Guten Abend, ich hab soeben meinen erstes Layout für einen DC/DC StepUp Wandler (12V -> 48V, 5.2A) auf Basis des LT1680 entworfen und wollte hier in die Runde fragen ob das so was taugt oder ob man noch was ändern muss. Spule ist eine Coilcraft SER2923 mit 22µH (hab ich noch rumliegen) und Shuntwiderstand mit 0.005 Ohm ein SMD im 1206 Gehäuse. Im Anhang sind die Dateien als Eaglefiles und als png. Schaltung ist die aus dem Datenblatt des LT1680. Danke, Gruß Borsty
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Moin! Die 6A Eingangssicherung sind verkehrt. Wenn du auf der Ausgangsseite 48V * 5,2A = ca. 250W abrufen willst muss vorne was mit mindestens 25A rein. D1 ist was für ne Doppeldiode?
Ich hätte Bedenken bei dem Shunt. Der muss, grob überschlagen, 0,005ohm*24A^2*0,75duty~2W verkraften.Ein einzelner 1206 schafft das nicht. Da musst du mehrere parallel setzen. Weiterhin ist anzunehmen dass die Spule bei einem Imax von ~27A sättigt. Diese spezielle ist zwar bei Coilcraft nicht zu finden, andere der SER2900 Serie mit 22uH sättigen bei ~10-15A. Am Layout hätt ich erst mal nichts auszusetzen. Das können andere machen :-)
Leg mal die "Miller'schen Stromschleifen" =D rein. Ich denke da lässt sich schon noch ein wenig optimieren. Das Hühnerfutter links vom IC hockt auch sehr dicht gedrängt aufeinander. Das könnte beim Bestücken Probleme geben, vielleicht sogar schon beim Ätzen. Ob die beiden 1µF Kondensatoren wirklich Elkos sein sollen sei auch dahin gestellt. C15 macht meiner Meinung nach nur als gepolter Kondensator Sinn wenn es ein Tantal-Typ ist. C1 ist laut Datenblatt sogar ein ungepolter sprich vermutlich Kerko.
Stimmt das mit dem Shunt und der Sicherung ist mir auch schon aufgefallen, dummer Fehler... der Strom steigt natürlich. Shunt kommt ein 5W SMD rein, Footprint in Eagle dafür hab ich grad angelegt. Was mir aktuell noch etwas Sorgen bereitet ist die Spule, gar nicht einfach was passendes zu finden. Wäre es möglich eine Coilcraft VER2923 mit 10µH und eine mit 15µH in Reihe zu schalten? Oliver hatte natürlich Recht, es war ein Tippfehler im ersten Post und es muss VER und nicht SER heißen. Doppeldiode ist folgende: http://de.mouser.com/ProductDetail/Vishay-Semiconductors/MBR20100CT-E3-4W/?qs=sGAEpiMZZMv9NFGNGF1lwvcKPss1ATTw Laut Schaltplan von Linear soll man zwei MBR20100CT verwenden. Bei der von Mouser sind zwei von denen in einem TO220 Gehäuse. Bevor ich nun weiter optimiere und die Stromschleifen einzeichne würde ich ganz gern die Problematik mit den Spulen in Griff kriegen. Danke & Gruß
such mal nach Pulse -Spulen. Die sind im Hochstrombereich gut angelegt.
Wenn du mit der Induktivität jetzt eh schon anfängst umzuplanen": ist die Beispielspule aus dem Datenblatt nicht zu bekommen? Ansonsten hast du die Schaltung ja auch danach ausgerichtet.
Mit welcher Schaltfrequenz möchtest Du arbeiten? Was ist die minimale und maximale Eingangsspannung?
Torsten Broxtermann schrieb: > ist > die Beispielspule aus dem Datenblatt nicht zu bekommen? Nein leider nicht, es gibt einen Ähnlichen Kern bei Reichelt. Allerdings hat dieser 10nH / Wdg. mehr, ist aber der Einzige wo ich einen entsprechend Dicken Draht mit 2,5mm^2 durchkriege. Ich denke es sollte gehen, müsste man halt zur Not etwas rumexperimentieren bis es passt. http://www.reichelt.de/Amidon-Ferrit-Ringkerne/FT-82-61/3/index.html?;ACTION=3;LA=446;ARTICLE=7937;GROUPID=3187;artnr=FT+82-61 >Mit welcher Schaltfrequenz möchtest Du arbeiten? Was ist die minimale und maximale Eingangsspannung? 10 - 15V, 110kHz.
Also. Mit dieser Auslegung wirst Du keinen Spaß haben. Vorschlag 1: ------------ Du lässt den Regler auf Maximalschaltfrequenz laufen (200kHz), nimmst eine 4u7-Drossel von Coilcraft. Wenn man alle auftretenden Toleranzen einrechnet, sollte die SER2915H-472KL reichen. Die drei MOSFETs ersetzt Du durch einen einzigen, leistungsfähigeren MOSFET. Da hat sich in der Zwischenzeit viel getan (das LT-Datenblatt ist von 1997!). Vorschlag 2: ------------ Du nimmst einen aktuellen synchronen 2-Phasen-Schaltregler, wie den LTC3787. Dadurch wird sich sowohl der Wirkungsgrad dramatisch verbessern, als auch die Bauteilgrößen (z.B. die Drosseln) erheblich verkleinern. So hast Du auch wieder Zugriff auf gängigere Drosseln von mehr Herstellern.
aqe54zwh schrieb: > Vorschlag 2: > ------------ > > Du nimmst einen aktuellen synchronen 2-Phasen-Schaltregler, > wie den LTC3787. Dadurch wird sich sowohl der Wirkungsgrad dramatisch > verbessern, als auch die Bauteilgrößen (z.B. die Drosseln) erheblich > verkleinern. So hast Du auch wieder Zugriff auf gängigere Drosseln von > mehr Herstellern. Dieser Vorschlag gefällt mir! Danke hierfür, ich werd mir diesen Regler mal etwas genauer ansehen.
Würde man die 900kHz vom LTC3787 voll ausnutzen, käme man in Deiner Applikation mit zwei 2u2-Drosseln aus. Hier wäre die SER2013 schon zu groß mit ca. 40A. Notwendig wäre eine Drossel mit 20A. Also noch mal die Hälfte. Sicher wären die Bauteile in Summe wahrscheinlich teurer, aber man benötigt keine Elkos mehr und kommt mit Kerkos aus und durch die niedrigeren Verluste würde ich sagen, dass man im Konsumer-Bereich ohne Probleme die Wärme in die Platine ziehen und auf einen Kühlkörper komplett verzichten kann. So entfällt der aufwändige mechanische Aufbau, was eben auch wieder Geld kostet (kein Lüfter, kein Kühlkörper). Das Netzteil hat hier einen Wirkungsgrad von ca. 96-97%.
