probleme nicht lösen, die nur aufgrund deiner Anforderungen bestehen. Ich weiß, dass man mehrere kA problemlos mit IGBT-Modulen und Kupferplattenverschienung schalten kann. Und ich habe dir gesagt, dass dein Symmetrierproblem recht unwichtig ist. Rechne dir doch mal aus, wieviel Energie entsteht, wenn der Transistor für wenige 100 ns in Entsättigung betrieben wird. Der wird nur müde drüber lächeln. Entscheidend ist nur die Verlustenergie, und die ist sehr wahrscheinlich völlig unproblematisch, solange das kein zyklischer Betrieb ist. Mal eine Anektode aus der Praxis: Ich habe mal ein ähnliches Bauteil (etwas größer) absichtlich mit hoher Gatespannung in Entsättigung getrieben, sogar für länger als die spezifizierten 10 us. Da flossen Ströme von 500-600A. Das Bauteil hat das problemlos um die 100 Zyklen mitgemacht und funktionierte danach auch noch. Ansonsten habe ich doch massig Lösungen gebracht: Gatetreiber für möglichst viele IGBT verwenden, Symmetrierung über Emitterwiderstände am Gatetreiber. Der Aufbau muss natürlich möglichst niederimpedant und symmetrisch sein, sobald das nicht mehr geht, musst du mehrere Treiberstufen verwenden. Wenn du mehrere Treiber verwendest, sollte die Treiberspannung möglichst gleich sein. Die Idee mit der möglichst niedrigen Gatespannung ist auch nicht verkehrt, das hast du glaube ich selbst ja schon vorgeschlagen. Und dann noch unbedingt active clamping oder ein ähnliches Mechanismus zur Verlangsamung des Ausschaltimpulses bei Überspannung nutzen. Wenn du Glück hast, entsteht auch bei einem hochinduktiven Aufbau nicht so viel Verlustenergie, dass dein IGBT zerstört wird. Zumindest hast du dann kein Problem mit Überspannungen, und das wird dir weh tun, wenn du es so vor hast, wie du es bisher beschrieben hast. Das mal die Zusammenfassung aus den letzten Posts von mir. Wo war da bitte kein Lösungvorschlag dabei?
DerAlbi schrieb: > @Mine Fields: ich finde dass du eine Menge probleme beschreibst aber > nicht wirklich eine Lösung anbietest :-( Naja das sehe ich nicht so. Auch wenn er tatsächlich langsam mal einsehen sollte dass du eben keine Module willst (auch wenn er damit recht hat, hab ich ja auch do geschrieben ganz am Anfang) dann ist es (wie ich auch schonmal geschrieben habe) wichtig die Auftretenden Probleme richtig einzuschätzen UND vor allem erstmal potentielle Probleme zu kennen. Oft ist es schwiereiger die richtigen Fragen zu stellen, als die Antwort zu finden. OK, dann muss ich mich selbst mal kurz an der Nase packen. Ich glaube ich habe in den letzten Posts ein bisschen was durcheinandergewürfelt. >Mal abgesehen davon, dass ich nicht ganz verstehe, was du in diesem Fall >unter "gegenkoppeln" verstehst. Wie würdest du deine Treiberstufe denn >an das Emitterpotential anbinden? Die gehört nämlich eben direkt dort >angebunden oder - im Falle eine Parallelschaltung - jeweils an jedem >Emitter über einen Widerstand. Ja genau dass sage ich ja. Direkt an den Emitter. Ich war in gedanken etwas durcheinander... Der Albi wollte ja Pärchen bilden. Dann das Bezugspotential für die Gate-Treiber in der "Mitte" an der Kupferschiene abgreifen. Dann hattest du (Mine Fields) auch was von Emitterwiderständen geredet. Das zusammen mit den Ausführungen zur reduzierten Gate-Spannung weckte bei mir den Eindruck du denkst an die "lokale Stromgegenkopplung" wie man sie von BJT-Parallelschaltungen her kennt. D.h. das Gate Treiber Potential wird eben nicht an den Emitter direkt gelegt sondern "hinter" einen Emitterwiderstand. Das führt dann dazu dass durch den Spannungsabfall im Emitterwiederstand bei großen Emitterströmen die Gatespannnung reduziert wird und den Strom weiter begrenzt wird. (Ich denke dir war das bekannt aber es lesen auch mal andere mit..). Das ist aber meinen Ausführungen weiter oben zu Folge hier völlig für die Tonne. Ich sende das mal ab, sonsts tipp ich wieder ewig und es kommen derweil 1000 andere Posts die ich nich mitbekomme... -to be continued.
Du (Mine Fields) warst aber denke ich bei deinem Vorschlag möglichst viele IGBT mit nur einem Gatetreiber zu bedienen. Deine Idee war wohl mit (auch recht niederohmigen) Widerständen an den Emittern eine Art "Spinnennetz" zu bilden um eine Art "virtuelle Gate-Treiber-Masse" mit dem Mittelwert der Emitterpotentiale der betroffenen IGBT zu bekommen, aber wolltest den eigentlichen Emitterstrom nicht da durchleiten. Das ist natürlich was föllig anderes, und da stimme ich dir zu. Ich sende wieder mal ab... geht weiter
Alexander Leuser schrieb: > Du (Mine Fields) warst aber denke ich bei deinem Vorschlag möglichst > viele IGBT mit nur einem Gatetreiber zu bedienen. Deine Idee war wohl > mit (auch recht niederohmigen) Widerständen an den Emittern eine Art > "Spinnennetz" zu bilden um eine Art "virtuelle Gate-Treiber-Masse" mit > dem Mittelwert der Emitterpotentiale der betroffenen IGBT zu bekommen, > aber den eigentlichen Emitterstrom nicht da durchleiten. Ja, genau. Das ganze symmetriert die Schaltvorgänge. Das Verfahren ist nicht auf meinem Mist gewachsen, sondern ist in der einschlägigen Literatur beschrieben (Literaturhinweise habe ich ja schon genannt).
Allerdings ist mir nicht ganz klar warum du es für einen wesentlichen Vorteil hälst viele IGBT mit einem Treiber anzusteuern... der bekommt entsprechend Last und es wird langsamer. Ob das gut ist oder schlecht hängt ganz von dem verfolgten Ansatz ab die Probleme in den Griff zu bekommen. Bei deinem Ansatz (wenn ich den richtig deute) ist das von Vorteil. Du gehst davon aus dass das Ziel erstrebenswert ist eine Weile (länger) im linearen Bereich zu bleiben um überschwinger durch sanftes Kommutieren zu vermeiden und die Energie im Kommutierungskreis im Transistor zu verheizen. Prinzipiell OK, ich habe oben ja auch geschrieben dass ein solcher Ansatz zur symmetrierung prinzipiell erstmal ein durchauchs probates mittel ist. Allerdings sehe ich da einige schwer einschätzbare Schwierigkeiten, in bezug auf den ortodoxen Aufbau. Wir haben z.B. noch garnicht daruüber gesprochen wie die Freilaufdiode der Last räumlich angeordnet werden soll, in wie niederinduktiv es gelingen kann die "versorgenden" Kondensatoren anzubinden. Auf viele andere Probleme (auch diesbezüglich) hast du ja eben hingewiesen. Also ich wolte das Pferd von der anderen Seite her aufzäumen. eher weniger (nur 2) IGBT pro Treiber. So schnell schalten wie möglich. Versuchen mit geschickt gemachten Snubbern (RCD Snubber, nicht die Dioden! Dazu später mehr.) nicht nur die Energie aus den Induktivitäten im Kommutierungskreis in den Griff zu bekommen sondern auch einen Teil des Laststroms während der Phase mit hohen du/dt vom Transistor weg zu bekommen. Dadurch dachte ich das Problem dass sich der Laststrom während dem Schaltvorgang zu star auf einzelne Transistoren konzentriert etwas zu bändigen. Denn in einem Punkt möchte ich dir tatsächlich wiedersprechen. Deine Einschätzung dass eben der Laststrom in ALLEN Transistoren im Umschaltvorgang ausreichend begrenzt wird und die SOA NICHT am längen Sprengt (ich rede von der 10ms-Puls SOA... dem fast-Rechteck) teile ich nicht bzw. würde ich davon nicht ausgehen. Wenn das klappt lasse ich mich gerne eines besseren belehren, dann würden mich aber Messungen zu der Stromverteilung während dem Abschaltvorgang brennend interessieren.
Mine Fields schrieb: > Alexander Leuser schrieb: >> Du (Mine Fields) warst aber denke ich bei deinem Vorschlag möglichst >> viele IGBT mit nur einem Gatetreiber zu bedienen. Deine Idee war wohl >> mit (auch recht niederohmigen) Widerständen an den Emittern eine Art >> "Spinnennetz" zu bilden um eine Art "virtuelle Gate-Treiber-Masse" mit >> dem Mittelwert der Emitterpotentiale der betroffenen IGBT zu bekommen, >> aber den eigentlichen Emitterstrom nicht da durchleiten. > > Ja, genau. Das ganze symmetriert die Schaltvorgänge. Das Verfahren ist > nicht auf meinem Mist gewachsen, sondern ist in der einschlägigen > Literatur beschrieben (Literaturhinweise habe ich ja schon genannt). Hmm naja inwiefern Symmetriert das den Collectorstrom der einzelnen IGBT? Und vorallem... einer reicht ja doch nicht, wie soll dass die Gruppen symmetrieren?
>eher weniger (nur 2) IGBT pro Treiber.
Auch deswegen, weil ich für diese Variante eine glaube ich brauchbare
Lösung für den gesamten aufbau im Kopf habe.
Ach ja und mir ist da nochwas in den Sinn gekommen. Das wäre auch wieder eine Frage für Leute mit Erfahrung: Wie sieht das eigentlich aus mit der Streuung in der Sättigungsspannung der Viecher? Kann man die im gesätigten Betrieb bei hohen Strömen als ausreichend sysmmetrisch annehmen, oder muss evt, wie auch schon mal angesprochen sogar noch künstlich Impedanz ins System, um den Laststrom (kurz VOR dem Abschalten) erst mal halbwegs symmetrisch hinzubekommen? Ist ja nicht so dass ich mit den IGBT kein praktische Erfahrung habe aber mehrere parallel hab ich auch noch nicht untersucht.
Alexander Leuser schrieb: > Allerdings ist mir nicht ganz klar warum du es für einen wesentlichen > Vorteil hälst viele IGBT mit einem Treiber anzusteuern... der bekommt > entsprechend Last und es wird langsamer. Weil du mit einem Treiber besser symmetrieren kannst und Laufzeitunterschiede zwischen den Treibern keine Rolle spielen. Alexander Leuser schrieb: > So schnell schalten wie möglich. > Versuchen mit geschickt gemachten Snubbern (RCD Snubber, nicht die > Dioden! Dazu später mehr.) nicht nur die Energie aus den Induktivitäten > im Kommutierungskreis in den Griff zu bekommen sondern auch einen Teil > des Laststroms während der Phase mit hohen du/dt vom Transistor weg zu > bekommen. Das halte ich für eher ungeschickt, siehe oben genanntes Schwingkreisproblem. Du musst dann viel Dämpfung in die Snubber einbauen, und ob sie dann noch ihren Zweck erfüllen ist fraglich. Alexander Leuser schrieb: > Denn in einem Punkt möchte ich dir tatsächlich wiedersprechen. Deine > Einschätzung dass eben der Laststrom in ALLEN Transistoren im > Umschaltvorgang ausreichend begrenzt wird und die SOA NICHT am längen > Sprengt (ich rede von der 10ms-Puls SOA... dem fast-Rechteck) teile ich > nicht bzw. würde ich davon nicht ausgehen. Es geht im Umschaltzeitpunkt um Unsymmetrien im 100ns-Bereich und es geht um Einzelpulse, keinen PWM-Betrieb. Rechne doch einmal die Verlustenergie aus, die ist vernachlässigbar. Außerdem hat man immer eine Ausgangsinduktivität, die ich (wie schon mehrfach erwähnt) so groß wie möglich machen sollte! Zur Not kann man da auch mit Drosseln arbeiten. Alexander Leuser schrieb: > Hmm naja inwiefern Symmetriert das den Collectorstrom der einzelnen > IGBT? > Und vorallem... einer reicht ja doch nicht, wie soll dass die Gruppen > symmetrieren? Die Gruppen werden dadurch gar nicht symmetriert, nur die einzelnen IGBT innerhalb einer Gruppe (jeder IGBT bekommt selbstverständlich einen eigenen Widerstand). Dadurch gehen aber in dem (eher unrealistischen, aber theoretischen Fall), den der TO befürchtet, wenigstens 8 anstatt nur 2 in Entsättigung, und damit ist die Belastung pro Transistor geringer. Durch die niedrige Gatespannung bleibt der Sättigungsstrom auch in einem vernünftigen Bereich.
Alexander Leuser schrieb: > Wie sieht das eigentlich aus mit der Streuung in der Sättigungsspannung > der Viecher? Kann man die im gesätigten Betrieb bei hohen Strömen als > ausreichend sysmmetrisch annehmen, oder muss evt, wie auch schon mal > angesprochen sogar noch künstlich Impedanz ins System, um den Laststrom > (kurz VOR dem Abschalten) erst mal halbwegs symmetrisch hinzubekommen? Stichwort: Positiver Temperaturkoeffizient. Wie bereits erwähnt arbeiten große Module immer mit mehreren Chips (5-10 parallel sind durchaus üblich).
Alexander Leuser schrieb: > Allerdings ist mir nicht ganz klar warum du es für einen wesentlichen > Vorteil hälst viele IGBT mit einem Treiber anzusteuern... der bekommt > entsprechend Last und es wird langsamer. Ein Punkt noch: Die Variante ist einfach günstiger und weniger aufwändig. Da müssen mir einzelne Treiber einen deutlichen Mehrnutzen bringen. Und den sehe ich nirgends.
Das ist mir klar, aber können wir bei einem einzelnen Impuls und zu beginn identischen Temperaturen davon ausgehen dass der effekt bis wir wieder ausschalten ausreichend greift? Wie lange wird eigentlich eingeschaltete? @DerAlbi Wie groß ist den die Lastinduktivität. Keine Angst, ich verrate meine Lösungsvorschläge schon noch, nur den Aufbau hier zu beschreiben ist recht aufwendig, und erst will ich sicher sein, dass ich damit nicht auf dem Holzweg bin.
Das ist klar, definitiv (wenn man den Schaltplan betrachtet zumindest), kompliziert genug wird es schon noch. Allerdings entscheidet sich der wirkliche Aufwand erst wenn klar ist wie man das Ding am Ende zusammen bekommt, und dann können ne Handvoll mehr Bauteile und etwas ausfwendigere Leitungsführung ganz schnell durch einen schön Modular ausführbaren Aufbau ganz schnell im Preis wett gemacht sein durch emense Zeiteinsparung.
Alexander Leuser schrieb: > Das ist mir klar, aber können wir bei einem einzelnen Impuls und zu > beginn identischen Temperaturen davon ausgehen dass der effekt bis wir > wieder ausschalten ausreichend greift? Wie lange wird eigentlich > eingeschaltete? Bei richtiger Auslegung - ja. Die maximale Chiptemperatur darf natürlich nicht überschritten werden und bei Parallelschaltung braucht man etwas mehr Luft. Aber prinzipiell ist das kein Problem, Parallelschalten von ist Stand der Technik und problemlos beherrschbar. Alexander Leuser schrieb: > Das ist klar, definitiv (wenn man den Schaltplan betrachtet zumindest), > kompliziert genug wird es schon noch. Allerdings entscheidet sich der > wirkliche Aufwand erst wenn klar ist wie man das Ding am Ende zusammen > bekommt, und dann können ne Handvoll mehr Bauteile und etwas > ausfwendigere Leitungsführung ganz schnell durch einen schön Modular > ausführbaren Aufbau ganz schnell im Preis wett gemacht sein durch emense > Zeiteinsparung. Darauf kommt es bei einem solchen Aufbau sicherlich nicht an. Sonst würde man wohl keine 64 Einzel-IGBT verwenden.
