Hallo zusammen, für eine optische Datenübertragung mittels weißer Power-LED (Osram Ostar) benötige ich einen analogen Treiber der in der Lage ist die LED in ihrer Lichtintensität (im linearen Bereich der Kennline I(A) ~ I(photon)) also quasi durch Modulation des Betriebsstroms, in einem Bereich bis zu 10MHz zu regeln. Die Datenübertragung erfolgt mittels QAM bzw. OFDM+DQPSK und Datenraten >10MBit auf ca 5 Meter Entfernung. Das Nutzsignal hat eine analoge Bandbreite von ca 330kHz bis 6MHz und ist auf einen Gleichanteil aufmoduliert, so dass im Sendebetrieb keine Helligkeitsunterschiede entstehen. Igleich = 1A Isignal 1A+-800mA --> 0,2A - 1,8A LED Strom Die Prototypen funktionieren soweit auch gut, jedoch lässt die Bandbreite noch etwas zu wünschen übrig (ca. 3MHz) . Momentan ist es jedoch sehr schwer die Bandbreitenbegrenzung der Stromregelungsschaltung selbst von der der LED auseinander zu halten. Über einen Analogen addierer werden das Datensignal sowie der Offset gemischt. Der Regelkreis besteht aus einem N-Fet sowie Shuntwiderständen nach Masse. Der Spannungsabfall der Shunts wird auf den inv. Eingang des Op zurückgeführt, am nicht inv. Eingang liegt das Signal+Offset der vorherigen Stufen an. Zwischen Fet-Drain und Versorgungsspannung liegt die Power-Led. Wie ist es möglich die Bandbreite der Schaltung zu vergößern sowie die Impulsantwort zu verbessern? Ich habe schon Mosfets mit geringerer Gatekapazität versucht und auch schneller OPs was jedoch nur bedingt geholfen hat (nicht wirklich schneller, nur mehr Überschwingen in der Sprungantwort). Evtl gibt es auch einen völlig neuen Ansatz? Verwendete OP: AD8066/LM7322 Verwendeter Mosfet: FDD6612A Led: Osram Ostar (die kleine im 4x4mm Keramikgehäuse) Grüße & Danke
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@ Christoph K (Gast) >Die Prototypen funktionieren soweit auch gut, jedoch lässt die >Bandbreite noch etwas zu wünschen übrig (ca. 3MHz) . Schon mal nicht schlecht. >Momentan ist es >jedoch sehr schwer die Bandbreitenbegrenzung der Stromregelungsschaltung >selbst von der der LED auseinander zu halten. Wieso? Miss doch einfach den Strom durch die LED, dann weiß man zumindest, ob es die Stromquelle oder die LED ist. >Über einen Analogen addierer werden das Datensignal sowie der Offset >gemischt. Der Regelkreis besteht aus einem N-Fet sowie Shuntwiderständen >nach Masse. Der Spannungsabfall der Shunts wird auf den inv. Eingang des >Op zurückgeführt, am nicht inv. Eingang liegt das Signal+Offset der >vorherigen Stufen an. Zwischen Fet-Drain und Versorgungsspannung liegt >die Power-Led. Im Prinzip richtig, praktisch nicht ganz. http://www.mikrocontroller.net/articles/Konstantstromquelle#Konstantstromquelle_mit_Operationsverst.C3.A4rker_und_Transistor Klar muss man hier die Frequenzgangkompensation so breitbandig wie möglich machen. >Wie ist es möglich die Bandbreite der Schaltung zu vergößern sowie die >Impulsantwort zu verbessern? Ich habe schon Mosfets mit geringerer >Gatekapazität versucht und auch schneller OPs was jedoch nur bedingt >geholfen hat (nicht wirklich schneller, nur mehr Überschwingen in der >Sprungantwort). Evtl gibt es auch einen völlig neuen Ansatz? Die gibt es immer. Stromspiegel sind recht schnell. >Verwendete OP: AD8066/LM7322 145 MHZ OPV, der sollte reichen. >Verwendeter Mosfet: FDD6612A Klingt nicht schlecht. Aber ein MOSFET ist hier nicht zwingend. Ein NPN tu t es auch und hat definitv deutlich weniger Eingangskapazität. Das würde ich probieren.