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So nun hab ich das Layout für einen LTC3787 "fertig". Ich hab mir Mühe gegeben die Tipps und Hinweise aus dem Datenblatt zu befolgen, mal sehen was ihr dazu sagt. Den Wirkungsgrad kann man jederzeit durch ändern von R(freq) und durch andere Spulen ändern. Ich bin jetzt im ersten Schritt bei den Vorgaben von LT geblieben, sprich etwa 350kHz Schaltfrequenz und 16µH Spulen. Mosfets hab ich IRLZ34 gewählt, wegen niedrigem Qg, einem passendem Vgs und sehr guter Verfügbarkeit. Die Platine wird auf einen Kühlkörper geschraubt womit Q2 und Q3 unterhalb der Platine liegen. Die Lade- und Entladestrecken hab ich möglichst kurz gehalten, ich hoffe das reicht so.
Beim ersten drüberschauen über deinen Schaltplan ist mit aufgefallen, dass du über die Bodydiode von Q3 VIN mit GND kurzschließt. Bitte zeichne deinen Schaltplan übersichtlich, zB so wie den im Datenblatt. Kein Mensch hat lust, mit den Augen zweimal im Kreis den Hauptstrompfad zu verfolgen. Bei einem sauberen Schaltplan fallen solche fundamentalen Fehler gleich auf.
Das ist lustig. "So nun hab ich das Layout für einen LTC3787 "fertig"." Warum nicht gleich immer erst ein Layout machen und danach den Schaltplan reverse erstellen? Die Schaltung strotzt nur so vor Fehlern, von der Layout-Erstellung bist Du noch meilenweit entfernt. Die Zeit hättest Du Dir sparen können. Noch ein paar Tipps: -> Lege den V-Out-Feedback niederohmiger aus. Da darf gerne mal 1mA fließen. -> Nehme bitte gängige Widerstandswerte, am besten bis höchstens E24. Eine Parallelschaltung von zwei Widerständen im Feedback ist auch kein Problem, um krumme Widerstandswerte zu erreichen. -> Zeichen zwei Subsheets. Einmal den Control-Teil und einmal den Power-Rail-Teil. Verbinde beide durch Ports. -> 16µH kommt mir sehr hoch vor. Außerdem ist der Wert nicht gängig. Nehme 10µH, das reicht vollkommen aus. Eigentlich reicht sogar 4u7! Zwar knapp, würde aber noch gehen. -> Die Elkos werden Dir bei 350kHz langsam nichts mehr bringen. Du befindest Dich mit 350kHz genau in der "Nicht-Fisch-Nicht-Fleisch"-Zone :-) Also entweder langsamer mit Elkos oder schneller mit Kerkos. -> D1 und D2 bitte in Schottky und auf den Leakage Current achten! -> An INTVCC zwei 4u7 und am VBIAS auch zwei 4u7. -> Den SS-Kondensator wirst Du später ermitteln müssen. -> Die Kompensation/Stabilität wird Du später ausmessen müssen. -> Die Primär- und Sekundärkondensatoren müssen den Rippel-Strom können und auch die Rippelspannungsanforderungen erfüllen. -> Die Ports zeigen teilweise in die falsche Richtung. Auch in Eagle kann man sich passende Port-Symbole anlegen. VCCINT ist am Regler kein Eingang, es ist ein Ausgang! -> Die 100p über den Shunts bringen 0,0%. Das sieht auch im Datenblatt anders aus... -> Der RUN-Pin ist nicht angeschlossen. Untervoltage lockout richtig einstellen! -> Die Angabe 4.5-38V im Layout am Eingang sind ein Witz. Mach Dir mal Gedanken über die Ströme. Es war ursprünglich 10-14V Eingangspannung gefordert. -> ...
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Also erstmal vielen Dank fürs Feedback, ich weiß das sehr zu schätzen und hab das oben geschriebene versucht umzusetzen. aqe54zwh schrieb: > Warum nicht gleich immer erst ein Layout machen und danach den > Schaltplan reverse erstellen? Naja wenn man denkt der Schaltplan sie ok fängt man eben an... Dieses mal mach ich es anders, deshalb gibt es in nun erstmal "nur" den Schaltplan und später erstell ich das Layout. > Lege den V-Out-Feedback niederohmiger aus. Da darf gerne mal 1mA fließen. Mach ich im nächsten Layout! > Nehme bitte gängige Widerstandswerte, am besten bis höchstens E24. > Eine Parallelschaltung von zwei Widerständen im Feedback ist auch kein > Problem, um krumme Widerstandswerte zu erreichen. Mal sehen, ist ein gut gemeinter Tipp aber da ich SMD Teile eh jedes mal auf Bedarf bestelle macht es keinen Unterschied für mich. > Zeichen zwei Subsheets. Einmal den Control-Teil und einmal den > Power-Rail-Teil. Verbinde beide durch Ports. Hab ich weitgehend umgesetzt, Schaltplan ist nun übersichtlicher. > 16µH kommt mir sehr hoch vor. Außerdem ist der Wert nicht gängig. > Nehme 10µH, das reicht vollkommen aus. Eigentlich reicht sogar 4u7! > Zwar knapp, würde aber noch gehen. Nach etwas krusteln hab ich noch aus einem alten Projekt Coilcraft SER2915 Spulen mit 6,8µH und 10µH gefunden und werd somit diese verwenden. Welcher Wert werd ich am Ende einfach ausprobieren, hab ja beide Typen hier. > Also entweder langsamer mit Elkos oder schneller mit Kerkos. Da ich eher dazu tendiere die Schaltung schneller laufen zu lassen hab ich mich von den Elkos verabschiedet und nur noch Kerkos genommen. 6,8µF mit 100V in LOW ESR sind leider unbezahlbar teuer weshalb ich auf 2,2µF in Kombination mit 10µF umgestiegen bin. Sind X5R, LOW ESR Typen mit 100V Spannungsfestigkeit. 