Mine Fields schrieb: > Alexander Leuser schrieb: >> Allerdings ist mir nicht ganz klar warum du es für einen wesentlichen >> Vorteil hälst viele IGBT mit einem Treiber anzusteuern... der bekommt >> entsprechend Last und es wird langsamer. > > Weil du mit einem Treiber besser symmetrieren kannst und > Laufzeitunterschiede zwischen den Treibern keine Rolle spielen. > Klar, die Lafzeitunterschiede wirst du aber ja doch nicht los, du brauchst ja doch mehrere Treiber > Alexander Leuser schrieb: >> So schnell schalten wie möglich. >> Versuchen mit geschickt gemachten Snubbern (RCD Snubber, nicht die >> Dioden! Dazu später mehr.) nicht nur die Energie aus den Induktivitäten >> im Kommutierungskreis in den Griff zu bekommen sondern auch einen Teil >> des Laststroms während der Phase mit hohen du/dt vom Transistor weg zu >> bekommen. > > Das halte ich für eher ungeschickt, siehe oben genanntes > Schwingkreisproblem. Daran ist gedacht! > Du musst dann viel Dämpfung in die Snubber > einbauen, und ob sie dann noch ihren Zweck erfüllen ist fraglich. --> mit der Diode JA, Problem. Aber mit dem RCD? (kann auch en RC, das ist aber ne andere Diskussion) Damit sorge ich ja eben dafür dass ich keine harten Klippen habe die erst irgendwas anregen. Dämpfung hab ich dafür dann doch mehr als genug. > Alexander Leuser schrieb: >> Denn in einem Punkt möchte ich dir tatsächlich wiedersprechen. Deine >> Einschätzung dass eben der Laststrom in ALLEN Transistoren im >> Umschaltvorgang ausreichend begrenzt wird und die SOA NICHT am längen >> Sprengt (ich rede von der 10ms-Puls SOA... dem fast-Rechteck) teile ich >> nicht bzw. würde ich davon nicht ausgehen. > > Es geht im Umschaltzeitpunkt um Unsymmetrien im 100ns-Bereich und es > geht um Einzelpulse, keinen PWM-Betrieb. Rechne doch einmal die > Verlustenergie aus, die ist vernachlässigbar. Vernachlässigbar? Eher nicht! Du vergisst dabei eins: betrachte mal das Thermische Modell von so einem Leistungshalbleiter... das ist eine Kaskade vom PT1 Gleidern. D.h. viel Leistung kurze Zeit mag i.O. sein weil die Zeitkonstante des ersten PT1 deutlich überschritten ist und die thermische Kapazität des 2. mit genutzt wird (z.B. gesamter Chip wird warm, nicht nur die Rekombinationszone) SEHR viel Leistung in noch viel kürzerer Zeit... nichtmehr OK, da keine Zeit für die thermische energie bleibt auszuweichen. Das kritische dabei das geht evt. einige male gut, biss die entsprechende Schicht nurnoach Matsch ist und es irgendwann knallt. Die Hersteller denken sich schon was dabei wenn sie am "rechten" Rand der SOA einen harten Strich ziehen. > > Außerdem hat man immer eine Ausgangsinduktivität, die ich (wie schon > mehrfach erwähnt) so groß wie möglich machen sollte! Zur Not kann man da > auch mit Drosseln arbeiten. > Wie soll die dir helfen? Die kann dir nur dann helfen, wenn sie für jeden IGBT extra aufgesplittet (also Jeder Collector seine eigene Drossel) wird. Das ist das was ich mit "zusätzlicher Imedanz im System" meinte. > Alexander Leuser schrieb: >> Hmm naja inwiefern Symmetriert das den Collectorstrom der einzelnen >> IGBT? >> Und vorallem... einer reicht ja doch nicht, wie soll dass die Gruppen >> symmetrieren? > > Die Gruppen werden dadurch gar nicht symmetriert, nur die einzelnen IGBT > innerhalb einer Gruppe Das war mir klar. > (jeder IGBT bekommt selbstverständlich einen > eigenen Widerstand). Dadurch gehen aber in dem (eher unrealistischen, > aber theoretischen Fall), den der TO befürchtet, wenigstens 8 anstatt > nur 2 in Entsättigung, und damit ist die Belastung pro Transistor > geringer. OK.. da liegt der Unterschied in unserer Problembetrachtung. Ich gehe nicht davon aus dass wir Probleme bei einzelnen Transistoren die sehr früh schalten, und damit länger im Entsättigten bereich verharren werden bekommen (da bin ich deiner Meinung das "bischen" Einzelpuls-Energie macht der locker mit), sondern in denen die sehr spät schalten. Sie müssen nämlich den übrigen Strom tragen biss sie ihren Spannungsgradient durchlaufen haben. > Durch die niedrige Gatespannung bleibt der Sättigungsstrom > auch in einem vernünftigen Bereich. Nein, eben da befürchte ich dass diese Annahme nicht zutreffend ist. Im meiner Ansicht nach kritischen Moment befinden sich die "langsamen" T's in der Umgebung des Miller Plateaus (d.h. die Freilaufdiode der Last sperrt noch komplett). In dieser Situation wird die wirksame "innere" Gatespannung und somit die Ladungsträgerinjektion, die für den Maximalstrom relevant ist NICHT von irgendwelchen Gatespannungen die einst im Eingeschaltenen Zustand vorgeherscht haben bestimmt, sondern maßgeblich (wie ganz eingangs schonmal beschrieben) von den kapazitiven Bauteil-Parametern wie Millerkapazität, Sperrschichtkapazität, und sonstigen parsitären Kapazitäten zwischen C und G, sowie dem du/dt, dem Gate Vorwiederstand und der Gate-Spannung beim AUSSCHALTEN, den man aus Dämpfungsgründen wieder nicht beliebig klein machen kann. Da man nur auf die Parameter du/dt und Gate-Spannug einen Einfluss hat komme ich zu dem Schluss dass man nicht versuchen darf langsam zu schalten. Klingt unlogisch... naja das du/dt wird eben nicht wirklich kleiner wenn man versucht "soft" zu schalten zumindest nicht in den Transistoren die betroffen sind. Ganz langsam von vorne: Die Freilaufdieode kann den "Staffelstab" nicht Greifen da die Spannung noch zu niedrig ist. Der gesamte Strom muss durch den/die nachzügelnden IGBT. Nungut die begrenzen den Strom. Die Folge: du/dt wird extrem -> Ladung wird aufs Gate "geschossen" -> Ladungsträger strömen in die "Basis" die Strombegrenzung is futsch, der IGBT mit pech gleich mit. Wie schon erwähnt bei weniger parallelen IGBT (ne Handvoll) dürfte das kein Problem sein, da die ja für so kurze Zeiten einiges an Spitzenstrom ab können (so das 3 Fach wird schon drin sein), aber bei soooo vielen au weia! Ich hoffe es ist klar. Wenn es klar ist und mir jemand aus Messungen bestätigen kann das dieser Effekt auch bei so vielen Transistoren nicht ausartet, OK. Aber ich so... da hab ich meine Zweifel. Deswegen ist mein Ansatz eben ein anderer.
Ich: >Klar, die Lafzeitunterschiede wirst du aber ja doch nicht los, du >brauchst ja doch mehrere Treiber Hm naja, wenn es geling alles auf einen selbstgestrickten "mega-Treiber" zu bauen. Und den Aufbau dennoch hinzubekommen... Naja ich warte erstmal auf eine Reaktion. Die vorletzte Zeile in meinem letzten Post ist ja murks :-) >den man aus Dämpfungsgründen wieder nicht beliebig klein machen kann. auch da Murks, das bezeiht sich natürlich auf den Gate-Vorwiederstand (nachträglich per Drag and Drop den Satzbau geändert und nicht aufgepasst) Und Widerstand zum x-ten mal mit ie, ich sollte mich wieder ins Bett legen, aber es ist gerade so spannend. :-) Jetzt halt ich aber die Klappe.
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Mensch, hier gehts aber ab^^ hat auch jemand geschlafen? :-D Mir fehlt hier langsam mein eigener Beitrag zum Thema, um die Disussion zu lenken^^. Deswegen als erstes: @Mine Fields: Das mit dem symetrischen Aufbau erfordert eine Platine mit viel Kupferblech. Eine Platine wiederrum erfordert das einlöten der IGBTs. Wenn jetzt trotz aller vorsorglichen Betrachtungen doch ein IGBT kauptt geht, ist die Wartbarkeit des Design ein wahrer Kraus. Das siehst du hoffentlich ein, oder? Meine lineare Stromschienen-Methode beläuft sich darauf die Schauben zu lösen und die IGBTs herauszuziehen - was wesentlich freundlicher ist - und ich denke da sind wir uns alle einig: mit Rückschlägen ist zu rechnen! Da man nun mit der Stromschiene (zwangsläufig) hantiert, ist die aneinanderreihung der IGBTs das, was die Länge der Stromschiene bestimmt. Diese große Länge impliziert aber auch ein Treiberproblem: rigns um die Schiene ist EMV-Technisch der totale Horror los. Lange Leiterbahnen sind also nicht zu verantworten. Damit begrenzt man die Lokalität der Gatetreiber. Zu den 100ns Streuung: Das ist das was sich laut Datenblättern maximal akkumuliert. Das entspricht nicht der Realität! Die Datenblätter decken den Temperaturbereich von 25-125°C ab und das ist auch maßegeblich für die Min/Max-Werte. In der Realität sind meine Chips gleichwarm, und streuen damit wesentlich weniger, wenngleich nicht vernachlässigbar. In der tat wäre es mir sogar lieber, wenn eine wesrentlich größere Unymetrie ausgefglichen werden könnte Ich werde mal mein Konzept durch Bildchen klarer machen: Ich habe schon einen Schaltplan und eine Testplatine designt. Beides ist im Anhang, der verdeutlicht auch etwas die Layoutbegrenzungen.
Alexander Leuser schrieb: > Klar, die Lafzeitunterschiede wirst du aber ja doch nicht los, du > brauchst ja doch mehrere Treiber Ja, ich habe aber jetzt mehr IGBT in einem dynamisch gut symmetrierten System. Genau genommen sehe ich auch noch keinen Sinn darin, überhaupt mehrere Optokoppler mit ihren Laufzeitunterschieden einzusetzen. Alexander Leuser schrieb: > --> mit der Diode JA, Problem. > Aber mit dem RCD? (kann auch en RC, das ist aber ne andere Diskussion) > Damit sorge ich ja eben dafür dass ich keine harten Klippen habe die > erst irgendwas anregen. Dämpfung hab ich dafür dann doch mehr als genug. Wie gesagt - die Frage ist, ob sie mit so viel Dämpfung noch ihren eigentlichen Zweck, nämlich dem Abfangen der Überspannung, erfüllen können. Alexander Leuser schrieb: > Vernachlässigbar? Eher nicht! Du vergisst dabei eins: betrachte mal das > Thermische Modell von so einem Leistungshalbleiter... das ist eine > Kaskade vom PT1 Gleidern. D.h. viel Leistung kurze Zeit mag i.O. sein > weil die Zeitkonstante des ersten PT1 deutlich überschritten ist und die > thermische Kapazität des 2. mit genutzt wird (z.B. gesamter Chip wird > warm, nicht nur die Rekombinationszone) SEHR viel Leistung in noch viel > kürzerer Zeit... nichtmehr OK, da keine Zeit für die thermische energie > bleibt auszuweichen. Schöne akademische Betrachtung. Nur welche Relevanz hat die für die Praxis? Man gewinnt daraus nur die Erkenntnis, dass man die IGBT thermisch nicht voll ausreizen darf. Das sagt aber auch schon der gesunde Menschenverstand, dass man Probleme zu erwarten hat, wenn man in einem solchen System an die thermischen Grenzen der Chips geht. Alexander Leuser schrieb: > Wie soll die dir helfen? Die kann dir nur dann helfen, wenn sie für > jeden IGBT extra aufgesplittet (also Jeder Collector seine eigene > Drossel) wird. > Das ist das was ich mit "zusätzlicher Imedanz im System" meinte. Natürlich ist die Induktivität "aufgesplittet", das versteht sich doch von selbst. Sie trägt den Strom im einzelnen Zweig über den Freilauf weiter und sie muss nicht von den anderen, noch eingeschalteten Transistoren im System übernommen werden. Ich erinnere daran: Es müssen nur wenige 100ns überbrückt werden, die Induktivität kann dementsprechend niedrig sein. Alexander Leuser schrieb: > Im > meiner Ansicht nach kritischen Moment befinden sich die "langsamen" T's > in der Umgebung des Miller Plateaus (d.h. die Freilaufdiode der Last > sperrt noch komplett). In diesem Fall ist der Sättigungsstrom sowieso schon so niedrig, dass die Verlustenergie unkritisch ist. Interessant ist lediglich der Zeitpunkt, in dem der Transistor noch voll angesteuert ist, und dort ist der Strom sehr wohl abhängig von der Gatespannung. Alexander Leuser schrieb: > Nungut die > begrenzen den Strom. Die Folge: du/dt wird extrem -> Ladung wird aufs > Gate "geschossen" -> Ladungsträger strömen in die "Basis" die > Strombegrenzung is futsch, der IGBT mit pech gleich mit. Wieder rein akademische Betrachtung, diese Probleme gab es vielleicht in Anfangszeiten vor 20 Jahren. Heutzutage kann man mit einem richtig ausgelegten Treiber einen modernen IGBT auch im Kurzschluss völlig problemlos abschalten. Alexander Leuser schrieb: > Ich hoffe es ist klar. Wenn es klar ist und mir jemand aus Messungen > bestätigen kann das dieser Effekt auch bei so vielen Transistoren nicht > ausartet, OK. Aber ich so... da hab ich meine Zweifel. Ich darf dir natürlich keine Messungen vorlegen, aber aus der Erfahrung kann ich sagen, dass das funktioniert. Wenn du mir nicht glaubst, kann ich dir da auch nicht helfen. Probier es selbst aus, anstatt dich mit solchen Theoretikerüberlegungen aufzuhalten.
DerAlbi schrieb: > viel Kupferblech. Eine Platine wiederrum erfordert das einlöten der > IGBTs. Wenn jetzt trotz aller vorsorglichen Betrachtungen doch ein IGBT > kauptt geht, ist die Wartbarkeit des Design ein wahrer Kraus. Das siehst > du hoffentlich ein, oder? Meine lineare Stromschienen-Methode beläuft > sich darauf die Schauben zu lösen und die IGBTs herauszuziehen - was > wesentlich freundlicher ist - und ich denke da sind wir uns alle einig: > mit Rückschlägen ist zu rechnen! Natürlich, aber du wolltest einen nicht optimalen Aufbau. Ein Modul kannst du einfach rausschrauben. Die Verlegung der Leistung auf der Zeichnung ist völliger Murks (sorry, muss man so sagen). Das ist ja schon fast die maximal mögliche aufgespannte Fläche. Die Schienen müssen übereinander liegen, mit möglichst wenig Abstand zueinander. Dazu kommt, dass du durch den "Busaufbau" eine maximal mögliche Unsymmetrie zwischen den einzelnen IGBT erzeugst. Alle IGBT müssen symmetrisch (eher sternförmig) angefahren werden.