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Das wuerd ich sicher nicht so machen ... Was soll der OpAmp? Die Bandbreite begrenzen? Eher was in dieser Richtung : ADN2847, wenn's da was Groesseres gaebe. Man muss den Kniestrom sampeln und regeln, und den Signalstrom obendrauf modulieren. Den Kniestrom kann man zB mit einer langsamen Stromquelle, zB einem DAC gesteuerten FET machen. Und den Signalstrom mit einem Fet, der einen Widerstand gegen Masse schaltet. Es gibt immer einen hinreichend schnellen Schalter.
Kipp schrieb: > Das wuerd ich sicher nicht so machen ... Was soll der OpAmp? Die > Bandbreite begrenzen? > Eher was in dieser Richtung : ADN2847, wenn's da was Groesseres gaebe. > > Man muss den Kniestrom sampeln und regeln, und den Signalstrom obendrauf > modulieren. Den Kniestrom kann man zB mit einer langsamen Stromquelle, > zB einem DAC gesteuerten FET machen. Und den Signalstrom mit einem Fet, > der einen Widerstand gegen Masse schaltet. > > Es gibt immer einen hinreichend schnellen Schalter. er will aber, Zitat > QAM bzw. OFDM+DQPSK modulieren, das dürfte mit einer Auflösung von 1Bit bisle schwierig werden.
Danke schonmal für die Antworten ich hatte Überlegt ob die Bandbreitenbegrenzung evtl am relativ großen Spannungshub liegt, die der Mosfet für seine Ansteuerung benötigt? Den Link zur Stromquelle habe ich mir mal angeschaut. http://www.mikrocontroller.net/articles/Konstantst... Allerdings Frage ich mich ob der Serienwiderstand zum Fet so sinvoll ist. DIe OPV werden ja nur Instabil wegen dem Phaselag falls das Feedback auf direkt am OP Ausgang ist. Es wird ja aber über dem Shunt abgegriffen. Das Netztwerk aus C1 und R1 lässt sich auch bei mir bestücken, allerdings ist meine Schaltung eigentlich stabil, also schwingt nicht unbedämpft. Und Somit wird mit R1 und C1 nur die Bandbreite kleiner. Wie Hagen schon sagt, es MUSS eine analoge Regelung sein. Was wären die Vorteile des Bipolaren? Klar, der Spannungshub an der Basis und die Eingangskapazität sind deutlich verringert gegenüber dem FET, allerdings ist die Ansteuerung auch nicht mehr Leistungslos. Zudem käme auf der Negativseite ein erhöhter Leistungsbedarf der Schaltung. Ich hatte auch überelgt ob es sinn macht das Gate des Fet irgendwie mit einer Bipolaren AB-Stufe zu treiben?
@ Christoph K (Gast) >Allerdings Frage ich mich ob der Serienwiderstand zum Fet so sinvoll >ist. Wenn er passend dimensioniert ist, ja. > DIe OPV werden ja nur Instabil wegen dem Phaselag falls das >Feedback auf direkt am OP Ausgang ist. Nein, auch bei großer, kapazitiver Last. Das ist auch vom OPV-Typ abhängig. >bestücken, allerdings ist meine Schaltung eigentlich stabil, also >schwingt nicht unbedämpft. Glück gehabt. > Und Somit wird mit R1 und C1 nur die > Bandbreite kleiner. Wenn die Regleung schwingt, kann man sie dadurch stabil bekommen. Und wenn man es richtig macht, wird die Bandbreit auch nur soweit begrent, um Stabilität zu erreichen. >Was wären die Vorteile des Bipolaren? Klar, der Spannungshub an der >Basis und die Eingangskapazität sind deutlich verringert gegenüber dem >FET, Eben. > allerdings ist die Ansteuerung auch nicht mehr Leistungslos. Machst du dir bei 2A LED Strom darüber Sorgen? > Zudem >käme auf der Negativseite ein erhöhter Leistungsbedarf der Schaltung. Mein Gott. Wenn der NPN eine Stromverstärkung von 50 hat, braucht man 2% als Ansteuerleistung. Ob das den Klimawandel vorantreibt. Und dein MOSFET mit seiner gatekapazität ist auch nicht leistungslos ansteuerbar, im gegenteil. Deine Gatekapazität muss mit 6 MHz umgeladen werden. >Ich hatte auch überelgt ob es sinn macht das Gate des Fet irgendwie mit >einer Bipolaren AB-Stufe zu treiben? Die ist schon im OPV drin, wenn gleich sie nur 30mA bringt. Miss doch erstmal an den relevanten Punkten! Sprich, am Gate und am Shunt. Sprung auf den Eingang und los.