50V Spannungsfestigkeit wird mit der Ripplespannung wohl etwas eng werden... Bei VIN bin ich bei den 6,8µF/50V geblieben. > D1 und D2 bitte in Schottky und auf den Leakage Current achten! War schon alles richtig, nur das Symbol im Schaltplan hat nicht gepasst. > An INTVCC zwei 4u7 und am VBIAS auch zwei 4u7. Im Datenblatt steht dass man zu den 4,7µ zusätzlich 1µ verwenden soll. Sind das bei dir Erfahrungswerte mit den 2 x 4,7µ? > Die 100p über den Shunts bringen 0,0%. Das sieht auch im Datenblatt > anders aus... Laut Datenblatt soll man die Messleitungen direkt am IC mit Kerkos entkoppeln. 100pF war ein aus dem Bauch gegriffener Wert. Im Schaltplan war es auch etwas ungünstig eingezeichnet. > Der RUN-Pin ist nicht angeschlossen. Untervoltage lockout richtig einstellen! Ist geschehen, hab den Grenzwert auf 10V gestellt, Strom durch den RUN Pin beträgt nun etwa 44µA. > Die Angabe 4.5-38V im Layout am Eingang sind ein Witz. Mach Dir mal > Gedanken über die Ströme. Es war ursprünglich 10-14V Eingangspannung gefordert. Das ist Blödsinn, richtig! :)
-> R6 muss an das IC. Bitte auch so im Schaltplan darstellen. -> SW1 und SW2 erzeugen (siehe Datenblatt), dann sind beide Subsheets komlpett voneinander entkoppelt. -> Danach zeichnest Du die beiden Rails SO, wie man das in der Schule gelernt hat, von links = in nach rechts = out. -> V-Out greifst Du mittels Net-Tie ab. -> Berechne durch Deine Anforderungen die notwendigen primären und sekundären Kondensatoren. -> Was soll das mit Kerkos und "Low ESR"? Das ist Quatsch. Auch ein 6u8-Kerko ist ungängig und sollte gegen gängige Werte (1u, 2u2, 4u7, 10u, ...) getauscht werden. -> Hast Du schon mal was von spannungsabhängiger Kerko-Kapazität gehört? -> Der Spannungsteiler am RUN-Pin ist wie Dein Spannungs-Feedback immer noch viel zu hochohmig ausgelegt. Das hat nichts mit dem Layout zu tun. Bitte anpassen. -> Die MOSFETs sind immer noch weit weg vom Brauchbaren. Die mögen 1997 OK gewesen sein. Bitte kombiniere den jetzt sehr aktuellen Regler auch mit aktuellen MOSFETs, um auf eine extra Kühlung verzichten zu können. Hier können DPAK-MOSFETs eingesetzt werden. Die Kühlung wird durch die Platine realisiert. Mit 60V-MOSFETs wirst Du wahrscheinlich nicht glücklich werden. Nimm welche mit höherer Spannungsfestigkeit. -> Schön, dass die Ports jetzt in die richtigen Richtungen zeigen!
> Der Spannungsteiler am RUN-Pin ist wie Dein Spannungs-Feedback immer > noch viel zu hochohmig ausgelegt. Das hat nichts mit dem Layout zu tun. > Bitte anpassen. Spannungsteiler für Feedback: R6: 47k R2: 1,2k ergibt 48,2V und einen Stromfluss von 1mA. Spannungsteiler für Run: R8: 6,8k R9: 1k Besser? :) > Die MOSFETs sind immer noch weit weg vom Brauchbaren. Die mögen 1997 > OK gewesen sein. Bitte kombiniere den jetzt sehr aktuellen Regler auch > mit aktuellen MOSFETs, um auf eine extra Kühlung verzichten zu können. > Hier können DPAK-MOSFETs eingesetzt werden. Die Kühlung wird durch die > Platine realisiert. Mit 60V-MOSFETs wirst Du wahrscheinlich nicht > glücklich werden. Nimm welche mit höherer Spannungsfestigkeit. Ok seh ich ein, ich hätte kein Problem damit einen Kühlkörper zu verwenden aber du hast ja Recht. Wie wäre es mit einem IRL540S im DPack? 100V VDS, RDSon von 0.077 Ohm bei 5V. Die maximale Verlustleistung liegt bei 3,7W bei Platinenkühlung und einem Quadratinch. Wenn ich richtig gerechnet habe komme ich bei voller Leisung und Vin = 10V auf knapp 8W Verlustleistung je Kanal. Die 3.7W sollten also gerade so reichen. Ich sollte aber auf jeden Fall beide Kuferlagen zur Kühlung nehmen. Bei den Ausgangs-C's komme ich bei aktueller Beschaltung und Vin = 10V auf einen Ripple von 61mV.
Schau Dir doch mal zum Vergleich den IPD60N10S4L-12 von Infineon an. Der ist zumindest in der neusten Trench-Technologie. Die 75V-Typen sind noch Planar. Infineon hat auch noch ähnliche MOSFETs im Angebot. Einfach mal vergleichen.
Die OptiMOS Typen von Infineon sind auch richtig gut: BSC070N10NS3
Oha danke für die Tipps vorallem der BSC070N10NS3 hat es mir angetan! Wahnsinn was mittlerweile alles möglich ist! Mal noch eine allgemeine Frage: Ich bin es gewohnt Gatewiderstände bei Mosfets zu verwenden um sie etwas langsamer und schwingärmer zu machen. Ist das bei DCDC Wandlern mit Frequenzen bis etwa 1MHz auch sinnvoll oder eher fatal? Gruß
Das kannst Du Dir selber beantworten, indem Du einen Gatewiderstand vorsiehst und den Wert zwischen 1 und 22 Ohm variierst :-) Meiner Erfahrung nach nur zu gebrauchen, um die Flankensteilheit zu verringern (verschleifen). Sinkender Wirkungsgrad, da sich der Transistor länger im linearen Betrieb befindet. Im Gegenzug EMV-Verbesserungen möglich. Ansonsten ein stärkeres Filter davor. Der Total gate Charge des erwähnten OptiMOS liegt ja dem IPD ähnlich, der RDS,ON ist geringer. Wie man jetzt den passendsten Transistor auswählt (wenig RDS,on = gut, wenig Gate Charge = gut, aber wie soll man das jetzt abschätzen und optimieren), würde zu lange dauern :-) Wenn Du den OptiMOS wählst, dann will ich aber auch höhere Frequenzen als 350kHz sehen. Das sollte mit so einem Fussel-Transistor möglich sein :-) Und die Drosseln dann bis zu 2µH runter.