DerAlbi schrieb: > Mensch, hier gehts aber ab^^ hat auch jemand geschlafen? :-D Es war Sylvester ;-) Naja du hast ja auch nicht gerade untätig rumgesessen wie ich sehe. > Mir fehlt hier langsam mein eigener Beitrag zum Thema, um die Disussion > zu lenken^^. > > Deswegen als erstes: > @Mine Fields: Das mit dem symetrischen Aufbau erfordert eine Platine mit > viel Kupferblech. Eine Platine wiederrum erfordert das einlöten der > IGBTs. Wenn jetzt trotz aller vorsorglichen Betrachtungen doch ein IGBT > kauptt geht, ist die Wartbarkeit des Design ein wahrer Kraus. Nicht wenn man viele kleine Platinen macht die man mit M6 Schrauben auf großflächige Kuferplatten schraubt und mit den Schrauben auf die "durchkontaktiert". Dann muss auch nichtmehr alles in einer Reihe sein, es kann Schachbrettformat werden. Wenn man mehrere (dünne so 1..2 mm reichen dann) großflächige Kupferplatten für die "hochstrom-Kontake" aufeinander legt und dazwischen dünne Pertinaxplatten zur Isolation, dann bohrt man da durch und benutzt sie wie "zusätliche Layer" der Platine indem man M6 (oder ähnlich) Schrauben zur durchkontaktiert... muss man einen IGBT wechseln, Schraube auf Platine liegt in der Hand und kann mühelos gelötet werden. Um den Kontakt zwischen Schraube und Platine robuster zu machen lötet man kleine Unterlegscheiben auf. (Ja das ist kein Problem) Ja das Thema hat mich heute nacht nicht los gelassen. Es kann sich jeder denke ich selbst vorstellen, dass das extrem niederimpedant ist, wenn die Schrauben kurz genug sind. Der Strom fließt auch nicht mehr in einer Reihe an den Transistoren vorbei, sondern kann von den Rändern aus großflächig da hin gelangen wo er hin muss. > Da man nun mit der Stromschiene (zwangsläufig) hantiert, ist die > aneinanderreihung der IGBTs das, was die Länge der Stromschiene > bestimmt. > Diese große Länge impliziert aber auch ein Treiberproblem: rigns um die > Schiene ist EMV-Technisch der totale Horror los. Lange Leiterbahnen sind Tata auch weg! > also nicht zu verantworten. Damit begrenzt man die Lokalität der > Gatetreiber. Dein Ansatz - Optokoppler Dioden in Reihe ist da genau richtig! Jetzt noch Gate Treiber und Snubber mit auf die Platine und so dicht wie möglich dran, das Gate-Treiber-Masse potential direkt an die Unterlegschei be für den gemeinsamen Emitterkontakt der beiden IGBT (genau die Mitte) und dann von diesem Massepunkt -Spinnennetzförmig nach der Idee meines Mitstreiters, zum Massepunkt der Gate-Treiber Spannungsversorgung und ab gehts. > > Zu den 100ns Streuung: Das ist das was sich laut Datenblättern maximal > akkumuliert. Das entspricht nicht der Realität! Die Datenblätter decken > den Temperaturbereich von 25-125°C ab und das ist auch maßegeblich für > die Min/Max-Werte. In der Realität sind meine Chips gleichwarm, und > streuen damit wesentlich weniger, wenngleich nicht vernachlässigbar. In > der tat wäre es mir sogar lieber, wenn eine wesrentlich größere > Unymetrie ausgefglichen werden könnte Das ist mir klar. > > Ich werde mal mein Konzept durch Bildchen klarer machen: Ich habe schon > einen Schaltplan und eine Testplatine designt. Beides ist im Anhang, der > verdeutlicht auch etwas die Layoutbegrenzungen.
Mine Fields schrieb: > Die Verlegung der Leistung auf der Zeichnung ist völliger Murks (sorry, > muss man so sagen). Das ist ja schon fast die maximal mögliche > aufgespannte Fläche. Stopp, mir ist jetzt erst aufgefallen: Das ist ja nur der halbe Eingangszweig. Die Freilaufdioden und der Rückweg des Stromes fehlt komplett? Wo soll der hinkommen? Denn genau dort ist die Symmetrie extrem wichtig, nicht im Ausgangszweig.
Du vergisst die geflutete Massefläche ;-) die IGBT-Treiber selbst sind sehr diekt an den Emittr gekoppelt. Die Horzontalen Zuleitungen sind durch R und L und Cs entkoppelt. Die Dioden Hin- und Rückleitung liegt so eng beieinander wie es nur geht. Ich hab NULL Ahnung was du damit meinst, dass die schienen übereinander liegen müssen. Wenn du meinst, ich soll sie mit der Flachen seite an die Platine schalten, dann finde ich das für jemanden, der andere disst, weil man die Theorie analysiert, das keine so tolle idee ist. Die hochgelobte Praxis diktiert eine gute Wartbarkeit und einfache Montage, sowie einen kurzen Anschluss an die Gatetreiber. Wenn die die Stromschienen mit der flachen Seite aufschraube, ist nichts davon gegeben. Bitte bedenke auch, wie klein der Aufbau ist.. da ist nix mit maximaler Fläche. Länge zwischen Stromschiene und oberen Platinenrand ist 16mm. Ich kann noch etwas fläche sparen, indem ich die Leitugnen auch auf der Unterseite verlege.
DerAlbi schrieb: > Du vergisst die geflutete Massefläche ;-) die IGBT-Treiber selbst sind > sehr diekt an den Emittr gekoppelt. Die Horzontalen Zuleitungen sind > durch R und L und Cs entkoppelt. Die Dioden Hin- und Rückleitung liegt > so eng beieinander wie es nur geht. Und über die Massefläche fließt der Laststrom? Noch einmal: Wo fließt der Laststrom genau zurück? Dieser muss nämlich exakt symmetrisch zum Hinweg fließen, du brauchst also eine Schiene direkt unter deiner "Kollektorschiene". Aus deiner Skizze kann man leider Recht schlecht erkennen, wie du das nun genau aufbauen willst. DerAlbi schrieb: > Wenn du meinst, ich soll sie mit der Flachen seite an die > Platine schalten, dann finde ich das für jemanden, der andere disst, > weil man die Theorie analysiert, das keine so tolle idee ist Die Induktivität ist nun einmal maßgeblich für solche Vorhaben. Und wenn man schon einen in der Praxis denkbar unbrauchbaren Aufbau wählt (eben keine Module verwendet, die auf einen niederinduktiven Aufbau optimiert sind!), dann braucht man sich nicht wundern, wenn man in Bezug auf: DerAlbi schrieb: > gute Wartbarkeit und einfache Montage, > sowie einen kurzen Anschluss an die Gatetreiber. massive Einschnitte hinnehmen muss. DerAlbi schrieb: > Bitte bedenke auch, wie klein der Aufbau ist.. da ist nix mit maximaler > Fläche. Länge zwischen Stromschiene und oberen Platinenrand ist 16mm. > Ich kann noch etwas fläche sparen, indem ich die Leitugnen auch auf der > Unterseite verlege. Du verstehst leider noch nicht wirklich, wie das mit der aufgespannten Fläche gemeint ist. Man kann eine 1m x 1m Platte bauen, die deutlich besser ist, als dein Aufbau.
>Natürlich ist die Induktivität "aufgesplittet", das versteht sich doch >von selbst. Sie trägt den Strom im einzelnen Zweig über den Freilauf >weiter und sie muss nicht von den anderen, noch eingeschalteten >Transistoren im System übernommen werden. Ich erinnere daran: Es müssen >nur wenige 100ns überbrückt werden, die Induktivität kann >dementsprechend niedrig sein. OK, damit erschlägst du natürlich ALLE Probleme, von denen ich geredet habe. Akademisch... heutzutage... glauben... blabla, ich hab mir jetzt etwas mehr erwartet von deiner Antwort als alles mit nicht belegbaren "des geht halt so, friss oder stirb". Aus einigen sätzen deiner Antwort lässt sich deutlich erkennen dass du dich wohl doch nicht sehr detailiert mit den Schaltvorgängen im IGBT auskennst. Dafür aber eben mit seiner Anwendung. Naja. Trozdem danke dass du dich mit mir und dem Thema abgegeben hast. Wie eben erwähnt wenn du das mit den Induktiven lastteilern so machst dann ist (fast) alles was wir hier diskutiert haben natürlich Käse. Diese Probleme gibt's dann logischerweise garnicht. Aber mit paralellschalten hat das nichtmehr viel zu tun. Das ist mehr ein Ströme einzelner entkoppelter Schaltgruppen zusammenführen, die IGBT's bekommen kaum was davon mit was die anderen Kolegen tun. Der Aufwand vervielfacht sich! Diese Lösungsmöglichkeit war für mich nur der absolute Nothammer, wenns anders nicht zu machen ist. Aber ich denke du hast recht die einzelnen Drosseln müssen rein, alles andere ist nicht konstruieren sondern rumprobieren und hoffen das es nicht ganz schief geht. Schade :-(
Alexander Leuser schrieb: > Aus einigen sätzen deiner Antwort lässt > sich deutlich erkennen dass du dich wohl doch nicht sehr detailiert mit > den Schaltvorgängen im IGBT auskennst. Das gleiche kann ich über dich auch sagen. Ich gebe mir hier nicht die Mühe, jeden einzelnen Satz richtig zu formulieren, wenn du das als Nichtwissen interpretierst, ist das dein Problem. Du darfst dich gerne mal mit den Halbleiterherstellern unterhalten, was das Schalten unter Kurzschluss angeht. Ich habe das schon einige Male getan. Und daher ziehe ich auch mein Wissen. Dazu brauche ich keine akademische Betrachtung machen (keine Angst, ich kann das auch, ich habe nur keine Lust, das hier im Forum auszurollen). Alexander Leuser schrieb: > Wie eben erwähnt wenn du das mit den Induktiven lastteilern so machst > dann ist (fast) alles was wir hier diskutiert haben natürlich Käse. Ich mache das nicht so, das ist zuallererst mal ein ganz normaler parasitärer Effekt. Alexander Leuser schrieb: > Diese Probleme gibt's dann logischerweise garnicht. Aber mit > paralellschalten hat das nichtmehr viel zu tun. Das ist mehr ein Ströme > einzelner entkoppelter Schaltgruppen zusammenführen, die IGBT's bekommen > kaum was davon mit was die anderen Kolegen tun. Sorry, aber wieder so akademischer Blödsinn. Die parasitären Effekte hast du immer, und trotzdem redet man immer noch über Parallelschaltung. Alexander Leuser schrieb: > Der Aufwand vervielfacht sich! Diese Lösungsmöglichkeit war für mich nur > der absolute Nothammer, wenns anders nicht zu machen ist. Eben nicht, den Effekt bekommst du geschenkt. Alexander Leuser schrieb: > Aber ich denke du hast recht die einzelnen Drosseln müssen rein, alles > andere ist nicht konstruieren sondern rumprobieren und hoffen das es > nicht ganz schief geht. Und damit bist du am Ziel vorbeigeschossen...
Mine Fields schrieb: > Und über die Massefläche fließt der Laststrom? Noch einmal: Wo fließt > der Laststrom genau zurück? Dieser muss nämlich exakt symmetrisch zum > Hinweg fließen, du brauchst also eine Schiene direkt unter deiner > "Kollektorschiene". > > Aus deiner Skizze kann man leider Recht schlecht erkennen, wie du das > nun genau aufbauen willst. ... > Die Induktivität ist nun einmal maßgeblich für solche Vorhaben. Und wenn > man schon einen in der Praxis denkbar unbrauchbaren Aufbau wählt (eben > keine Module verwendet, die auf einen niederinduktiven Aufbau optimiert > sind!), dann braucht man sich nicht wundern, wenn man in Bezug auf: > > DerAlbi schrieb: >> gute Wartbarkeit und einfache Montage, >> sowie einen kurzen Anschluss an die Gatetreiber. > > massive Einschnitte hinnehmen muss. > > DerAlbi schrieb: >> Bitte bedenke auch, wie klein der Aufbau ist.. da ist nix mit maximaler >> Fläche. Länge zwischen Stromschiene und oberen Platinenrand ist 16mm. >> Ich kann noch etwas fläche sparen, indem ich die Leitugnen auch auf der >> Unterseite verlege. > > Du verstehst leider noch nicht wirklich, wie das mit der aufgespannten > Fläche gemeint ist. Man kann eine 1m x 1m Platte bauen, die deutlich > besser ist, als dein Aufbau. Ich hab mir das Layout eben erst genauer angesehen, aber auch wenn es hart klingt... er hat recht, so, hmmm. Mir ist wenn ich das anschaue auch nicht ganz klar, wo du den Freilaufstrom hinschaffen willst, und wie du hier die "Versorgung" niederohmig hinbekommst. Es klingt zwar hart was er schreibt, aber naja das Layout geht so eher nicht durch. Ich sehe das Totschlagproblem im Liearen aufbau, da ist nichts symmetrisch und echt niederinduktiv hinzubekommen.
Also der 3dimmensionale Aufbau der Sache ist auch schwer zu erklären. Zum schluss soll eine Asymetrische Halbbrücke rauskommen. Jetzt geht es darum, wie man die Transistoren Ich weiß nicht konkret was das mit dem Rückstrom und der Niederinduktivität zu tun hat. Letztlich Schalte ich als Last Induktivitäten... wie der Rückstrom der Induktivität fließt, ist recht egal, egal wie groß die aufgespannte Fläche ist, die Hauptinduktivität liegt immer in der Spule... Also um was genau geht es jetzt? Vielleicht könnte man trotz aller Erhabenheit in diesem Forum sich daoch dazu niederlassen, das so zu formulieren, dass die Kommunikation gewährleistet ist, und vielleicht der Inhalt wichtiger wird, als der überlegene Unterton -.- Tut mit leid, mich nervts :-( Geht es um den GateRückstrom? Der ist sehr niederinduktiv möglich.
Mine Fields schrieb: > panikplauze schrieb: >> Natürlich, dagegen sagt keiner was. Ideal wäre ein kreisrunder >> (koaxialer) Aufbau, das wäre wahrscheinlich das Optimum mit den >> gegebenen TO220. > > Ja, wieso schreibst du dann, dass ich nur Blödsinn schreibe ... Habe ich nirgends geschrieben. > panikplauze schrieb: >> Meiner Erfahrung zeigt: Vorher nachdenken und die Erfahrungen anderer >> (vor allem derjenigen, die auf ihre Erfahrung und die Praxis pochen) >> hinterfragen, hilft unheimlich. > > Ja, das darf man gerne machen. Hinterfragen heißt aber nicht, dass man > alles, was in der Praxis funktioniert, als Blödsinn bezeichnet, ... Habe ich ebenfalls nirgends geschrieben. Aber ich finde deinen Ton unmöglich. Zum Schaltverhalten kann ich leider wenig beitragen, da ich, wie bereits geschrieben, mit IGBT's bisher nichts gemacht habe (sehr wohl aber mit hohen, per Halbleitern geschalteten, Strömen). Aber erst mal frohes neues Jahr für euch! Es ging ja noch gut zur Sache hier... :-) DerAlbi schrieb: > Ich werde mal mein Konzept durch Bildchen klarer machen: Ich habe schon > einen Schaltplan und eine Testplatine designt. Beides ist im Anhang, der > verdeutlicht auch etwas die Layoutbegrenzungen. Ich finde dein Layout wirklich suboptimal. Du wirst mit Sicherheit Probleme mit dem parallel zum Hochstrompfad liegenden Leitungen bekommen, da wette ich glatt um ein hübsches Sümmchen! Soll das so bleiben? Ich rate dir dringend über einen kreisrunden Aufbau nachzudenken. Damit bekommst du die Induktivität extrem nach unten. Außerdem hat es den Vorteil (wenn geschickt gemacht), dass du den Strom nicht Quer über die Platine schickst, sondern von unten einspeist und auch wieder nach unten raus gehst. Das bekommt man sicher auch wartungsfreundlich. Ich werde mal versuchen das zu skizzieren.
Mit einem runden Aufbau wäre ich einverstanden. Aber die Masse an Transistoren ist schwer auf kleinem Raum unterzubekommen. Eine Asymetrische halbbrücke diktiert, dass 2 dieser Parallelschaltungen und 2 Freilaufdioden (Pucks) recht Niederinduktiv verbunden werden müssen.
DerAlbi schrieb: > Eine Asymetrische halbbrücke diktiert, dass 2 dieser Parallelschaltungen > und 2 Freilaufdioden (Pucks) recht Niederinduktiv verbunden werden > müssen. Kannst du mal bitte eine Skizze vom Prinzipschaltbild machen? Offensichtlich habe ich irgendwas nicht mitbekommen. Wieso sind D13 und D15 eigentlich in Flussrichtung?