Ach so. Der Shunt R6 erscheint mir für 1,8A zu groß, erst recht bei 6 MHz. Denn dein OPV muss ja den Spannungshub an R6 + U_GS von M1 liefern. Das ist schon Großsignalbetrieb und dadurch hat der OPV DEUTLICH weniger Bandbreite. Ich würde R6 mal auf 0,1 Ohm verringern. Dann braucht man vielleicht noch 200-250mV Hub am OPV-Ausgang.
Den Shunt hatte ich deswegen so groß gewählt, weil bei kleinem Shunt die Signal+Offsetspannung eben dementsprechend klein sein muss und somit Rauschen und Störungen viel stärker ins Gewicht fallen. Müssten man evtl mal im Detail betrachten wieviel das ausmachen würde. Desweiteren hatte ich mich nicht getraut so weit runter nach GND zu gehen. Ich betreibe das aktuell mit einem single supply und würde nur ungern zu dual Supply wechseln.
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Christoph K schrieb: > ich hatte Überlegt ob die Bandbreitenbegrenzung evtl am relativ großen > Spannungshub liegt, die der Mosfet für seine Ansteuerung benötigt? Das wäre nur der Fall, wenn die SlewRate nicht reicht. Hast du schon mal die Grenzfrequenz des Tiefpass R5+Eingangskapazität des OPV berechnet? ;-) > Allerdings Frage ich mich ob der Serienwiderstand zum Fet so sinvoll > ist. DIe OPV werden ja nur Instabil wegen dem Phaselag falls das > Feedback auf direkt am OP Ausgang ist. Es wird ja aber über dem Shunt > abgegriffen. ... Und Somit wird mit R1 und C1 nur die Bandbreite > kleiner. Genau, die Phasendrehung wird durch R1 und C1 noch größer. Wenn man maximale Bandbreite braucht, darf man die Schaltungen aus dem Link nicht verwenden, sondern muss andere Möglichkeiten zur Stabilisierung finden. Anstelle den Verstärker wie bei den Schaltungen in dem Link vollends abzuwürgen, könnte man ja mal direkt die Ursache angehen. > Wie ist es möglich die Bandbreite der Schaltung zu vergößern sowie die > Impulsantwort zu verbessern? Ich habe schon Mosfets mit geringerer > Gatekapazität versucht und auch schneller OPs was jedoch nur bedingt > geholfen hat (nicht wirklich schneller, nur mehr Überschwingen in der > Sprungantwort). Natürlich muss man schnellere Bauteile verwenden, wenn man schneller sein will, aber man muss dann umso genauer die Verhältnisse verstehen. Wenn die Schaltung (über-) schwingt, dann ist die Phasendrehung bei Schleifenverstärkung =1 zu groß, oder gleichwertig: die Verstärkung bei Phasendrehung 180° ist zu groß. Man kann also die Schleifenverstärkung absenken und kommt dann in einen Bereich geringerer Phasendrehung. Das kann man z.B durch Einfügen eines Widerstandes zwischen Source und Messshunt erreichen (siehe angehängtes Bild). Hierbei wird im Gegensatz zu dem Konstantstromquelle-Artikel ohne zusätzliche Phasendrehung ein stabiles Verhalten bei maximaler Geschwindigkeit erreicht.
Christoph K schrieb: > für eine optische Datenübertragung mittels weißer Power-LED Ist die schnell genug? Da spielt ja nicht nur die blaue LED eine Rolle, sondern auch der Farbstoff, der das zur Mischung verwendete gelbe Licht erzeugt.