Ich sehe gerade, den OptiMOS gibt es nicht als Logic Level? Oder nur genau den erwähnten nicht? Liegt ungefähr auf den 5,4V INTVCC / 2 => 2,7V, der IPD schon bei 1,6V. Wird sich gerade bei höherer Schaltfrequenz auswirken. Aber das ist wohl Jammern auf hohem Niveau. Könnte man sich ja in der Praxis mal ausmessen. Was eher das Problem wird, ist, dass kaum jemand im Hobby-Bereich den OptiMOS sauber verlötet bekommen wird.
aqe54zwh schrieb: > Ich sehe gerade, den OptiMOS gibt es nicht als Logic Level? > Oder nur genau den erwähnten nicht? Logic Level ist erforderlich, wenn Uin ab 5V funktionieren soll. Die Eingangsforderung des TO ist aber 12V -> 48V. aqe54zwh schrieb: > Mit 60V-MOSFETs wirst Du wahrscheinlich nicht glücklich werden. > Nimm welche mit höherer Spannungsfestigkeit. Man beachte hierzu Figure 13 vom Datenblatt des LTC3787, was offensichtlich die Grundlage für den Entwurf von Borsty ist. Dort wird der MOSFET RJK0652DPB vorgeschlagen, welcher ein 60V Typ ist. Und das ist kein schlechter. Da müsste man schon die aktuellen CSD Typen von TI ins Auge fassen, um noch bessere Werte zu erhalten, etwa den CSD18533KCS. Dann haben wir auch wieder Logik Level und ein handelbares Gehäuse.
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Bernd K. schrieb: > Da müsste man schon die aktuellen CSD Typen von TI ins Auge fassen, > um noch bessere Werte zu erhalten, etwa den CSD18533KCS. > Dann haben wir auch wieder Logik Level und ein handelbares Gehäuse. Danke für den Hinweis, Infinion hat zwar echt schicke Fets aber die sind allesamt nicht wirklich Logiktauglich (oder nur mit Einbußen), Renesas hat wirklich schicke Logikfets die man allerdings nur schwer bekommt somit sind es jetzt die CSD18533KCS geworden. Meiner Meinung nach optimal für den Zweck und das TO220 Gehäuse gefällt mir auch besser als DPack. Kühlkörper hab ich sowieso massig rumliegen also wird die Platine einfach mit den Mosfets nach unten drauf geschraubt und gut ists. Im Anhang nochmal der aktuellste Schaltplan samt Layout. Gruß
Bernd K. schrieb: > Logic Level ist erforderlich, wenn Uin ab 5V funktionieren soll. > Die Eingangsforderung des TO ist aber 12V -> 48V. Der Regler steuert die Gates mit seiner internen INTVCC = 5,4V an, bzw. leitet davon mittels Charge pump die Ansteuerspannung für die Top-MOSFETs an. > Kühlkörper hab ich sowieso massig rumliegen also wird die Platine > einfach mit den Mosfets nach unten drauf geschraubt und gut ists. Isolieren nicht vergessen.
SW1 und SW2 sind falsch herum eingezeichnet und dann noch nicht mal am Regler angeschlossen. Sind das jetzt alles Kerkos an den Power-Rail-Ein- und Ausgängen? Was solen die verschiedenen Kondensatoren? Nimm einfach die selben. Diese Mischung hat keinen Vorteil. Oder optimiere den Kerko-Typ auf Deine Schaltfrequenz hin. Wolltest Du nicht mit der Schaltfrequenz nach oben? Dann sind die Drosseln viel zu groß (waren das die SER29xx von Coilcraft? Dann stimmt das Footprint nicht.). Wenn das schneller werden soll, sollte das ganze kompakter werden. Und noch mal. Eine extra Kühlung ist wegen des hohen Wirkungsgrads nicht erforderlich. Zumindest nicht im Konsumer-Bereich bis 70°C Ambient. Wenn Du schon so verliebt in TO220 bist, dann kannst Du die auch direkt auf die Platine löten. Aber dann bist Du gleich wieder beim DPAK. Wie misst Du später die Kompensation ein? Mit einem Bode-Plotter? Dann füge noch einen 0R zwischen VOUT und R6 ein. Auf der Platinenseite, an die Du später gut rankommst.
R9 gegen PGND. Wo ist der Net-Tie zwischen Deinem PGND und SGND im Schaltplan (und vom V-Out-Feedback)?
So ich hab nun noch etwas hin- und hergerechnet aber ich komm bei meinen Anforderungen nicht unter 6,8µH für die Spulen. Angenommen ich arbeite mit 900kHz, dann beträgt der Ripplestrom 1,47A. -> 12V/(900kHz x 6,8µH) x (1-(12/48)) = 1,47A Bei einem max. Ausgangsstrom von 4 Ampere sind das 36,75%. Verringere ich die Spule weiter auf z.b. 3,3µH bin ich bei einem Ripplestrom von 3,03A. (Empfohlen werden etwa 30%, hier liegen wir aber schon bei 75%.) IoutPeak beträgt dann 4,735A. -> 4 x (1+(36,75%/2)) = 4,735A. Ist das der max. Strom den die Spule schaffen kann ohne in die Sättigung zu gehen? Wenn ja, dann wäre die MSS1260T-682MLB von Coilcraft eine schicke Wahl. Des weiteren hab ich ausgerechnet dass ich bei oben genannten Werten einen Rsense von 16mOhm brauch: -> 75mV / (4A+(1,47A/2)) = 0,0158 Ohm. Vripple hab ich einen Wert von 35mV bei 900KHz und 100µF Cout errechnet: -> (4A x (48V-10V)) / (100µF x 48 x 900000) = 0,035V. (die 10V sind Vin(min)) Hier würde ich 10 x 10µF Kerkos verwenden. Für die CSD Mosfets von TI hab ich einen Pmain von 0,29 W errechnet: ->((48V - 12V) x 48V)/(12^2) x (4A / 2)^2 x (1 + (0,005 x (50° - 25°)) x 7mOhm + 1,7 x (48)^3 x (4A / 24) x 7pF x 900kHz = 0,29W (Formel siehe Seite 16 + 28 im Datenblatt). Nun stellt sich natürlich die Frage wie sinnvoll es ist das ganze auf 900kHz laufen zu lassen und ob es nicht Probleme bezüglich der Stabilität gibt. Bei einer Frequenz von 533kHz ist auf jeden Fall eine Spule mit 10µH notwendig. Der Ripplestrom liegt dann bei 1,69A, und die Ripplespannung bei 59mV (bei 100µ Cout).