Mine Fields schrieb: > Alexander Leuser schrieb: >> Aus einigen sätzen deiner Antwort lässt >> sich deutlich erkennen dass du dich wohl doch nicht sehr detailiert mit >> den Schaltvorgängen im IGBT auskennst. > > Das gleiche kann ich über dich auch sagen. Ich gebe mir hier nicht die > Mühe, jeden einzelnen Satz richtig zu formulieren, wenn du das als > Nichtwissen interpretierst, ist das dein Problem. Nein es ging um Sätze wie: Heutzutage kann man mit einem richtig ausgelegten Treiber einen modernen IGBT auch im Kurzschluss völlig problemlos abschalten. Das hab ich nie bezweifelt, siehe weiter oben. Das hat aber mit dem von mir beschriebenen Problem eigentlich nichts zu tun, da in dem Fall auch nicht so rasant so imense Ströme auftreten. (Außer vieleicht bei nem Brückenschluss in nem Niederinduktiven Aufbau mit Platten, und das überlebt auch kein IGBT, egal mit welchem Treiber, dazu müsste man hellsehen können und akausaler weise vorher schon den Schaltvorgang einleiten) Du fühlst dich angegriffen, OK.. wollte ich nicht, bin nur enttäusch eine so plumpe Antwort zu bekommen. > > Du darfst dich gerne mal mit den Halbleiterherstellern unterhalten, was > das Schalten unter Kurzschluss angeht. Ich habe das schon einige Male > getan. Und daher ziehe ich auch mein Wissen. Wissen aus Quellen zu ziehen die dir was verkaufen wollen? Find ich irgendwie... naja. > Dazu brauche ich keine > akademische Betrachtung machen (keine Angst, ich kann das auch, ich habe > nur keine Lust, das hier im Forum auszurollen). Danke, dann bleib ich halt dumm. > > Alexander Leuser schrieb: >> Wie eben erwähnt wenn du das mit den Induktiven lastteilern so machst >> dann ist (fast) alles was wir hier diskutiert haben natürlich Käse. > > Ich mache das nicht so, das ist zuallererst mal ein ganz normaler > parasitärer Effekt. > > Alexander Leuser schrieb: >> Diese Probleme gibt's dann logischerweise garnicht. Aber mit >> paralellschalten hat das nichtmehr viel zu tun. Das ist mehr ein Ströme >> einzelner entkoppelter Schaltgruppen zusammenführen, die IGBT's bekommen >> kaum was davon mit was die anderen Kolegen tun. > > Sorry, aber wieder so akademischer Blödsinn. Die parasitären Effekte > hast du immer, und trotzdem redet man immer noch über Parallelschaltung. > > Alexander Leuser schrieb: >> Der Aufwand vervielfacht sich! Diese Lösungsmöglichkeit war für mich nur >> der absolute Nothammer, wenns anders nicht zu machen ist. > > Eben nicht, den Effekt bekommst du geschenkt. > > Alexander Leuser schrieb: >> Aber ich denke du hast recht die einzelnen Drosseln müssen rein, alles >> andere ist nicht konstruieren sondern rumprobieren und hoffen das es >> nicht ganz schief geht. > > Und damit bist du am Ziel vorbeigeschossen... Ah-ha, na danke, ich hab ja meine Antwort die ich mir von dir erwartet habe noch bekommen. Darf ich zusammen fassen... meine Idee mit den Dämpfungperlen an den Füschen der Collectoren ging also in die richtige Richtung. Nur war mir nicht klar dass das nicht nur "reicht" sondern sogar schon üppig ist. Warum hast du mir nicht einfach geantwortet, dass der Effekt auf Grund der im und zum Bauteilgehäuse vorhanden parasitäten Induktivitäten so nicht zum tragen kommt, und eben nicht in der Häftigkeit auftritt wie von mir angenommen. Dazu noch erwähnt dass du mit Ausgangsinduktivität die eines einzelnen Collectors meins und nicht die in der "Schiene" an den Collectoren (was ich darunter verstanden habe) und ich glaub dir das dann auch. Ich bin davon ausgegangen, dass du ebensowenig wie ich schonmal sooo viele Bauteile parallel betrieben hast. Scheinbar kannst du jetzt aber doch was dazu sagen, danach habe ich doch gefragt, oder hab ich da schon wieder Murks formuliert. Ich dachte eben da muss mehr Induktivität rein um das zu erreichen. > Und damit bist du am Ziel vorbeigeschossen... Das hätten wir auch ohne rumgeprolle von akademischem Murks usw. haben können. Nur eins ist mir noch nicht klar: > Sie trägt den Strom im einzelnen Zweig über den Freilauf > weiter und sie muss nicht von den anderen, noch eingeschalteten > Transistoren im System übernommen werden. Das macht so ja Sinn nur wo ist da der Freilauf? Muss dann superdicht an jedes Füßchen eine Zusätzliche Freilaufdiode? denn sonst wird ja eben doch der Strom "durchs Bauteil gejagt" Hmm OK... ich bin glaube ich wieder etwas auf dem Holzweg.... du meinst das so: Diese mini-Ind. zwischen Chip und Anschluss der "großen" Freilaufdiode (für den gesamten Laststrom) reicht aus um für diesen kurzen Moment eine hohe Spannung am Anschluss der Freilaufdiode zu zulassen, während ein einzelner T noch niedrigere Spannung hat, ohne dass der Strom "explodiert". Klar, das is es, oder? OK Hast recht hmm hätt ich selber drauf kommen können. Dann wird der Strom garnicht ers sooo übel, und das bischen Energie aus der aus der par. ind. is dann auch wurschd. Nicht gleich wieder losblärren wenn ich Quatsch erzähle, mich schlauer machen, bin ja neugirig. Wenn dir das zu viel Arbeit ist dann geb Bescheid, damit hab ich auch kein Problem. Aber bitte wirf mir nicht so en Zeug an den Kopf.
DerAlbi schrieb: > Mit einem runden Aufbau wäre ich einverstanden. Aber die Masse an > Transistoren ist schwer auf kleinem Raum unterzubekommen. > > Eine Asymetrische halbbrücke diktiert, dass 2 dieser Parallelschaltungen > und 2 Freilaufdioden (Pucks) recht Niederinduktiv verbunden werden > müssen. Dann mal weg mit dem rumgezoffe bringt nix! Wir haben gelernt es ist zu machen, also wirds probiert. Ja, OK die Frage ist nur an welcher Stelle sie angebracht werden. Anders Formuliert... Wie viel des Ursprünglichen Laststrompfads wird nach der Kommutierung auf die Freilaufdiode(n) nicht mehr vom Laststrom durchflossen, liegt aber in der Masche zwischen IGBT und Spannugsquelle? Denn all diese Teile stellen eine Induktivität dar, die Energie enthält, die vom Snubber gefressen werden muss.
Ach so, das mit den Gate Treibern für je 2 Transistoren ist zwar gestorben, aber ist mein Vorschlag zum Aufbau ansosnten so schlecht, dass er nicht mal zur Sprache kommt? Ich denke das eigentliche Prinzip lässst sich trozdem realisieren, wegen mir auch im Kreis statt im Raster... Hat jemand dazu noch Ideen?
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Das mit der Induktivität am Kolektor finde ich nicht so schön, um ehrlichz u sein. Das Verlangt ja, wie Alex schon sagt, dass direkt an jedem IGBT eine Freilaufdiode sitzt - und zwar noch vor der Induktivität. Das ist vom Aufbau und den Kosten her ziemlich Fragwürdig. Ich habe das Schaltbild einer asymatrischen Halbbrücke zusammengeklickt. Jeder Mosfet repräsentiert eine IGBT-Parallelschaltung. Wie man sieht, existriert nur eine, seeeehr große Freilaufdiode. D.h. die Induktivitäten innerhalb der Parallelschaltung müssen auch innerhalb der Parallelschaltung gefressen werden. Deshalb habe ich auch die EC-TVS eingebaut (sry fürs verkehrtherum einsetzen.. mir gings in dem testlayout erstmal nur darum, dass das Package auf der Platine landet.)
Alex, deine Idee mit dem runden Aufbau, die auch panikplauze nochmal angestuppst hat, ist gerade in meinem Kopf sehr aktuell. Es tut mir echt leid.. all der Streit, um nutzlos arrogante Formulierungen, macht es sehr schwer beim sinnvollen Thema zu bleiben. Da sieht man mal, das Anmelden auch nichts bringt^^
DerAlbi schrieb: > Das mit der Induktivität am Kolektor finde ich nicht so schön, um > ehrlichz u sein. Das Verlangt ja, wie Alex schon sagt, dass direkt an > jedem IGBT eine Freilaufdiode sitzt - und zwar noch vor der > Induktivität. Das ist vom Aufbau und den Kosten her ziemlich Fragwürdig. > > Ich habe das Schaltbild einer asymatrischen Halbbrücke zusammengeklickt. > Jeder Mosfet repräsentiert eine IGBT-Parallelschaltung. > Wie man sieht, existriert nur eine, seeeehr große Freilaufdiode. D.h. > die Induktivitäten innerhalb der Parallelschaltung müssen auch innerhalb > der Parallelschaltung gefressen werden. Deshalb habe ich auch die EC-TVS > eingebaut (sry fürs verkehrtherum einsetzen.. mir gings in dem > testlayout erstmal nur darum, dass das Package auf der Platine landet.) STOP, Sorry dass ich hier etwas Verwirrung gestiftet hab... mach dir dazu nicht zu viel Gedanken, das war... hmm. naja NIX Keiner Baut da Induktivitäten rein. Es ging darum, dass das was unausweichlich da ist ausreichend ist. Diese Induktivität gehört als fester Bestandteil dazu. Das was von außen zu packen ist macht der Snubber, der Rest ist für den IGBT kein Problem und absolut normal.
DerAlbi schrieb: > Alex, deine Idee mit dem runden Aufbau, die auch panikplauze nochmal > angestuppst hat, ist gerade in meinem Kopf sehr aktuell. Es tut mir echt > leid.. all der Streit, um nutzlos arrogante Formulierungen, macht es > sehr schwer beim sinnvollen Thema zu bleiben. Da sieht man mal, das > Anmelden auch nichts bringt^^ Damit muss man leben in Foren, und auch wenn ich vorhin etwas geknickt war und selbst etwas rauh im Ton war, ich hab was neues gelernt, das wars doch schon wert. (In der Hoffnung dass das alles so hin haut, und ich es mal gut gebrauchen kann, wissen ist macht)
Was denkst du prinzipiel, von der Idee mit den "erweiterten" Layern und dem durchschrauben? Dazu müsste jemandem noch etwas einfallen wie wir hier jetzt die Freilaufdioden vernünftig unter bringen. Dritte Platte für dein V1.. ähh oh was ist denn das. Ich habe eben dein Schaltbild betrachtet... erklär mal bitte was du dir dazu gadacht hast ich werd nicht so ganz schlau wie das jetzt funktionieren soll? OK stand auf dem Schlauch... Warum dieser Aufbau und nicht die "einfache" Variante... muss der Strom auch schnell wieder klein werden in deiner L1?
Eine Asymetrische halbbrücke diktiert, dass 2 dieser Parallelschaltungen und 2 Freilaufdioden (Pucks) recht Niederinduktiv verbunden werden müssen. Oh.. nicht aufgepasst das scheint fest zu stehn. Das macht die Anbindung nicht einfacher.
Vieleicht kann man alles als 2 getrennte Teile Aufbauen, mit je einer Diode und einem Transistor. 2 Kupferplatten dehnen sich dabei aber über beide Teile aus... Die mit der Eingangsspannung
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Ja der Strom muss auch so schnell wieder weggehen, wie er sich aufgebaut hat. Wichtiger ist, dass die ungenutzte Energie der Spule wieder zurückgespeißt wird. Naja. Das Ganze mit der Freilaufdiode ist halt nur dahingehend Problematisch, wenn man das Schaltbild mal etwas erweitert. - Anhang Beim Ausschalten schnellt die Kolektorspannung (M1) ungesund hoch, duch die Die Induzierte Spannung in L1 beim Abschalten, sowie die Überspannung durch L2+Zuleitungsinduktivität. Dies gilt es zu minimieren. Bzw damit zumzugehen. Aus dem Grund halte ich auch die TVS Dioden für unabkömmlich. L1/L4 hält man klein, indem man den Aufbau möglicht klein macht. L2/L3 hält man klein, indem man die Dioden möglicht direkt anbindet. Inwiefern man die Induktivitäten klein halten kann, indem man Hin und Rückleitung nah beieinander legt... ich weiß es nicht. Das Problem ist, dass es zwei Strompfade gibt, die beide gleichgut optimiert werden müssen. hmmh,.
Alex.. genau so einen Aufbau hatte ich mir auch schonmal überlegt. Die Frage ist, wie man da die Ansteuerung der Module sinnvoll hinbekommt. Man könnte, wenn die Platine stark genug ist, die Dioden-Pucks direkt zwischen die 2 Transistorplatinen pressen. Aber da muss man sich ausgibig unterhalten, wie die Transistorplatinen deisgnt werden.
Man eh.. die Wartbarkeit so einer Platine ist auch wieder Müll. Außer man denkt sich das furchtbar schlaues aus, wie man die IGBTs steckt, anstatt lötet. Bei 150A/Bein, (2x75A pro IGBT) ist das definitv eine Schaubverbindung, aber in dem kleinen Maßstab!?
Alexander Leuser schrieb: > Außer vieleicht bei nem > Brückenschluss in nem Niederinduktiven Aufbau mit Platten, und das > überlebt auch kein IGBT, egal mit welchem Treiber, dazu müsste man > hellsehen können und akausaler weise vorher schon den Schaltvorgang > einleiten) Doch, gerade ein harter Kurzschluss übelebt der IGBT völlig problemlos! Voraussetzung ist, dass die üblichen 10us eingehalten werden. Dafür gibt es die DESAT-Überwachung. Ein induktiver Kurzschluss ist etwas schwerer zu beherrschen, aber ist prinzipiell auch kein Thema, wenn man ihn schnell genug erkennt. Überströme im 100ns-Bereich machen dem IGBT definitiv nichts. Alexander Leuser schrieb: > Wissen aus Quellen zu ziehen die dir was verkaufen wollen? > Find ich irgendwie... naja. Gut, du weißt natürlich nicht, in welchem Verhältnis diese Leute zu mir stehen. Offensichtlich weißt du nicht, wie es in der Industrie zugeht. Daher möchte ich dir für diese Aussage keinen Vorwurf machen. Du kannst dir aber sicher sein, dass ein Applikationsingenieur von einem Halbleiterhersteller kein Media-Markt-Verkäufer ist, der dir irgendeinen Mist andrehen will und dich dafür notfalls anlügt. Außerdem gibt es ja noch Fachkonferenzen, in denen die Leute gar nicht solche Lügen auftischen können, weil die Konkurrenz, die ja mit im Raum sitzt, sofort groß aufschreit. Habe da wirklich schon hitzige, aber interessante Diskussionen erlebt... Alexander Leuser schrieb: > Dazu noch erwähnt dass du mit Ausgangsinduktivität die eines einzelnen > Collectors meins und nicht die in der "Schiene" an den Collectoren (was > ich darunter verstanden habe) und ich glaub dir das dann auch. Genau diese meine ich. Allein die Beincheninduktivität wird nicht reichen, aber man kann ja im Ausgangskreis mit allen möglichen Mitteln arbeiten. Extrem wichtig ist hier aber auch der symmetrische Aufbau, weil unsymmetrisch aufgeteilte Induktivitäten zu einer ganzen Menge unangenehmer Effekte führt. Alexander Leuser schrieb: > Ich bin davon ausgegangen, dass du ebensowenig wie ich schonmal sooo > viele Bauteile parallel betrieben hast. Scheinbar kannst du jetzt aber > doch was dazu sagen, danach habe ich doch gefragt, oder hab ich da schon > wieder Murks formuliert. Ich habe natürlich schon oft mit parallelgeschalteten Bauteilen gearbeitet. Sonst würde ich mich etwas mit meiner Meinung zurückhalten (würde dem ein oder anderen hier nicht schaden). DerAlbi schrieb: > Das mit der Induktivität am Kolektor finde ich nicht so schön, um > ehrlichz u sein. Das Verlangt ja, wie Alex schon sagt, dass direkt an > jedem IGBT eine Freilaufdiode sitzt - und zwar noch vor der > Induktivität. Das ist vom Aufbau und den Kosten her ziemlich Fragwürdig. Das brauchst du in deiner Konfiguration wahrscheinlich sowieso. IGBT halten nur wenige Volt Rückwärtsspannung aus, und die wird allein durch die parasitären Induktivitäten sehr schnell entstehen. Durch die Ausgangsinduktivität fließt aber der Strom eigentlich durch den unteren Halbbrückenzweig. Das ist logisch nachvollziehbar, wenn du dir die Strom/Spannungsverhältnisse aufzeichnest.