Borsty Bürste schrieb: > So ich hab nun noch etwas hin- und hergerechnet aber ich komm bei meinen > Anforderungen nicht unter 6,8µH für die Spulen. > > Angenommen ich arbeite mit 900kHz, dann beträgt der Ripplestrom 1,47A. > > -> 12V/(900kHz x 6,8µH) x (1-(12/48)) = 1,47A Ohne weiter ins Detail gehen zu wollen unterstelle ich mal, dass Du vergessen hast, einen 2-Phasen-Regler zu haben. Ich komme bei V_IN = 10V, V_OUT = 48V, P_OUT = 250W (entspricht dann 2,6A pro Phase), L = 6u8 und f_SW = 900kHz auf: -> einen Peakstrom pro Drossel von ca. 13,3A -> einen Rippelstrom pro Drossel von 1,3A. Das wären dann lediglich 9,8%. Die SER2013 (die ja auch noch zu leistungsfähig ist) gibt es u.a. mit 2µH, da komme ich dann auf einen Rippelanteil von knapp 30%. Die weiteren Rechnungen schaue ich mir erst gar nicht mehr an ;-) Die bauen auf diesen Basis-Werten auf. > Bei einem max. Ausgangsstrom von 4 Ampere sind das 36,75%. > > Verringere ich die Spule weiter auf z.b. 3,3µH bin ich bei einem > Ripplestrom von 3,03A. (Empfohlen werden etwa 30%, hier liegen wir aber > schon bei 75%.) > > IoutPeak beträgt dann 4,735A. > > -> 4 x (1+(36,75%/2)) = 4,735A. > > Ist das der max. Strom den die Spule schaffen kann ohne in die Sättigung > zu gehen? Wenn ja, dann wäre die MSS1260T-682MLB von Coilcraft eine > schicke Wahl. > > Des weiteren hab ich ausgerechnet dass ich bei oben genannten Werten > einen Rsense von 16mOhm brauch: > > -> 75mV / (4A+(1,47A/2)) = 0,0158 Ohm. > > Vripple hab ich einen Wert von 35mV bei 900KHz und 100µF Cout errechnet: > > -> (4A x (48V-10V)) / (100µF x 48 x 900000) = 0,035V. (die 10V sind > Vin(min)) > > Hier würde ich 10 x 10µF Kerkos verwenden. > > Für die CSD Mosfets von TI hab ich einen Pmain von 0,29 W errechnet: > > ->((48V - 12V) x 48V)/(12^2) x (4A / 2)^2 x (1 + (0,005 x (50° - 25°)) x > 7mOhm + 1,7 x (48)^3 x (4A / 24) x 7pF x 900kHz = 0,29W (Formel siehe > Seite 16 + 28 im Datenblatt). > > Nun stellt sich natürlich die Frage wie sinnvoll es ist das ganze auf > 900kHz laufen zu lassen und ob es nicht Probleme bezüglich der > Stabilität gibt. > > Bei einer Frequenz von 533kHz ist auf jeden Fall eine Spule mit 10µH > notwendig. Der Ripplestrom liegt dann bei 1,69A, und die Ripplespannung > bei 59mV (bei 100µ Cout).
aqe54zwh schrieb: > Ich komme bei V_IN = 10V, V_OUT = 48V, P_OUT = 250W (entspricht dann > 2,6A pro Phase), L = 6u8 und f_SW = 900kHz auf: > > -> einen Peakstrom pro Drossel von ca. 13,3A > -> einen Rippelstrom pro Drossel von 1,3A. > > Das wären dann lediglich 9,8%. Ok habs verstanden, mein Problem war dass ich für den Peakstrom der Drossel nicht den Strom aus dem Datenblatt genommen sondern mich in Berechnungen verfangen habe. Eine vernünftige Lösung scheint mir folgende zu sein: V_IN = 10V, V_OUT = 48V, L = 3u3, f_SW = 900kHz: Ripplestrom: 10/(900kHz x 3.3µ) x (1-(10/48)) = 2,7A Spule: MSS1260-332NL, Ipeak: 10,4A. -> entspricht etwa 26%. Rsense: 75mV/(4+(2,7A/2)) = 14 mOhm Sieht doch gut aus, oder? Die MSS1260 Spule ist mit 12 x 12mm auch schön klein. In Anbetracht der kleinen Spule (und weil du ja von Anfang an Recht hast, ich nur ein Brett vorm Kopf hatte) bin ich beim CSD18532Q5B Mosfet gelandet. Wären dann 10 x 10µF Kerkos als Cout ok? Gruß und Danke fürs helfen!!
Ich habe in der Zwischenzeit mal in den Coilcraft-Datenblättern gewühlt und könnte folgende beiden Spulen empfehlen: MSS1278T-222NL_ 2.2 ±30% 9.4 10.5 60 22.56 24.80 25.96 6.3 9.2 -> Etwas knapp, würde aber wohl noch gehen. SER2010-202ML_ 2.0 1.00 0.900 48 27 36 45 9,40 -> Wäre OK und hätte noch ausreichend Reserve. Lade doch mal den aktuellen Schaltplan hoch. Der erzielbare Wirkungsgrad wird bei ~96,5% liegen. Mit der MSS wohl eher etwas weniger. 250W / 0,965 => 9W Verlustleistung. Das kann man bei guter Verteilung auf der Platine (4 Transistoren und 2 Drosseln + Shunts) gut versenken.
Noch ein Tipp. Ohne die gesamte Toleranzkette darlegen zu müssen, wirst Du bei Deinem System mit ziemlich genau 50% Reserve rechnen müssen. Ist eine Drossel mit typisch 10A notwendig, nehme eine mit 15A.
Die CSD18532Q5B klingen an sich nicht schlecht. Im Datenblatt fehlt die Angabe, welche maximale Drain-Source-Spannung möglich ist. Die 60V gelten bei 25°C und z.B. nicht bei tieferen Temperaturen. Andere Hersteller haben hier die entsprechende Kurve gleich mit im Datenblatt dabei... Ich halte die 48V +-Toleranz und über den gewünschten Temperaturbereich mit einem 60V-MOSFET für zu hoch, bzw. die Reserve für zu gering. Der MOSFET stirbt Dir bei geringster Überspannung schneller weg, als du Blaubeerpfannkuchen sagen kannst! :-)) In welcher Umgebung soll das Netzteil eigentlich später mal laufen?
Sorry, hatte ein anderes Projekt und sonst auch ziemlich viel um die Ohren. Hab grad noch einen anderen Fet gefunden: IPD70N10S3L-12. Mit 1,45 netto auch noch schön günstig. Das Netzteil soll in einer mobilen Musikbox laufen und einen Class D Amp mit etwa 150W betreiben. Da ich gern mit Reserve arbeite würde ich den DC/DC Wandler eben auf die vollen 250W auslegen. Außerdem wird es in dieser Box auch mal etwas wärmer werden. Spule wird es jetzt wohl die SER2010, ich denke kleiner geht bei den Strömen einfach nicht (mit Reserve). Und du meinst das ist wirklich eine gute Idee mit der Induktivität auf 2u2 herunterzugehen und mit voller Frequenz zu fahren?
Sehe ich kein Problem drin, solange der passende MOSFET gefunden wird und das Layout passt. Hast Du irgendwelche EMV-Anforderungen zu erfüllen? Der IPD70N10S3L-12 ist "nur" Trench-Version 1 (S3). Es gibt schon lange die aktuelle Trench-Version mit S4. Es kann aber gut sein, dass genau dieser Transistor gut passt, auch wenn er etwas älter ist. Von S2 ( = Planar) muss ich Dir aber in Deiner Applikation abraten.
Sind die SER-Drosseln 2010 bis 2013 footprint-identisch? Dann könnte man später auch noch umbestücken, wenn es nicht anders geht. Genau so, wenn man feststellt, keine brauchbaren DPAK-Transistoren für den 900kHz-Betrieb zu finden. Dann geht man halt mit der Schaltfrequenz runter und muss Spule und Transistor anpassen. Da geht die Welt erst mal nicht unter :-)
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aqe54zwh schrieb: > Sind die SER-Drosseln 2010 bis 2013 footprint-identisch? > Dann könnte man später auch noch umbestücken, wenn es nicht anders geht. Ja, unterscheiden sich nur in der Bauhöhe. > Genau so, wenn man feststellt, keine brauchbaren DPAK-Transistoren für > den 900kHz-Betrieb zu finden. Richtig, haben ja schließlich alle den selben Footprint und können einfach getauscht werden. Ich hab eine aktuelle Version des Reglers angehängt und nein ich muss keine EMV Anforderungen erfüllen. Das Board ist noch nicht fertig geroutet, hier und da sind noch (Schönheits)fehler aber im großen und ganzen sieht das für mich gut aus. Powergood hab ich nun eine LED spendiert, GND möglichst sternförmig gehalten und Cout hab ich 8 x 10µF verwendet. Fällt dir an dem Layout so grundlegend was auf oder wär das ok? Würde das Layout gerne zusammen mit einem Anderen am Montag zur Produktion geben... Gruß
Simuliere doch noch mal, mit welchen Kapazitäten Du rechnen musst, um Deine Rippel (Spannung/Strom) - Anforderungen einhalten zu können. Beachte die spannungsabhängige Kapazitätsreduktion bei Kerkos. Irgendwelche ungewöhnlichen Eingangsspannungen zu erwarten?
aqe54zwh schrieb: > Simuliere doch noch mal, mit welchen Kapazitäten Du rechnen musst, um > Deine Rippel (Spannung/Strom) - Anforderungen einhalten zu können. Werd ich machen. > Beachte die spannungsabhängige Kapazitätsreduktion bei Kerkos. http://product.tdk.com/capacitor/mlcc/en/documents/CGA9N3X7S2A106K230KB.pdf Laut Datenblatt sind es bei knapp 50V über 50% Reduktion der Kapazität, dafür steigt die Kapazität bei knapp einem MHz nochmal deutlich an. Sollte mich aber trotzdem schon mal nach größeren Kerkos umsehen... Es gäbe die selben noch mit 15µF und zur Not müssen eben mehr herhalten. > Irgendwelche ungewöhnlichen Eingangsspannungen zu erwarten? Nein, wird aus einem Batteriepack gespeißt. Ist das Layout so grundlegend ok was die Bauteilanordnung/Stromfluß angeht?
Borsty Bürste schrieb: > ich hab soeben meinen erstes Layout für einen DC/DC StepUp Wandler (12V > -> 48V, 5.2A) auf Basis des LT1680 entworfen Hast du vorher schon mal einen Schaltregler für, sagen wir mal 1A gemacht? Borsty Bürste schrieb: > Laut Datenblatt sind es bei knapp 50V über 50% Reduktion der Kapazität, > dafür steigt die Kapazität bei knapp einem MHz nochmal deutlich an. Um gleich danach in die Nutzlosigkeit zu verschwinden. Und seien wir ehrlich +-10% Toleranz kann man sich bei solchen Diagrammen immmer gönnen. Wie war das nochmal mit 900kHz? > Sollte mich aber trotzdem schon mal nach größeren Kerkos umsehen... Größere Bauform -> da wird das mit der frequenzabhängigkeit noch schlechter... Borsty Bürste schrieb: > Fällt dir an dem Layout so grundlegend was auf oder wär das ok? Grundlegend würde mich hier stören, dass die ganzen empfindlichen Pins des Schaltreglers gerade mal 1,5mm von dem Kupfer entfernt sind, das am meisten Strom führt und auf dem die höchsten Spannungssprünge auftreten...
Lothar Miller schrieb: > Hast du vorher schon mal einen Schaltregler für, sagen wir mal 1A > gemacht? Ja, ist aber schon eine ganze Weile her und auf Lochraster. > Borsty Bürste schrieb: >> Laut Datenblatt sind es bei knapp 50V über 50% Reduktion der Kapazität, >> dafür steigt die Kapazität bei knapp einem MHz nochmal deutlich an. > Um gleich danach in die Nutzlosigkeit zu verschwinden. Und seien wir > ehrlich +-10% Toleranz kann man sich bei solchen Diagrammen immmer > gönnen. Wie war das nochmal mit 900kHz? Naja das wird man dann im Livebetrieb sehen und muss eventuell mit der Frequenz etwas heruntergehen. >> Sollte mich aber trotzdem schon mal nach größeren Kerkos umsehen... > Größere Bauform -> da wird das mit der frequenzabhängigkeit noch > schlechter... Nicht die Bauform, die Kapazität. > Borsty Bürste schrieb: >> Fällt dir an dem Layout so grundlegend was auf oder wär das ok? > Grundlegend würde mich hier stören, dass die ganzen empfindlichen Pins > des Schaltreglers gerade mal 1,5mm von dem Kupfer entfernt sind, das am > meisten Strom führt und auf dem die höchsten Spannungssprünge > auftreten... Ok das klingt einleuchtend, ich könnte aber im aktuellen Layout die Vout Fläche im Bereich des IC's freistellen. Der Rest liegt unter GND und das ist ja ok, oder?
Borsty Bürste schrieb: > Der Rest liegt unter GND und das ist ja ok, oder? Nur, wenn dort keine Ströme umgeschaltet werden, denn dI/dt wird zusammen mit einer Spule ("each mm has its nH") gern in ein Magentfeld übertragen und kann dann 1,5mm weiter auf ähnlichem Weg wieder zurückgewandelt werden...
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... anbei noch der aktuelle Entwurf, auch im Eagleformat.