Es existieren Unidirektionale TVS-Dioden. Die halten die Rückwärssannung ab. Wie eng ich die sähen muss - keine Ahnung.
DerAlbi schrieb: > Es existieren Unidirektionale TVS-Dioden. Die halten die Rückwärssannung > ab. Wie eng ich die sähen muss - keine Ahnung. Ich weiß ja nicht, was du an TVS-Dioden gefressen hast. Sie sind in einer solchen Schaltung jedenfalls absolut unnötig.
Tja... ich fress da gar nix :-P Die TVS hingehen schon :-) Die fressen die Induktionsspannung von L1/L4 und blocken eine eventuelle Rückwärsspannung. In jeder Richtung wird die Diode leitend, ich sehe das Bauteil als durchaus nützlich an...
DerAlbi schrieb: > Tja... ich fress da gar nix :-P Die TVS hingehen schon :-) Die fressen > die Induktionsspannung von L1/L4 und blocken eine eventuelle > Rückwärsspannung. In jeder Richtung wird die Diode leitend, ich sehe > das Bauteil als durchaus nützlich an... Mit L1 und L4 machen sie gar nichts. Und gegen die Rückwärtsspannung kann auch eine normale Diode zum Einsatz kommen.
Bitte was? Schalten die Transistoren ab, schnellt der Punkt zwischen L1/L2 über die Betriebsspannung (weil plätzlich durch L2 strom fließt, woran sie sich erst "gewöhnen" muss. Zuzüglich hört auch der Strom durch L1 auf zu fließen. Auch diese Spule reagiert mit Spannungsinduktion und zwar nochmals additiv zum Potential zwischen L1/L2. Die Transistoren bekommen dadurch gerne mal 1000V und mehr ab... Ja, ein Snubber über die Transistoren verhindert das eventuell zuverlüässig - aber auch erst, wenn er richtig dimensioniert ist. Gehe ich das Risiko ein? Nein! Denn weder kann man meinen Aufbau später korrekt abschätzen, noch ist gesagt, dass der Aufbau kostant bleibt.
DerAlbi schrieb: > Schalten die Transistoren ab, schnellt der Punkt zwischen L1/L2 über die > Betriebsspannung (weil plätzlich durch L2 strom fließt, woran sie sich > erst "gewöhnen" muss. Zuzüglich hört auch der Strom durch L1 auf zu > fließen. Auch diese Spule reagiert mit Spannungsinduktion und zwar > nochmals additiv zum Potential zwischen L1/L2. Die Transistoren > bekommen dadurch gerne mal 1000V und mehr ab... Ja, du hast sehr merkwürdige Bezeichnungen, musste mir jetzt erst mehrfach deine Bilder anschauen, um überhaupt zu verstehen, was du überhaupt meinst. Diese Induktivitäten müssen natürlich um alles in der Welt verringert werden, wegen diesen rede ich mir seit dem ersten Beitrag die ganze Zeit den Mund fusselig. Normalerweise stecken diese Induktivitäten im Modul und sind deshalb unkritisch. Wenn man es selbst aufbaut, muss man sich selbst darum kümmern. Zur Symmetrierung kannst du aber immer noch eine Induktiviät im Ausgangskreis einbauen. Dort wo deine Lastinduktivität steckt. Nunja, da du alle meine Tipps bezüglich der Überspannungsbegrenzung (die im übrigen sowohl in der einschlägigen Literatur empfohlen werden und in der Praxis auch millionenfach bewährt sind)ignorierst und lieber auf deine tolle TVS-Diode schwörst - probier es aus. Vielleicht wirst du damit ja glücklich.
Kannst du bitte nochmal fix zusammenfassen, was genau deine Methoden sind? Neben langsamen Abschalten und Snubber? Tut mir leid, hier ist einfach zu viel Gewusel und Hin und Her, um jede Information volltändig zu behalten..
Oh.. und was mich itneressiert: kannst du mal bitte genau kennzeichnen wo du eine Induktivität einfpgen möchtest? Es wäre ok, wenn du mit paint in meiner Parasitäten-Schaltung rumkriteklst. Mir geht das leider nicht in Kopf, das genau jetzt der "Ausgangskreis" ist.
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Siehe Anhang. Ansonsten kann ich dir im Moment nur empfehlen, dich in die einschlägige Literatur einzulesen. Zum Beispiel hier: http://www.semikron.com/skcompub/de/application_manual_2010-4165.htm
Mine Fields schrieb: > Alexander Leuser schrieb: >> Außer vieleicht bei nem >> Brückenschluss in nem Niederinduktiven Aufbau mit Platten, und das >> überlebt auch kein IGBT, egal mit welchem Treiber, dazu müsste man >> hellsehen können und akausaler weise vorher schon den Schaltvorgang >> einleiten) > > Doch, gerade ein harter Kurzschluss übelebt der IGBT völlig problemlos! > Voraussetzung ist, dass die üblichen 10us eingehalten werden. Dafür gibt > es die DESAT-Überwachung. Ein induktiver Kurzschluss ist etwas schwerer > zu beherrschen, aber ist prinzipiell auch kein Thema, wenn man ihn > schnell genug erkennt. Überströme im 100ns-Bereich machen dem IGBT > definitiv nichts. > Nice, aber Würde ich mit Vorsicht genießen für Notfälle OK, sicher nix für "Normalbetrieb" > > Alexander Leuser schrieb: >> Wissen aus Quellen zu ziehen die dir was verkaufen wollen? >> Find ich irgendwie... naja. > > Gut, du weißt natürlich nicht, in welchem Verhältnis diese Leute zu mir > stehen. Offensichtlich weißt du nicht, wie es in der Industrie zugeht. > Daher möchte ich dir für diese Aussage keinen Vorwurf machen. Du kannst > dir aber sicher sein, dass ein Applikationsingenieur von einem > Halbleiterhersteller kein Media-Markt-Verkäufer ist, der dir irgendeinen > Mist andrehen will und dich dafür notfalls anlügt. So war das auch nicht gemeint, aber der wird dir nicht sagen wie und warum es das kann was es kann..., sondern nur wie du es einsetzt um glücklich damit zu werden (Ist 1. nicht sein Job, und 2. oft auch sein Geheimniss) und daher weisst du auch nicht, wenn du es mal etwas "zweckentfremdest" was auf dich zu kommt. Dann muss doch wieder der akademische quatsch herhalten. Und ich habe einfach gern eine Vorstellung von dem im Kopf was da passiert wenn ich etwas zusammenwurschtel. > Außerdem gibt es ja > noch Fachkonferenzen, in denen die Leute gar nicht solche Lügen > auftischen können, weil die Konkurrenz, die ja mit im Raum sitzt, sofort > groß aufschreit. Habe da wirklich schon hitzige, aber interessante > Diskussionen erlebt... > > Alexander Leuser schrieb: >> Dazu noch erwähnt dass du mit Ausgangsinduktivität die eines einzelnen >> Collectors meins und nicht die in der "Schiene" an den Collectoren (was >> ich darunter verstanden habe) und ich glaub dir das dann auch. > > Genau diese meine ich. Allein die Beincheninduktivität wird nicht > reichen, aber man kann ja im Ausgangskreis mit allen möglichen Mitteln > arbeiten. Extrem wichtig ist hier aber auch der symmetrische Aufbau, > weil unsymmetrisch aufgeteilte Induktivitäten zu einer ganzen Menge > unangenehmer Effekte führt. > > Alexander Leuser schrieb: >> Ich bin davon ausgegangen, dass du ebensowenig wie ich schonmal sooo >> viele Bauteile parallel betrieben hast. Scheinbar kannst du jetzt aber >> doch was dazu sagen, danach habe ich doch gefragt, oder hab ich da schon >> wieder Murks formuliert. > > Ich habe natürlich schon oft mit parallelgeschalteten Bauteilen > gearbeitet. Sonst würde ich mich etwas mit meiner Meinung zurückhalten > (würde dem ein oder anderen hier nicht schaden). Auch mit sooo vielen? Wer macht denn sonst noch sowas? Nichtmal für HGÜ benötigt man 64 parallele IGBT (dafür sind das aber dickere Dinger, des is klar). Oder gibts sowas? Da macht man sowas in Reihe :-) das ist eher mein Gebiet. > > DerAlbi schrieb: >> Das mit der Induktivität am Kolektor finde ich nicht so schön, um >> ehrlichz u sein. Das Verlangt ja, wie Alex schon sagt, dass direkt an >> jedem IGBT eine Freilaufdiode sitzt - und zwar noch vor der >> Induktivität. Das ist vom Aufbau und den Kosten her ziemlich Fragwürdig. > > Das brauchst du in deiner Konfiguration wahrscheinlich sowieso. IGBT > halten nur wenige Volt Rückwärtsspannung aus, und die wird allein durch > die parasitären Induktivitäten sehr schnell entstehen. Durch die > Ausgangsinduktivität fließt aber der Strom eigentlich durch den unteren > Halbbrückenzweig. Das ist logisch nachvollziehbar, wenn du dir die > Strom/Spannungsverhältnisse aufzeichnest. Also doch noch versuchen hier was zusammen zu kratzen. OK. Damit kann man was anfangen denke ich. Jetzt wird wieder nach schlauen Ideen zum mechanischen Aufbau gesucht.
Hmh. Also das was bei mir eine Parasitäre L1 ist, ist bei dir eine gewünschte L1||L2||.. mit den Kosten, dass jeder Transistor seine eigene Diode hat. Im statischen Fall des Rückflusses (also dann, wenn bei mir D1 und D2 leiten) artet deine Schaltung aber in eine Parallelschaltung von vielen Dioden aus - das durch den Temperaturkoeffizienzen so richtig Bumm macht. Die Dioden schützen hier nämlich nicht nur vor überspannung, sondern sehen den gleichen Strom, wie vorher die IGBTs. Außer man zieht das Konzept mit der einzelnen Hockeypuck-Diode tortzdem durch - wobei man dann natürlich dtrauf angewiesen ist, dass die Vorwärtssannung der Dioden wesentlich größer sind, als die des Pucks. Das ist fummelei. :-(
Alexander Leuser schrieb: > Nice, aber > Würde ich mit Vorsicht genießen für Notfälle OK, > sicher nix für "Normalbetrieb" Nein, natürlich nicht. Aber wir reden hier um Zeiten, die um ein hunderstel unter dem liegen, was ein Halbleiter problemlos aushält. Mal davon abgesehen, dass der gefährlichste Fall das Abschalten kurz vor der Entsättigung ist, aber soweit wird es hier gar nicht kommen. Alexander Leuser schrieb: > So war das auch nicht gemeint, aber der wird dir nicht sagen wie und > warum es das kann was es kann..., sondern nur wie du es einsetzt um > glücklich damit zu werden (Ist 1. nicht sein Job, und 2. oft auch sein > Geheimniss) und daher weisst du auch nicht, wenn du es mal etwas > "zweckentfremdest" was auf dich zu kommt. Doch, natürlich, das ist genau sein Job und die Funktionsweise von Halbleitern ist kein Geheimnis. Und wenn ich etwas zweckentfremden will, dann rede ich mit dem Menschen und er gibt mir auch eine vernünftige Antwort. Nichtsdestotrotz: Den "akademischen Quatsch" habe ich auch drauf, da brauchst du dir keine Sorgen machen. Ich kann dir auch erklären, was die Ladungsträgerlebensdauer mit Schaltgeschwindigkeit und Tailstrom zu tun hat und wie man diese in einem Bauelement beeinflussen kann, um zum Beispiel schnell schaltende IGBT entwickeln kann. Dazu habe ich hier aber keine Lust. Alexander Leuser schrieb: > Auch mit sooo vielen? Wer macht denn sonst noch sowas? Natürlich. Wie gesagt, in einem Modul stecken schon einmal 10-20 Chips parallel. Wenn man dann noch mehrere Module parallel schaltet, hat man genau diese Situation. Mit TO220 Gehäusen arbeite ich selbstverständlich nicht.
DerAlbi schrieb: > Hmh. Also das was bei mir eine Parasitäre L1 ist, ist bei dir eine > gewünschte L1||L2||.. mit den Kosten, dass jeder Transistor seine eigene > Diode hat. Nein! Das sind zwei völlig verschiedene Dinge. Und ja, jeder Transistor braucht zwingend seine eigene Diode, sonst kannst du den Aufbau niemals so symmetrisch hinbekommen, wie es notwendig ist ! DerAlbi schrieb: > artet deine Schaltung aber in eine Parallelschaltung von vielen > Dioden aus - das durch den Temperaturkoeffizienzen so richtig Bumm > macht. Nein, da macht nix Bumm. Das ist eine millionenfach bewährte Methode. DerAlbi schrieb: > Die Dioden schützen hier nämlich nicht nur vor überspannung, > sondern sehen den gleichen Strom, wie vorher die IGBTs. Die Freilaufdioden müssen selbstverständlich ausreichend dimensioniert werden, zumindest kurzzeitig sehen sie tatsächlich den gleichen Strom. Aber das hast du normalerweise allein durch die Lastinduktivität schon.
Deine L1 und L2 sind aber recht niederinduktiv. es geht um Ströme von insgesamt 5kA. Ich werde den Rückstrom sicher nicht über parallelgeschaltete Halbleiter mit negativem Temp.Koeff. zurückleiten. Das ist garantiert nicht x-fach bewährt, das wurde vllt x-Fach gesprengt, oder denkst du, dass die Spulen, die dafür ausgelegt sind, die ABschalt ungleichheit im 100ns-bereich zu kompensieren imt statischen fall noch rigendwas ausrichten. Mir ist das sehr suspekt.
DerAlbi schrieb: > Ich werde den Rückstrom sicher nicht über > parallelgeschaltete Halbleiter mit negativem Temp.Koeff. zurückleiten. > Das ist garantiert nicht x-fach bewährt, das wurde vllt x-Fach > gesprengt Doch, ist so. Alles eine Frage der Auslegung. Und der thermischen Kopplung. Gesprengt wird das nur von Leuten, die keine Ahnung haben. DerAlbi schrieb: > oder denkst du, dass die Spulen, die dafür ausgelegt sind, > die ABschalt ungleichheit im 100ns-bereich zu kompensieren imt > statischen fall noch rigendwas ausrichten. Die Induktivität nicht, aber es gibt ja noch einen ohmschen Anteil, der durchaus etwas helfen kann. DerAlbi schrieb: > Mir ist das sehr suspekt. Da kann ich dir leider auch nicht helfen. Mehr als zu sagen, dass ich das schon häufig gemacht habe, kann ich auch nicht.
>Doch, ist so. Alles eine Frage der Auslegung. Und der thermischen >Kopplung. Gesprengt wird das nur von Leuten, die keine Ahnung haben. :-( Ach bitte :-( Jetzt fängts bei Impulsbelastung wieder mit thermischer Kopplung an... echt jetzt?? Noch suspekter, egal wie wenig Ahnung ich habe.