Guck mal, dass Du SGND und (P)GND direkt unter dem IC miteinander verbindest und auf der passenden Seite des ICs eine SGND-Fläche erzeugst, an die Du die SGND-bezogenen Bauteile anbinden kannst. Das IC ist da sehr hübsch "gepinnt". Man kann auf der einen Seite SGND, auf der anderen Seite (P)GND layouten.
Wäre auch sehr schön, wenn Du SGND nicht nur als "GND mit Pfeil" kennzeichnen würdest, sondern auch techtuell als "SGND".
PGOOD ist ein Open-Drain-Ausgang. Schalte mal einen 10k-Widerstand zwischen INTVCC und dem PGOOD-Pin. Q5 muss wirklich kein MOSFET sein, da reicht ein normaler NPN-Transistor aus (BC84x).
Und noch ein paar Systemfragen. -> Wie willst Du das Netzteil und die Last anschalten/anschließen? (Welche Reihenfolge: Erst Last an Netzteil, dann Netzteil an Versorgungsspannung angeklemmt, läuft von sich aus automatisch an usw...?) Es ist anscheinend keine Möglichkeit des Ein- bzw. Ausschaltens des Netzteils vorgesehen. Noch was. Die SENSE1+ und SENSE2+ bitte mittels Net-Ties direkt an den Shunts abgreifen und NICHT irgendwo an VIN. Die schon angesprochenen 100p an den Shunts-Senseleitungen machen SO keinen Sinn. Halte bitte jeweils einen 0R im SENSE- Pfad vor. SJ1 bitte als Net-Tie neu anlegen (Symbol + Footprint) und nicht als Lötjumper.
Mal zwei Links: http://www.smtnet.com/library/files/upload/NetTies-and-How-to-Use-Them.pdf http://wiki.ntb.ch/infoportal/_media/hardware_entwicklung/altium_designer/adst_2009-02.pdf Sollte (hoffentlich!) auch in Eagle umsetzbar sein.
aqe54zwh schrieb: > Guck mal, dass Du SGND und (P)GND direkt unter dem IC miteinander > verbindest und auf der passenden Seite des ICs eine SGND-Fläche > erzeugst, an die Du die SGND-bezogenen Bauteile anbinden kann Hab ich ja eigentlich schon gemacht, nur befindet sich der Schnittpunkt PGND / SGND bei mir nicht unter dem IC sondern am GND Anschluss. Kann ich aber ändern. > Wäre auch sehr schön, wenn Du SGND nicht nur als "GND mit Pfeil" > kennzeichnen würdest, sondern auch techtuell als "SGND". Werd ich vermerken. > PGOOD ist ein Open-Drain-Ausgang. > > Schalte mal einen 10k-Widerstand zwischen INTVCC und dem PGOOD-Pin. Schon passiert, hab aber wie im Datenblatt vorgeschlagen einen 100k als Pullup an INTVCC verwendet. > Q5 muss wirklich kein MOSFET sein, da reicht ein normaler NPN-Transistor > aus (BC84x). Hab aber noch soviele 2N7002 rumliegen... > Wie willst Du das Netzteil und die Last anschalten/anschließen? > (Welche Reihenfolge: Erst Last an Netzteil, dann Netzteil an > Versorgungsspannung angeklemmt, läuft von sich aus automatisch an > usw...?) Der Wandler wird fest verbaut, an/aus ist nicht notwendig. Entweder es liegt Strom an oder nicht. Die Last wird nicht getrennt. > Noch was. Die SENSE1+ und SENSE2+ bitte mittels Net-Ties direkt an den > Shunts abgreifen und NICHT irgendwo an VIN. > Die schon angesprochenen 100p an den Shunts-Senseleitungen machen SO > keinen Sinn. Ich greif die Senseleitungen doch bereits direkt unter dem Shunt ab?! > Halte bitte jeweils einen 0R im SENSE- Pfad vor. Ok, kann ich machen. > SJ1 bitte als Net-Tie neu anlegen (Symbol + Footprint) und nicht als > Lötjumper. Mal sehen wie sich das in Eagle realisieren lässt - danke für die Links, werd ich mir durchlesen.
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So, nun eine erneute Version. Der IC sitzt nun unterhalb von GND, Vout hab ich versucht etwas weiter von den sensiblen Pins fern zu halten. VFB wurde noch ein 0R Widerstand spendiert, SGND und PDGND laufen nun unterhalb des IC's zusammen, die Kühlflächen für die Mosfets wurden auch auf Bot. erweitert und mit Lötstopmaske versehen um später die Möglichkeit zu haben einen Kühlkörper anzubringen (via Aluminiumabstandshalter). > Halte bitte jeweils einen 0R im SENSE- Pfad vor. Wieso eigentlich? :) > SJ1 bitte als Net-Tie neu anlegen (Symbol + Footprint) und nicht als > Lötjumper. Keine Ahnung wie das nun geht, ich habs jetzt mit zwei Polygonen in der selben Bank gelöst. Sieht sauber aus und funktioniert. Quick & Dirty nennt man das wohl im Neudeutschen.