Naja.. ich geb dir recht.. mit Ausgleichwiderständen wirds alles toll.. aber da geht 1) ne menge Energie flöten. 2.) Sind Widerstände die das aushalten auch wieder induktiv. 3) Der Bauteilaufwand ist immens. 4) Nicht nur die Bauteilanzahl, sondern auc die Bauteilgröße machen es unpraktikabel. Ich verstehe deinen Grundgedanken, halte ihn aber hier nicht für angebracht. Ich denke man sollte sich eher auf den Aufbau konzentrieren, damit die Induktivitäten klein genug sind, um von den TVS + Snubber gefressen zu werden, und ruhe im Karton.^^
DerAlbi schrieb: > Jetzt fängts bei Impulsbelastung wieder mit thermischer Kopplung an... > echt jetzt?? Noch suspekter, egal wie wenig Ahnung ich habe. Nun, deine Umgebungstemperatur macht keine thermische Kopplung? Dass bei Pulsbelastung natürlich andere Faktoren eine Rolle spielen, ist logisch. Die Auslegung spielt eine große Rolle. DerAlbi schrieb: > Naja.. ich geb dir recht.. mit Ausgleichwiderständen wirds alles toll.. > aber da geht 1) ne menge Energie flöten. 2.) Sind Widerstände die das > aushalten auch wieder induktiv. 3) Der Bauteilaufwand ist immens. 4) > Nicht nur die Bauteilanzahl, sondern auc die Bauteilgröße machen es > unpraktikabel. Wer redet denn von Bauteilen? DerAlbi schrieb: > Ich verstehe deinen Grundgedanken, halte ihn aber hier nicht für > angebracht. Musst du nicht, ich kann dir nur sagen, was sich in meiner langjährigen Erfahrung bewährt hat. Mehr kann ich für dich nicht tun. DerAlbi schrieb: > Ich denke man sollte sich eher auf den Aufbau konzentrieren, damit die > Induktivitäten klein genug sind, um von den TVS + Snubber gefressen zu > werden, und ruhe im Karton.^^ Und dann muss man die Rahmenbedingungen beachten. Symmetrie ist absolute Pflicht und da musst du nunmal auch die Dioden parallel schalten. Du darfst aber gerne deine eigenen Ideen ausprobieren und davon berichten. Vielleicht findest du ja noch eine Patentlösung, wie du eine minimale Induktivität bei nur einer Diode und zig IGBT möglich machst.
Also: in der Zwischenzeit habe ich mal ein SpiceModell der Schaltung gemacht und etwas gerechnet, was ein möglicher physikalischer Aufbau für parasitäten hätte. Als Dämpfungsperleninduktivität hab ich einfach 10nH angenommen - ich geb zu, vieles ist geschätzt, ich denke aber, dass ich bei den wichtigstensachen durchaus nach oben gegangen bin.die 10nH können schon ~80ns Schaltunterschied ausgleichen. Mir ist aufgefallen, dass der Snubber doch eine ganze Menge "wegsnubben" muss, damit die Kolektorspannung innerhalb akzeptabler Grenzen bleibt. Deswegen möchte ich jetzt nochmal ganz konkret das Snubberproblem ansprechen: 1a) einen RCD-Snubber an jeden IGBT ist wahnsinniger Aufwand und ich sehe das als praktisch nicht möglich, wenngleich es vielleicht am besten wäre. 1b) Einen Snubber pro IGBT-Untergruppe, wäre eventuell noch vertretbar ob er das problem dann aber noch so behebt, wie er es soll, ist fraglich. 2) eine andere Möglichkeit wäre, eine extra Millerkapazität einzigügen, die das dU/dt effektiv begrenzt. Aber durch die Parallelschaltung kann es gerade hier passieren, dass die Last auf wenige IGBTs verteilt wird (negativer Temp.Keoff, der Gatespannung, wenn diese niedrig (<8V) ist.) 3) Auf TVS-Doden setzen. Nimmt man eine 1.5KE440A von Digikey her, kann die für 100ns 150A wegsaugen und hätte eine maximale Clamping-Spannung von 600V. Eventuell müsste man deswegen auf eine 1.5KE400A ausweichen. Das funktioniert als Spannungsbegrenzung 100%ig, aber es lässt das dU/dt-Problem offen. Die Variante 3), also eine TVS-Diode pro IGBT, spricht mir gerade am meisten zu. Ich habe die ganze Nacht recherchiert, und habe LatchUp-Effekte, und Miller-Turn-On-Effekte belesen. Nirgends stand beschrieben, dass das Gate soweit aufreisen kann, dass Vge_max überschritten wird, dennoch glaub ich gern, dass das passieren könnte, auch wenn ich mit -8V ausschalte. Nun stellt sich mir die Frage ob, eine Kombination aus TVS und äußerer Millerkapazität, das Problem eindämmt - mit TVS kann die Millerkapazität so klein sein, dass der IGBT trotzdem noch "schnell" ausschaltet (?). Was mir dabei in den Kopf kommt: die turn-On zeit, verzögert das Wiedereinschalten des Stromes so sehr, dass man wahrscheinlich eh keine effektive dU/dt begrenzung hinbekommt - außer man schaltet weit weit langsamer ab, was den IGBTs wegen der Parallelschaltung potentiell wehtuen kann. Andererseits bildet die Millerkapazität (Ccg) mit der Gatekapazität (Cge) einen kapazitiven Spannungsteiler der bei einem 600V-Impuls nur 19.8V erreicht. Selbst im Worstcase (max-Werte des Datenblatts) werden 30V erreicht, was bei -8V Gate-Abschaltspannung auch noch grade soooo akzeptabel sein sollte (20V Vge_max). Eine Gate-Emitter TVS vernachlässige ich jetzt mal, da ich davon ausgehe, dass die Gateinduktivität da eh das fruüzeitige Eingreifen verhindert. Da ist jetzt viel Theorie dabei. Wie siehts praktisch aus? Alles dummes gelaber? :-)
DerAlbi schrieb: > dass ich bei den > wichtigstensachen durchaus nach oben gegangen bin.die 10nH können schon > ~80ns Schaltunterschied ausgleichen. Klingt wenig, ist aber möglich. Aber du hast jetzt wahrscheinlich alles perfekt symmetrisch simuliert. Das wird in der Realität nicht der Fall sein, und nur leichte Unsymmetrien können alles kaputt machen. DerAlbi schrieb: > Mir ist aufgefallen, dass der Snubber doch eine ganze Menge "wegsnubben" > muss, damit die Kolektorspannung innerhalb akzeptabler Grenzen bleibt. Richtig, darauf habe ich ja schon hingewiesen. DerAlbi schrieb: > Deswegen möchte ich jetzt nochmal ganz konkret das Snubberproblem > ansprechen: Die sowohl in der Literatur empfohlene als auch bewährte Variante 4) hast du vergessen, aber ich habe ehrlich gesagt keine Lust mehr, sie noch einmal zu erwähnen. DerAlbi schrieb: > außer man schaltet weit weit > langsamer ab, was den IGBTs wegen der Parallelschaltung potentiell > wehtuen kann. Wieso sollte es?
Naja.. ich hab bei der Simlualtion sogar verschiedene
Gate-Ansteuerzeiten und Anstziegszeiten benutzt. Aber es ist in der tat
so, dass das natürlich NIE die realität widerspiegeln kann. Kein Grund
es schlecht zu reden, die haupt-parasitären effekte die zur
Drain-Überspannung sind durchaus repräsentativ.
Deine Variante 4) ist wohl die Freilaufdiode an jedem IGBT ;-)
Mich stellt schon eine große Diode vor ein konstruktives Problem. Viele
kleine Dioden einzubauen, Gegenmaßnahmen für den neg.Tem.Koeff. zu
treffen, und dass auch noch fest zu verlöten, ist nicht wartbar, das
vergisst du jedesmal.
Mir kommt es auch so vor, als wärst du leicht gekränkt, dass ich diese
Variante ablehne, obwohl es deine Idee ist. Tut mir leid, in dem
Maßstab ist es einfach unpraktisch - genauso wie der Snubber an jeden
IBGT, was aber auch sehr vernünftig wäre.
Ich hätte jetzt echt gern mal die externe Millerkapazität und das durch
TVS verursachte dU/dt-Problem diskutiert.
>Wieso sollte es?
Weil auch die viel gelobte Literatur sagt: statische Verluste werden
durch den Temp-Koeff innerhalb weniger 10us gleichverteilt, die
dynamischen Verluste beim Schalten sind jedoch um Größenordnugnen
ungleicher, selbst wenn vorher die Last gleichverteilt war. Für mich
diktiert die Logik, dass dieser Zustand also so schnell wie es geht, und
so gleichzeitig wie es geht, hinter sich gebracht wird. Denn wenn die
~8nH im Drain nur 100ns ausgleichen können, sollte innerhalb dieser Zeit
die Geschichte gegessen sein. Steigt der Strom in einem IGBT auch nur im
ns-bereich über 200A, so zündet nämlich der interne Thyristor. Das ist
auch das, was ich im Experiment herausgefunden habe.
Es ist illusorisch die große Symetrie zu diktieren - ein realer Aufbau
wird diese nicht perfekt erreichen und immer Kritik üben lassen - und
damitg auch schaltunterschiede verursachen. Es geht darum, die magische
200A-Grenze zu vermeiden. Langsam schalten wird dahingehend immer
gefährlicher, da z.B. auch die Dämpungsperlen nicht mehr so gut greifen.
DerAlbi schrieb: > Naja.. ich hab bei der Simlualtion sogar verschiedene > Gate-Ansteuerzeiten und Anstziegszeiten benutzt. Aber es ist in der tat > so, dass das natürlich NIE die realität widerspiegeln kann. Kein Grund > es schlecht zu reden, die haupt-parasitären effekte die zur > Drain-Überspannung sind durchaus repräsentativ. Trotzdem musst du das ganze noch einmal mit unsymmetrischen parasitären Induktivitäten simulieren. Da kommt vielleicht ein böses Erwachen auf dich zu. DerAlbi schrieb: > Deine Variante 4) ist wohl die Freilaufdiode an jedem IGBT ;-) Nein, das halte ich sowieso für unverzichtbar. Es gibt andere schaltungstechnische Varianten, um die Überspannung im Griff zu halten. Eine ist das vielfach erwähnte active clamping. DerAlbi schrieb: > Viele > kleine Dioden einzubauen, Gegenmaßnahmen für den neg.Tem.Koeff. zu > treffen, und dass auch noch fest zu verlöten, ist nicht wartbar, das > vergisst du jedesmal. Du hast dich auf eine völlig schwachsinnige Lösung fixiert und dadurch selbst die Rahmenbedingungen erschwert, die zu einer grauenvoll wartbaren Lösung führt. DerAlbi schrieb: > Mir kommt es auch so vor, als wärst du leicht gekränkt, dass ich diese > Variante ablehne, obwohl es deine Idee ist. Auch du wirst noch lernen müssen, dass die Physik knallhart ist und sich nicht einfach wegdiskutieren lässt. Aber ich gebe dir natürlich gerne die Möglichkeit, dies selbst zu lernen. Aber behaupte hinterher nicht, man hätte dich nicht gewarnt! DerAlbi schrieb: > Für mich > diktiert die Logik, dass dieser Zustand also so schnell wie es geht, und > so gleichzeitig wie es geht, hinter sich gebracht wird. Das hilft dir aber nicht, wenn dir die Physik eins mit der Keule überzieht und dir die IGBT durch Überspannung ins Nirvana befördert. >Steigt der Strom in einem IGBT auch nur im > ns-bereich über 200A, so zündet nämlich der interne Thyristor. Nö, tut er nicht. Entweder hast du einfach einen schlechten Treiber oder du hast deine Messergebnisse fehlinterpretiert und der Grund für die Zerstörung liegt ganz wo anders. DerAlbi schrieb: > Es ist illusorisch die große Symetrie zu diktieren - ein realer Aufbau > wird diese nicht perfekt erreichen und immer Kritik üben lassen - und > damitg auch schaltunterschiede verursachen. Trotzdem: Die Physik interessiert sich einen feuchten Dreck, dass du keinen symmetrischen Aufbau hinbekommen willst. Die macht nämlich was sie will und fragt dich nicht um Erlaubnis. Es gibt Möglichkeiten, das ganze vernünftig aufzubauen. Nur ist das eben mit 64 Einzelbauteilen extrem schwierig. DerAlbi schrieb: > Es geht darum, die magische > 200A-Grenze zu vermeiden. Glaubst du, damit läufst du aber in die falsche Richtung.
Mine Fields schrieb: > Eine ist das vielfach erwähnte active clamping. Das beschriebt doch eine TVS-Diode zwischen Kollektor und Gate. funktioniert das zuverlässig auch bei einer Parallelschaltung? Möchtest du das an jedem IGBT einzeln tun, oder pro IGBT-Treiber? Das Blöde am Active clamping ist, dass die der Fehler der einzelnen Clamping-TVS und der Fehler der Gate-Spannung addieren. gerade wenns dann langsamer wird, wirds gefärhlich, denkst du nicht? Mine Fields schrieb: > Das hilft dir aber nicht, wenn dir die Physik eins mit der Keule > überzieht und dir die IGBT durch Überspannung ins Nirvana befördert. TVS... an jedem IBGT -> kein problem - außer das dU/dt verbruzelt das Gate. Dazu fehlt aber leider noch jeder kommentar (oder er ist irgendwo weiter oben untergegangen) Mine Fields schrieb: >>Steigt der Strom in einem IGBT auch nur im >> ns-bereich über 200A, so zündet nämlich der interne Thyristor. > > Nö, tut er nicht. Entweder hast du einfach einen schlechten Treiber oder > du hast deine Messergebnisse fehlinterpretiert und der Grund für die > Zerstörung liegt ganz wo anders. Das mit dem parasitären Thyristor ist aber fakt und durch den Schichtaufbau des IGBTs sehr gut berechenbar, wann dieser Zündet. Das Datenblatt gibt dafür 200A an, was sich in meinen Experimenten bestätigt hat - auch wenn du da mit der Keule gegen die Physik vorgehst (um mal deine Formulierung zu nutzen :-D) und diesen Thyristor verneinst, ist er da. Mine Fields schrieb: > Glaubst du, damit läufst du aber in die falsche Richtung. Erreicht auch nur ein einziger IGBT die 200A, ist dieser - in Konsequenz des folgenden Kurzschlusses - futsch, egal für wie kurz der Strom anliegt. Das ganze ist ein IBGT und kein Thyrisotr oder eine Diode, mit nem I²t-Fusing.. Allerdigns ist die 200A-Grenze um den Faktor 2.25 häher als der Nennstrom, was rechtviel Platz nach oben lässt - aber bei den geringen Kolektor-Induktivitäten geht das tortzdem schnell - langsames schalten? Gefährlich.