Borsty Bürste schrieb: > aqe54zwh schrieb: > >> Guck mal, dass Du SGND und (P)GND direkt unter dem IC miteinander >> verbindest und auf der passenden Seite des ICs eine SGND-Fläche >> erzeugst, an die Du die SGND-bezogenen Bauteile anbinden kann > > Hab ich ja eigentlich schon gemacht, nur befindet sich der Schnittpunkt > PGND / SGND bei mir nicht unter dem IC sondern am GND Anschluss. > > Kann ich aber ändern. > >> Wäre auch sehr schön, wenn Du SGND nicht nur als "GND mit Pfeil" >> kennzeichnen würdest, sondern auch techtuell als "SGND". > > Werd ich vermerken. > >> PGOOD ist ein Open-Drain-Ausgang. >> >> Schalte mal einen 10k-Widerstand zwischen INTVCC und dem PGOOD-Pin. > > Schon passiert, hab aber wie im Datenblatt vorgeschlagen einen 100k als > Pullup an INTVCC verwendet. > >> Q5 muss wirklich kein MOSFET sein, da reicht ein normaler NPN-Transistor >> aus (BC84x). > > Hab aber noch soviele 2N7002 rumliegen... > > >> Wie willst Du das Netzteil und die Last anschalten/anschließen? >> (Welche Reihenfolge: Erst Last an Netzteil, dann Netzteil an >> Versorgungsspannung angeklemmt, läuft von sich aus automatisch an >> usw...?) > > Der Wandler wird fest verbaut, an/aus ist nicht notwendig. Entweder es > liegt Strom an oder nicht. Die Last wird nicht getrennt. > >> Noch was. Die SENSE1+ und SENSE2+ bitte mittels Net-Ties direkt an den >> Shunts abgreifen und NICHT irgendwo an VIN. >> Die schon angesprochenen 100p an den Shunts-Senseleitungen machen SO >> keinen Sinn. > > Ich greif die Senseleitungen doch bereits direkt unter dem Shunt ab?! > >> Halte bitte jeweils einen 0R im SENSE- Pfad vor. > > Ok, kann ich machen. > >> SJ1 bitte als Net-Tie neu anlegen (Symbol + Footprint) und nicht als >> Lötjumper. > > Mal sehen wie sich das in Eagle realisieren lässt - danke für die Links, > werd ich mir durchlesen. -> R6 und R10 in der Reihenfolge tauschen, sonst macht das für eine Stabilitätsmessung keinen Sinn. -> Bitte R3 auf 10k. Danke! -> Die SGND-Leitung rechts am IC kannst Du einfach durch einzelne gedrehte SGND-Massesymbole ersetzen und dadurch die Lesbarkeit erhöhen. -> Den Net-Tie kannst Du 1x symbolisch im Schaltplan darstellen: 1x (P)GND-Symbol dann Net-Tie dann SGND-Symbol. Fertig. Alle entsprechenden Masse(n) am IC direkt und einzeln anschließen. -> Die 0R-Widerstände in den Sense-Leitungen können zusammen mit z.B. dem 100p als Tiefpassfilter bestückt werden, falls notwendig/gewünscht. Kommt auf Deine Umgebung an. -> Wenn das mit Net-Ties in Eagle nicht funktioniert. Schade. Noch ein Grund, das Tool nicht einzusetzen :-) Noch einmal zum System an sich: Die Last ist immer fest am Netzteil angeschlossen. Das Netzteil wird nicht extra eingeschaltet, sondern an eine Batterie gesteckt, wenn es laufen soll. Ist das so richtig?
aqe54zwh schrieb: > -> R6 und R10 in der Reihenfolge tauschen, sonst macht das für eine > Stabilitätsmessung keinen Sinn. > > -> Bitte R3 auf 10k. Danke! OK! > -> Die 0R-Widerstände in den Sense-Leitungen können zusammen mit z.B. > dem 100p als Tiefpassfilter bestückt werden, falls notwendig/gewünscht. > Kommt auf Deine Umgebung an. Hast Recht, sind mittlerweile auch drin. > -> Wenn das mit Net-Ties in Eagle nicht funktioniert. Schade. > Noch ein Grund, das Tool nicht einzusetzen :-) Tja jetzt hab ich es nunmal und komm sonst auch gut damit zurecht. > Noch einmal zum System an sich: > > Die Last ist immer fest am Netzteil angeschlossen. Das Netzteil wird > nicht extra eingeschaltet, sondern an eine Batterie gesteckt, wenn es > laufen soll. Ist das so richtig? Das ist absolut korrekt.
> Das ist absolut korrekt.
Dann wirst Du leider eine sehr hohe Wahrscheinlichkeit haben,
das netzteil früher oder später zu beschädigen.
Aber keine Angst. Dasmacht nur "Klick" und einer/mehrere der MOSFETs
sind durchlegiert + Regler defekt + (...) :-)
Durch das Prellen der Versorgungsspannung beim Anstecken an die Batterie
gibt es zwei Probleme:
-> Der Inrush-Current, der die sekundären Kapazitäten aufläd, wird Dir
kurzfristig die Drosseln sättigen. Schaltet das Netzteil in diesem
Moment ein, ist der Spitzenstrom durch den Bottom-MOSFET nicht mehr
abfangbar => Defekt.
-> Der Regler entläd leider seinen externen SS-Kondensator nur sehr
langsam. Bei kurzem Aus- und wieder Einschalten hast Du praktisch keinen
SoftStart mehr. Den Kondensator kann man manuell mit einer
Zusatzschaltung vorher entladen, dafür brauchst Du aber leider eine
Hilfsspannung, z.B. 3,3V, siehe weiter:
Beide Probleme lassen sich eigentlich nur mit einem µC beheben, ggf. tut
es auch eine Schaltung, die das Ganze (z.B. Einschalten) verzögert.
Ich gehe mal davon aus, dass da noch wenigstens ne (KFZ-?)Sicherung vor dem Netzteil sitzt?
aqe54zwh schrieb: > -> Der Regler entläd leider seinen externen SS-Kondensator nur sehr > langsam. Bei kurzem Aus- und wieder Einschalten hast Du praktisch keinen > SoftStart mehr. Den Kondensator kann man manuell mit einer > Zusatzschaltung vorher entladen, dafür brauchst Du aber leider eine > Hilfsspannung, z.B. 3,3V, siehe weiter: Könnte man den Softstart nicht komplett über einen µC realisieren? Sprich der Controller entläd den SS-Kondensator bei jedem Einschalten erstmal indem er den Pin auf GND schaltet (eventuell über einen Transistor). Darüber könnte man auch eine Einschaltverzögerung realisieren, es lässt sich ja ganz einfach via Software einstellen wie viele Sekunden der SS-Pin auf GND liegt. > Ich gehe mal davon aus, dass da noch wenigstens ne (KFZ-?)Sicherung vor > dem Netzteil sitzt? Selbstverständlich wird so nah wie möglich an der Batterie eine entsprechende Sicherung sitzen.
Mein Tipp wäre es, den SS-Kondensator über einen Transistor mit ggf. Widerstand zur Strombegrenzung dauerhaft im entladenen Zustand zu halten, solange eine 3V3 vorhanden ist und der µC den dann notwendigen PullUp nicht gegen GND gezogen hat. Dann muss der µC aber auch das Netzteil an sich ein- und ausschalten können. In diesem Fall kannst Du beide Probleme mit dem µC und sinnvollem Timing beheben.
Sorry dass ich mich so lang nicht mehr gemeldet hab, das Thema ist aber noch akutell nur kamen wie so oft einfach andere Dinge dazwischen. Das mit dem µC hab ich soweit schon umgesetzt, hab nur grad den Schaltplan nicht parat - werd ich aber noch posten. Die Sachlage hat sich mittlerweile auch etwas geändert und zwar soll der DC/DC Wandler nur noch für den Zigarettenanzünder zuständig sein. Das Akkupack wird bereits auf 48V verkabelt. Die Box soll aber auch über den Zigarettenanzünder eines Autos betrieben werden. Kommt der Wandler damit klar oder brauch ich noch zusätzliche Elkos am Eingang um Spannungsspitzen abzufangen?
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