DerAlbi schrieb: > Das beschriebt doch eine TVS-Diode zwischen Kollektor und Gate. Ja, das ist richtig. Du hast aber öfters von einer TVS zwischen Kollektor und Emitter geredet. DerAlbi schrieb: > Möchtest > du das an jedem IGBT einzeln tun, oder pro IGBT-Treiber? Pro Treiber. DerAlbi schrieb: > Das Blöde am > Active clamping ist, dass die der Fehler der einzelnen Clamping-TVS und > der Fehler der Gate-Spannung addieren. gerade wenns dann langsamer wird, > wirds gefärhlich, denkst du nicht? Ja, ist richtig. Es sollte trotzdem nicht gefährlich werden. DerAlbi schrieb: > TVS... an jedem IBGT -> kein problem - außer das dU/dt verbruzelt das > Gate. Dazu fehlt aber leider noch jeder kommentar (oder er ist irgendwo > weiter oben untergegangen) Wieso sollte es? Das Klemmen der Gatespannung verhindert das effektiv. DerAlbi schrieb: > Das mit dem parasitären Thyristor ist aber fakt und durch den > Schichtaufbau des IGBTs sehr gut berechenbar, wann dieser Zündet. Das > Datenblatt gibt dafür 200A an, was sich in meinen Experimenten bestätigt > hat - auch wenn du da mit der Keule gegen die Physik vorgehst (um mal > deine Formulierung zu nutz Wo liest du das raus? Steht nirgends im Datenblatt. Je nach Gatespannung erreicht der Transistor im Kurzschluss einen mehr oder weniger hohen Strom, bevor er in die Entsättigung geht. Aber diesen Strom kannst du problemlos abschalten. Wenn der Gatetreiber richtig gebaut ist und die Gatespannung nicht zu hoch gewählt wurde. Da zündet jedenfalls kein Thyristor, zumindest nicht bei einigermaßen modernen Bauteilen. Das Problem ist, dass du Ausfälle nicht einwandfrei auf eine Ursache zurückführen kannst. Und da du völlig in deiner Gedankenwelt verfahren bist, wirst du die wahren Hintergründe nicht erkennen, sondern es auf das schieben, was du immer vermutet hast. Egal, ob es nun wirklich so ist oder nicht. Darin besteht meines Erachtens im Moment die größte Gefahr. Konzentriere dich auf einen exakt symmetrischen und niederinduktiven Aufbau, baue eine möglichst symmetrische, aber hohe Ausgangsinduktivität ein, und du wirst vielleicht ein funktionierendes System bekommen. Das Problem ist, dass du alle Tipps über Bord wirfst, weil sie für dich zu hohen Aufwand darstellen. Aber da kann dir nun wirklich keiner mehr helfen.
Die TVS zwischen Kolektor und Emitter kann das gröbste an Überspannung verhindern. Tine TVS zwischen Kolektor und Gate verhindert die Überspannung pro Treibergruppe, wobei ich echt nicht weiß, wie du dir vorstellst das zu realisieren. Jedes Gate benötigt seinen eigenen Widerstand. Die Widerstände werden zu einem Sternpunkt geführt, und dann wieder über einen Widerstand an den Treiber angeschlossen - so schlagen es diverse Papers vor. Schließt man die TVS direkt am Treiber an, stirbt eventuell der Treiber. Schließt man die TVS am Sternpunkt zwischen den Widerständen an, überlebt der Treiber eventuell, aber man hat eine RC-Konstante zum Gate und damit einen Overshot am Sternpunkt. (Treiber tötend?, durch die verzögerung überhaupt noch wirksam)? Desweiteren habe ich grade einen kleinen Testaufbau gemacht. Zwar mit Niederspannung, aber erstmal egal: ich habe die verzögerung zum Abschaltzeitpunkt osziloskopiert und die Gatespannung beobachtet. Das Miller-Plateau ist beim Abschalten niedriger als beim anschalten - das logisch erscheint, bei einer Induktiven Last. Aber daraus resultiert auch, dass die Korrektur der Gatespannung in einem Breich passiert, deren Temp.Koeff. negativ ist. Davor habe ich ehrlichgesagt etwas angst. Außerdem korrigiert die TVS das hohe dU/dt auch nicht, sondern wirkt nur wie die externen TVS zwischen Emitter und Kollektor. Allerdings wird die Verlustleistung beim active Clamping komplett im IGBT verbraten und nicht auf 2 Bauteile verteilt ist, was aber eigentlich attraktiver klingt. Fazit: - Active Clamping hat bei der Parallelschaltung Probleme mit der RC-Konstante und dem Temperaturkoeffizienten der Gatespannung - Active Clamping reduziert das dU/dt nicht, was eventuell das Gate zerstören könnte - Active Clamping verteilt die Verlustleistung nicht auf verschiedene Halbleiter. Ich glaube 100%ig, dass bei der Parallelschaltung von 2-5 IGBTs das alles funktioniert. Mein zulässiger Strom ist Faktor 2.25 höher als der Nennstrom. Der Potentielle Strom bei Mismatching aber faktor 60 :-) (was bei geringerer Parallelschaltung 2..5 wäre - was näher an 2.25 dran ist damit unkritischer) Mine Fields schrieb: > Wo liest du das raus? Steht nirgends im Datenblatt. "Peak Short Circuit Collector Current = 200A" gibt den Strom an, der bei Kurzschluss gerade so noch abgeschaltet werden kann - d.h. worüber man mit dem Gate noch Kontrolle ausübt. der parasitäre Thyristor ist IMMER da, egal wie neu der IGBT ist und ist ein resultat aus der PNPN-Struktur. er wird bei genügendem Strom auch IMMER zünden. Durch Active-Clamping kann man nichtmal die maximale Gatespannung kontrollieren, sodass man sicherstellt, dass die 200A nie zu Stande kommen. Es wird immer unsympatischer. Ganz ehrlich: ich wälz das Problem lieber auf E-C-TVS-Dioden ab, die können das locker wegputzen und sind problemlos an jeden IGBT anzuschließen. Es bleibt auf jeden Fall noch zu klären, ob das hohe dU/dt am Kolektor in dem Fall das Gate zerstören kann oder nicht.
DerAlbi schrieb: > Die TVS zwischen Kolektor und Emitter kann das gröbste an Überspannung > verhindern. Ist nicht notwendig, wenn das active clamping richtig umgesetzt wird. DerAlbi schrieb: > Schließt man die TVS direkt am Treiber an, stirbt eventuell der Treiber. Nein, weil das Gatesignal geklemmt wird. DerAlbi schrieb: > Allerdings wird die Verlustleistung beim active Clamping komplett im > IGBT verbraten und nicht auf 2 Bauteile verteilt ist, was aber > eigentlich attraktiver klingt. Ist es aber. DerAlbi schrieb: > Der Potentielle Strom bei Mismatching aber faktor 60 :-) Nein, weil der Strom sättigt, wenn der Transistor entsättigt. DerAlbi schrieb: > Fazit: > - Active Clamping hat bei der Parallelschaltung Probleme mit der > RC-Konstante und dem Temperaturkoeffizienten der Gatespannung > - Active Clamping reduziert das dU/dt nicht, was eventuell das Gate > zerstören könnte > - Active Clamping verteilt die Verlustleistung nicht auf verschiedene > Halbleiter. Dann hast du es falsch realisiert. Klingt nach selbsterfüllender Prophezeihung (du willst schließlich nicht, dass eine andere Lösung als deine eigene funktioniert). DerAlbi schrieb: > "Peak Short Circuit Collector Current = 200A" gibt den Strom an, der bei > Kurzschluss gerade so noch abgeschaltet werden kann - d.h. worüber man > mit dem Gate noch Kontrolle ausübt. Nein, woher hast du die Idee? DerAlbi schrieb: > Durch Active-Clamping kann man nichtmal die maximale Gatespannung > kontrollieren, sodass man sicherstellt, dass die 200A nie zu Stande > kommen. Soll es doch auch gar nicht. Es soll das Gate kurzzeitig wieder einschalten, wenn die Überspannung zwischen Kollektor und Emitter zu groß wird. Nichts anderes. DerAlbi schrieb: > Es bleibt auf jeden Fall noch zu klären, ob das hohe dU/dt am Kolektor > in dem Fall das Gate zerstören kann oder nicht. Vermutlich schon, weil du die Treiberstufe offensichtlich falsch baust.
Du sagt 10x das ich alles falsch baue... ist schön und gut, und demonstriert ganz doll enorm und unwiderlegbar deine gigantomanische Überlegenheit. Alles schön ung gut, wenn dus brauchst, ich leb damit^^ >Nein, weil das Gatesignal geklemmt wird. Was heißt denn "geklemmt"? Ich löte ;-) Der Vorteil gegenüer von externen C-E-TVS-Dioden ist aber immernoch nicht klar. Es wäre schön, wenn du dich herblassen könntest, das mir - dem total utnerlegenen vollidioten - zu erklären. Dein >Ist es aber. Ist eine reine Behauptung!? Was ist der positive Nutzen daran, dass der IGBT zusätzlich erwärmt wird? (Was zu allem überfluss auch noch ungleichmäßig über die ganze masse passiert, da der Gate-temp-Koeff. negativ ist.) >Nein, woher hast du die Idee? IXAN0063, Seite 10, Latchup. Aber ich würde es an deiner Stelle nicht lesen! Da steht nämlich, dass es einen parasitären Thyristor gibt, der bei Überstrom zündet und wann und wieso man die Steuerfähigkeit über das Gate verliert ;-) Aber der Hersteller is ja auch dumm. Die moderen IGBTs funktionieren natürlich ganz anders -.- Ach halt, so alt ist das Dokument ja gar nicht. Trotzdem! Bitte, ich mache alles falsch, aber das das du als Lößung anbietest ist derartig schwammig... wenn ich da die sachen hinterfrage, und als Antwort kommt nur, "ich mache es falsch".. hmpf. Da kannst du noch so recht haben, aber deine Präsentation machts unglaubwürdig :-( Mine Fields schrieb: > DerAlbi schrieb: >> Durch Active-Clamping kann man nichtmal die maximale Gatespannung >> kontrollieren, sodass man sicherstellt, dass die 200A nie zu Stande >> kommen. > > Soll es doch auch gar nicht. Es soll das Gate kurzzeitig wieder > einschalten, wenn die Überspannung zwischen Kollektor und Emitter zu > groß wird. Nichts anderes. Ja, und wie ganu passiert das? Der erste Transistor, der die überspannung sieht (der mit der niedrigsten TVS-Spannung) bekommt jetzt wieder Gatespannung - und wie weit wird das Gate aufgerissen? Genau - So weit, dass der Strom abgeführt werden kann, sodass die xxx-Volt am Kolektor stehen bleiben. Wie groß ist der Strom? Völlig undefiniert - was sorgt hier dafür, dass dieser Strom nicht um Faktor 3..4 schlechter verteilt ist, als der Stromfluss zuvor...? Nix. >Vermutlich schon, weil du die Treiberstufe offensichtlich falsch baust. Wie verhinderst du denn mit der Treiberstufe das exzessive dU/dt ? "klemmen"? :-)
Mine Fields schrieb: > DerAlbi schrieb: >> Die TVS zwischen Kolektor und Emitter kann das gröbste an Überspannung >> verhindern. > > Ist nicht notwendig, wenn das active clamping richtig umgesetzt wird. Du wiederholst dich seit gefühlten 50 Beiträgen. Male einen Schaltplan, erkläre deine Behauptungen. Wenn ich nach Active Clamping suche, finde ich Formulierungen wie "Daher ist diese Art des Schutzes gegen Schaltüberspannungen nur für absolut seltene Ereignisse geeignet." Logisch, weil der IGBT in den linearen Betrieb gefahren wird. Ziemlich mies. Noch mieser finde ich es, eine TVS von C nach B und noch eine von B nach E zu spannen - die sehen dann für kurze Zeit (bis der verhältnismäßig lahme IGBT aus die Rille kommt) richtig Leistung. Für gewöhnlich nimmt man da ja sicher keine fetten TVS. Albi, deine Idee mit mehreren TVS (C-E) halte ich für wesentlich geeigneter und nachvollziehbarer. Wir setzen auch solche Aufbauten als Schutz ein (allerdings nur 8 Stück parallel), in koaxialer Anordnung. Natürlich kann man nicht von einem linearen Zusammenhang ausgehen (also nicht "1 Diode macht 1kA, also machen 2 Stück 2kA"). Habe die konkreten Zahlen gerade nicht parat, aber wenn ich mich recht erinnere war Faktor 1.6 kein Thema. Allerdings muss man bzgl. der Streuungen der Schwellspannungen aufpassen, manche liegen wirklich weit daneben.
Ja, über die parallelschaltung der TVS habe ich mich auch schon belesen. Ich weiß leider noch nicht, wie man das mit handgebastelten equipment vorsortieren kann. Eine 440V 1500W-Diode kann für 100ns 160A fressen. Das ist das zweifache von dem, was vorher durch den Transistor geflossen ist. Die massive Parallelschaltung wird aber genügend sicherheit schaffen. ..ouuuu: Beim schreiben dieses Beitrages habe ich gerade nochmal die TVS-Dioden angeschaut: http://www.st.com/internet/com/TECHNICAL_RESOURCES/TECHNICAL_LITERATURE/DATASHEET/CD00000663.pdf Hmpf: schon der 8us-impuls mit 13A lässt die 440V zu 776V werden. Das sind die IGBTs auch tot. Eine 1.5KE300A hätte bei 8us/19A 520V. Aber da ist die Breakdown-Spannung ja auch schon bei 280V Worstcase -.- geht also auch nicht (liegt unterhalb der Nennspannung). TVS-Dioden die so weit außerhalb der Spezifikation betrieben werden sind also auch keine echte Maßnahme, wenn man sich das Datenblatt ansieht. Hmmh. Back to Active clamping? :-D Wenn mir jemand eine geeignete Symetrierungsmaßnahme inklusive Begründung, warum es so funktionieren soll, liefert, wär ich sehr aufgeschlossen. Das mit der (wieder-)Anschaltgeschwindigkeit habe ich auch lange befürchtet, aber wenn man drüber nachdenkt: das ActiveClamping geschieht auf dem Miller-Plateu.. der IGBT scheint dort sehr schnell reagieren zu können. (oder?) Aber ich sehe nicht, wie man das im großen Maßstab symetrisiert bekommt.
DerAlbi schrieb: > Was heißt denn "geklemmt"? Ich löte ;-) Klemmen des Gates gegen die Treiberversorgungsspannung. DerAlbi schrieb: > Genau - So > weit, dass der Strom abgeführt werden kann, sodass die xxx-Volt am > Kolektor stehen bleiben. Nein! Bis die Überspannung verschwindet. DerAlbi schrieb: > Wie groß ist der Strom? Völlig undefiniert - Nein. Siehe Ausgangskennlinie. DerAlbi schrieb: > Wie verhinderst du denn mit der Treiberstufe das exzessive dU/dt ? > "klemmen"? :-) Das du/dt nicht. Aber die Erhöhung der Gatespannung. DerAlbi schrieb: > IXAN0063, Seite 10, Latchup. Aber ich würde es an deiner Stelle nicht > lesen! Da steht nämlich, dass es einen parasitären Thyristor gibt, der > bei Überstrom zündet und wann und wieso man die Steuerfähigkeit über das > Gate verliert ;-) Ja, schön akademische Betrachtung. Der Trick ist, dass du diesen Strom gar nicht erst erreichst, wenn du die Gatespannung nicht viel zu hoch gewählt hast. Dann ist der IGBT 100%ig kurzschlussfest. Und es ist immer noch ein Fall, der bei 100ns Verzögerung keine Rolle spielt, wie ich seit gefühlten 100 Posts zu erklären versuche. So schnell kann der Strom nämlich gar nicht ansteigen. Zumindest nicht, wenn du dich an meine Tipps halten würdest. panikplauze schrieb: > Noch mieser finde ich es, eine TVS von C nach B und noch eine von > B nach E zu spannen - die sehen dann für kurze Zeit (bis der > verhältnismäßig lahme IGBT aus die Rille kommt) richtig Leistung. Mal davon abgesehen, dass die TVS nicht mehr sieht als eine einzelne C-E-TVS, würde ich das so auch nicht realisieren. DerAlbi schrieb: > Du sagt 10x das ich alles falsch baue... ist schön und gut, und > demonstriert ganz doll enorm und unwiderlegbar deine gigantomanische > Überlegenheit. Alles schön ung gut, wenn dus brauchst, ich leb damit^^ Ja, ich habe keine Lust, gegen eine Wand zu reden. Mach deine eigene Erfahrung, aber heul hinterher nicht rum, dass man es dir nicht gleich gesagt hätte.
DerAlbi schrieb: > Wenn mir jemand eine geeignete Symetrierungsmaßnahme inklusive > Begründung, warum es so funktionieren soll, liefert, wär ich sehr > aufgeschlossen. Die beste Variante ist es, den Aufbau so niederinduktiv und symmetrisch zu gestalten, dass solche Maßnahmen gar nicht notwendig wären. Zur Not kann man allgemein etwas langsamer schalten. Deine Befürchtung, dass langsameres Schalten gefährlicher als schnelles Schalten wäre, kann ich nicht teilen. Unsymmetrien lassen sich nicht vermeiden, aber sind in dem Zeitbereich einfach nicht gefährlich. Eine Treiberstufe, die geregelt abschaltet, wäre ideal, aber wahrscheinlich nicht notwendig. Davon abgesehen braucht es keine besondreen Symmetriemaßnahmen. Die IGBT-Gruppen können alle problemlos den Strom abschalten, wenn sie ausreichend dimensioniert sind (deshalb: Gruppen so groß wie möglich wählen). Solche Pulsbelastungen überlebt das Bauteil eh nur einige tausend Male, dann ist es kaputt. Der Chip ist dabei robust, die Aufbau- und Verbindungstechnik ist das Limit.
Ach mensch.. das Problem ist, dass du als Technik-Mensch damals im Deutschunterricht nicht aufgepasst hast und das alles für unfug gehalten hast. Eine Argumentation besteht nunmal immer aus These, Argument und Beispiel. Du beschränkst dich leider sehr oft auf die Thesen, was die Glaubwürdigkeit einfach nicht untersützt. Da kannst du noch so viel wissen, bei der Präsentation die gefühlt darauf ausgelegt ist, alle anderen im unklaren zu lassen, kommt man auf keinen grünen Zweig. Ich versuche dir immer beispiele zu nennen, wo etwas bestimmtes versagen könnte, und du behauptest einfach das gegenteil. Mehr aber nicht - So ist es mit dem Thyristor. Oder mit den Nutzlosen E-C-TVS, man hätte einfach das problem benennen könnne, schnell ein paar zahlen sagen können und das AHA, wäre da gewesen und man hätte sich viiiiele Posts gespart. JJ, im Nomralbetireb ist die Gatespannung klein genug, damit der IGBT kurtzschlussfest ist. Aber: deine TVS-Diode ist ja befähigt das Gate nach oben zu reisen (und zwar mit ordentlich bumms). Und in dem Moment fließt da auch so viel Strom, dass die lokale Treiberspannung das evenutell nicht 100%ig abführen kann. Und jetzt erklär mir mal genau was falsch am folgenden Ablauf ist: 1) Gatespannung sinkt von 12V auf -8V 2) TVS springt ein, und zieht das Gate wieder nach oben. 3) Da das die erste TVS ist, die einspringt, reichen die ursprünglichen 12V nicht aus um den Spannungsanstieg zu verhindern. 4)Das Gate erreicht >12V und so fix kann der IGBT dann auch die 200A leiten und schwupps ist der Thyristor plötzlich da. Du gehst davon aus, dass alle IGBTs gleichzieigt das Gate wieder aufgerissen bekommen, dann würde sicher perfekt der strom verteilen, und alles wäre schön. Ist das die Realität? Bei der TVS-Streuung? 440V haben im datenblatt ne 40V streuuung :-O Ok, mit den Kolektorspulen (Dämpfungsperlen) komm ich ins straucheln.. Hat mal jemand ein IGBT-Modell für Spice, ich möcht mir das mal ansehen. Das ist mir zu viel für den kopf.
DerAlbi schrieb: > Du beschränkst dich leider sehr oft auf die Thesen, was die > Glaubwürdigkeit einfach nicht untersützt. Wie gesagt, ich habe keine Lust, gegen eine Wand zu argumentieren. Ich beschränke mich deshalb auf Tipps und keine aufwändige Argumentationskette. DerAlbi schrieb: > Mehr aber nicht - So > ist es mit dem Thyristor. Preisfrage: Wie lange muss der Strom fließen, um den Thyristor zu zünden? DerAlbi schrieb: > Aber: deine TVS-Diode ist ja befähigt das Gate nach oben zu reisen (und > zwar mit ordentlich bumms). Und in dem Moment fließt da auch so viel > Strom, dass die lokale Treiberspannung das evenutell nicht 100%ig > abführen kann. Das muss sie eben können - Auslegungssuche. So viel Energie kommt da auch nicht rüber, woher soll sie denn kommen? Durch die erhöhte Gatespannung wird der Transistor eingeschaltet, das verringert das di/dt, das verringert die Überspannung, damit bekommt der Treiber wieder die Kontrolle. Wie gesagt - millionenfach bewährt. DerAlbi schrieb: > 1) Gatespannung sinkt von 12V auf -8V > 2) TVS springt ein, und zieht das Gate wieder nach oben. > 3) Da das die erste TVS ist, die einspringt, reichen die ursprünglichen > 12V nicht aus um den Spannungsanstieg zu verhindern. > 4)Das Gate erreicht >12V und so fix kann der IGBT dann auch die 200A > leiten und schwupps ist der Thyristor plötzlich da. Wie gesagt - Auslegungssache. Wenn du der Sache nicht traust, nimm eine G-E-TVS (ist meiner Meinung nach aber zu ungenau). DerAlbi schrieb: > Du gehst davon aus, dass alle IGBTs gleichzieigt das Gate wieder > aufgerissen bekommen, dann würde sicher perfekt der strom verteilen, > und alles wäre schön. Ist das die Realität? Bei der TVS-Streuung? 440V > haben im datenblatt ne 40V streuuung :-O Muss nicht symmetriert werden, siehe meinen letzten Post.
Zum Thema Latch-Up habe ich noch einmal die Literatur bemüht: "... Durch die nachfolgend aufgeführten Design-Maßnahmen wird bei modernen IGBTs ein latch-up unter allen zulässigen statischen und dynamischen Betriebsbedingungen zuverlässig verhindert; z.B. ist die Stromdichte des dynamischen latch-up beim Ausschalten etwa 15 mal so groß wie die Nennstromdichte. ..." Quelle: http://www.semikron.com/skcompub/de/application_manual_2010-4165.htm
Angehängte Dateien:
-
Clamp.png
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Naja.. also wenn man es zuverlässig hinbekommt, die Gatespannung zu begrenzen, funktioniert das durch aus, das sehe ich ein. Auch wenn das vllt nicht das tollste ist. Hmmh. Wie stellst man sicher, dass so ein Transient nicht einfach lokal den Treiber bestromt... ist es echt so einfach, es mit einem dicken kondensator + KerKo abzufangen :-O Ich habe mal eine schematische Darstellung angefügt...
DerAlbi schrieb: > Hmmh. Wie stellst man sicher, dass so ein Transient nicht einfach lokal > den Treiber bestromt... Da kommt nicht viel Energie rüber - gerade so viel um das Gate wieder einzuschalten. Die Überspannung verschwindet sofort wieder und die TVS sperrt wieder. Die Klemmdiode dürfte nur im Extremfall überhaupt zum Einsatz kommen. DerAlbi schrieb: > Ich habe mal eine schematische Darstellung angefügt... Die Emitterwiderstände fehlen dort, aber sonst dürfte das so ok sein.
du... in deiner Literatur sind die Designmaßnahmen aber welche, die der Chiphersteller einpflanzt :-O Das is jetzt grade nix, was ich extern beeinflussen kann (außer ich sopft da paar verunreinigunen rein^^), das zur Folge hat, dass die maximal abschaltbare Strombelastung immernoch 200A ist :-)
DerAlbi schrieb: > das > zur Folge hat, dass die maximal abschaltbare Strombelastung immernoch > 200A ist :-) Nein, das bedeutet, dass du entweder einen uralten IGBT erwischt hast, oder deine Annahme mit 200A schlicht falsch sind. Die Datenblattangabe von IR verstehe ich jedenfalls anders (allein schon, weil eine solche Angabe deiner Interpretation unter den "maximum ratings" und nicht unter den "electrical characteristics" aufgeführt wäre).
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So? :-) Mine Fields schrieb: > Da kommt nicht viel Energie rüber - gerade so viel um das Gate wieder > einzuschalten. Die Überspannung verschwindet sofort wieder und die TVS > sperrt wieder. Einverstanden, wenn alle TVS-Dioden perfekt gleich sind. Ansonsten wird das Gate schon dazu gezwungen so weit aufzureisen, dass all der andere Strom auch abgeführt wird. Ich finde die 0.5V der Shotky-Diode da schon recht kritisch.. bei der Steilheit der Kennlinie, ist man da schnell im 3stelligen bereich :-/ Zumal die RC-Konstante glaube ich auch echt nochmal was ausmacht. Wie man die Gatespannung korrekt einstellt weiß ich auch noch nicht. Ich denke ich werde den Strom langsam erhöhen, und dabei versuchen die Sättigugnsspannung zu beobachten, aber welche Vce_sat da welchen Ic_max verspricht.. hmmh. Mine Fields schrieb: > Die Klemmdiode dürfte nur im Extremfall überhaupt zum Einsatz kommen. Laut Simulation wirds heftig gebraucht. hmmh.
DerAlbi schrieb: > Einverstanden, wenn alle TVS-Dioden perfekt gleich sind. Ansonsten wird > das Gate schon dazu gezwungen so weit aufzureisen, dass all der andere > Strom auch abgeführt wird. Nö, auch dann nicht. Sobald die Überspannung verschwindet, sperrt die Diode - unabhängig vom Strom. DerAlbi schrieb: > Ich finde die 0.5V der Shotky-Diode da schon recht kritisch.. bei der > Steilheit der Kennlinie, ist man da schnell im 3stelligen bereich :-/ 3-stelligen-was-bereich ? DerAlbi schrieb: > Laut Simulation wirds heftig gebraucht. hmmh. Kommt auf deine Induktivität an (die ist in dem Bild im Moment gar nicht eingezeichnet). Außerdem hast du hier MOSFET, die verhalten sich ja nochmal etwas anders. DerAlbi schrieb: > Wie man die Gatespannung korrekt einstellt weiß ich auch noch nicht. Ich > denke ich werde den Strom langsam erhöhen, und dabei versuchen die > Sättigugnsspannung zu beobachten, aber welche Vce_sat da welchen Ic_max > verspricht.. hmmh. Kurzschlussversuche machen und den (Ent-)Sättigungsstrom anschauen.
hehe, ewigen hinund her: Mine Fields schrieb: > Nö, auch dann nicht. Sobald die Überspannung verschwindet, sperrt die > Diode - unabhängig vom Strom. Aber wie entsteht die überspannung? -> Weil der strom nicht mehr fließt Wie verhindert man die Überspannugn? -> den strom langsamer abschalten. (also strom fließen lassen) Woher kommt der "neue" Stromfluss? -> von nur einer Treibergruppe, namlich der mit der niedsristen TVS-Spannung denn nur dort ist das Gate wieder offen. Wenn nur eine IGBT-Gruppe leitet, wie viel Strom muss sie leiten? -> den ursprünglichen Strom von allen IGBTs, sonst würde ja die Spannung höher werden.. Was ist dazu nötig? -> hohe Gatespannung Was passiert bei hoher Gatespannugn? -> IGBT tot. Also so stell ich mir das vor^^ 3stelliger breich: ja die formulierung ist Käse. Was ich meine: wenn man 75A nennstrom hat, hat man bestimmt ~120A Kurzschlusstrom. Wenn dann durch die diode nochmal 0.5V auf die Gatespannung drauf kommen, habe ich angst vor der 200A-Grenze - erstmal unabhängig davon, das du von der hälst. Im versuch sind sie da kaupttgegangen. Ich werd das gleich nochmal aufbauen :-)
DerAlbi schrieb: > Aber wie entsteht die überspannung? -> Weil der strom nicht mehr fließt Die Überspannung ensteht durch das di/dt an der parasitären Eingangsinduktivität. DerAlbi schrieb: > Wie verhindert man die Überspannugn? -> den strom langsamer abschalten. > (also strom fließen lassen) Genau. DerAlbi schrieb: > Woher kommt der "neue" Stromfluss? -> von nur einer Treibergruppe, > namlich der mit der niedsristen TVS-Spannung denn nur dort ist das Gate > wieder offen. Richtig. DerAlbi schrieb: > Wenn nur eine IGBT-Gruppe leitet, wie viel Strom muss sie leiten? -> > den ursprünglichen Strom von allen IGBTs, sonst würde ja die Spannung > höher werden.. Nein, nur soviel, bis die Überspannung wieder verschwindet. DerAlbi schrieb: > Was ist dazu nötig? -> hohe Gatespannung Und woher soll diese kommen? DerAlbi schrieb: > Was passiert bei hoher Gatespannugn? -> IGBT tot. Nicht wirklich, wieso sollte er? Glaubst du etwa immer noch an den Thyristor? DerAlbi schrieb: > habe ich > angst vor der 200A-Grenze Die, wie schon mehrfach erwähnt, völlig unbegründet ist, weil es eine solche magische Thyristorgrenze (so nahe am Nennstrom) nicht gibt. DerAlbi schrieb: > Im versuch sind sie da kaupttgegangen. Wahrscheinlich sind sie schlicht thermisch oder aufgrund einer Überspannung gestorben. Folge ist Kurzschluss, was natürlich genauso aussieht als wenn ein Thyristor zündet.
Mine Fields schrieb: > DerAlbi schrieb: >> Wenn nur eine IGBT-Gruppe leitet, wie viel Strom muss sie leiten? -> >> den ursprünglichen Strom von allen IGBTs, sonst würde ja die Spannung >> höher werden.. > > Nein, nur soviel, bis die Überspannung wieder verschwindet. naja.. ich denke da liegt mein Verständnisproblem: Das gesamte dI/dt ist z.B. mal 5kA/us und erzeugt (jetzt mal aus Spaß:) 1kV. Wenn nur 10% (wegen unsymetrie der TVS-Dioden) der Transistoren wieder leitend werden (mit Nennstrom) wäre das dI/dt ja immernoch 4.5kA/us -> das führt dazu, dass sich die Spule immernoch in Form von zu hoher Spannung entlädt. Infolge dessen müssen die IGBTs mehr Strom leiten (->tot).
DerAlbi schrieb: > Das gesamte dI/dt ist z.B. mal 5kA/us und erzeugt (jetzt mal aus Spaß:) > 1kV. Wenn nur 10% (wegen unsymetrie der TVS-Dioden) der Transistoren > wieder leitend werden (mit Nennstrom) wäre das dI/dt ja immernoch > 4.5kA/us -> das führt dazu, dass sich die Spule immernoch in Form von zu > hoher Spannung entlädt. Es gibt nicht nur eine "Spule". Jeder IGBT hat seine eigene Induktivität. Wenn die anderen IGBT immer noch ein hohes di/dt sehen, wird dort auch die Überspannung ansteigen und sie ebenfalls leitend werden. DerAlbi schrieb: > Infolge dessen müssen die IGBTs mehr Strom > leiten (->tot). Nein, nein und nochmal nein. Wie oft soll ich noch herunterbeten, dass IGBT ihren Entsättigungsstrom problemlos abschalten können und deshalb niemals aufgrund zu hohen Stroms zerstört werden können - wenn der Chip nicht sowieso schon thermisch völlig am Ende ist (das ist quasi nicht möglich da vorher die Aufbautechnik versagt) und die 10us Kurzschlussdauer eingehalten werden. Im Abschaltmoment wird da absolut nichts passieren, schon gar nicht, wenn eine gewisse Ausgangsinduktivität vorhanden ist. Gefärhlich für einen IGBT ist: 1. Thermische Überlastung (vor allem für die Aufbautechnik, der Chip selbst hält eigentlich mehr aus) 2. Thermische Lastzyklen (auch hier wieder: Aufbautechnik). Deshalb wird dein IGBT unter Umständen nur wenige Tausend (vielleicht sogar unter Tausend) solcher Zyklen überleben, wenn du pro Puls immer von Umgebungstemperatur nahe Tjmax gehst. 3. Überspannung (bei Trench-IGBT extrem kritisch, bei älteren Modellen weniger) Kurzschluss oder Überstrom gehört nicht zu den gefährlichen Zuständen, wenn er rechtzeitig erkannt und richtig abgeschaltet wird (idealerweise erst in Entsättigung).
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