@Rufus: Die Blaue LED auf der die PowerLED basiert ist auf jedenfall schnell genug. Vor allem bei diesen hohen Stromdichten sind die Ansteigszeiten im Bereich von 2-5ns (Laut Osram Engineer). Die Wavelength-Conversion Schicht die den Rot/Gelb/Grün Anteil erzeugt kann ich nur schätzen. Sie wird von den Lebensdauern der angeregten Zuständen her sicherlich nicht die geforderte Bandbreite erreichen. Dies ist aber nur ein Sekundärer TP1 effekt den man gut kompensieren kann. Viel wichtiger ist es die Treiberstufe zu optimieren. Die LED später gegen andere Typen/Technologien zu tauschen ist einfach. @ArnoR Danke für deinen Post. Arno, mir ist noch nicht ganz Klar in wiefern du mit Einfügen des Widerstandes die Schleifenverstärkung beeinflusst bzw. wie ich die Schleifenverstärkung in diesem Fall überhaupt bestimme. Mir fällt es Schwer die Bandbreitenlimitierenden Faktoren auszumachen. Zum einen Gibt es den OP-Amp und dessen GBP. Das liegt beim AD8066 immernoch über 100MHz. Normal gilt ja B = GBP/V allerdings bin ich überfragt wie ich in diesem Fall V bestimme? (1??) , dann gibt es die Eingangskapazität des Mosfet die Geladen werden will. Habe ich vom Mosfet her eine Phasenverschiebung zu erwarten? Es gibt die LED die zumindest Theoretisch den Stromverlauf beinflussen könnte. Und es gibt die Eingangskapazität des Inv. Eingang.
Christoph K schrieb: > mir ist noch nicht ganz Klar in wiefern du > mit Einfügen des Widerstandes die Schleifenverstärkung beeinflusst Wenn wir mal vereinfacht annehmen, dass der Mosfet eine unendlich große Steilheit hat, dann ist der praktisch nicht vorhanden. Die rückgekoppelte Spannung ist dann nur 1/3 der Ausgangsspannung des OPV, die Verstärkung der geschlossenen Schleife wurde um das Teilerverhältnis der beiden Widerstände reduziert. > bzw. > wie ich die Schleifenverstärkung in diesem Fall überhaupt bestimme. Die Schleifenverstärkung ist das Produkt aus Leerlaufverstärkung des OPV und den nachfolgenden Verstärkungen/Dämpfungen bis zum -Eingang des OPV. In deiner Schaltung etwas kleiner als 1. > Mir fällt es Schwer die Bandbreitenlimitierenden Faktoren auszumachen. > Zum einen Gibt es den OP-Amp und dessen GBP. Das liegt beim AD8066 > immernoch über 100MHz. Normal gilt ja B = GBP/V allerdings bin ich > überfragt wie ich in diesem Fall V bestimme? (1??) Da bist du aber voll auf das blödsinnige Marketinggelaber reingefallen. Das GBP ist nur 65MHz und nicht 145MHz. Die 145MHz ergeben sich aus der Frequenzgangüberhöhung des gegengekoppelten OPV infolge zu geringer Phasenreserve (Fig. 10, Seite 11 im DB). Das wahre GBP kannst du nur aus Fig. 15 entnehmen. > dann gibt es die > Eingangskapazität des Mosfet die Geladen werden will. > Habe ich vom Mosfet her eine Phasenverschiebung zu erwarten? Natürlich, der Ausgangswiderstand des OPV + den evtl. nötigen Isolationswiderstand mit der wirksamen Eingangskapazität des Mosfet. Sowie interne Tiefpässe im Mosfet selbst. > Es gibt die LED die zumindest Theoretisch den Stromverlauf beinflussen > könnte. Der differentielle Widerstand beeinflusst über den Miller-Effekt die Eingangskapazität des Mosfet. >Und es gibt die Eingangskapazität des Inv. Eingang. Ja. Man wählt also einen OPV mit möglichst großer Phasenreserve, Mosfets mit möglichst kleinen Kapazitäten, verzichtet auf zusätzliche Quellwiderstände und reduziert die Schleivenverstärkung nur soweit, das man mit dem Überschwingen leben kann. Die gezeigte Methode hat aber den Nachteil, dass die Aussteuerbarkeit des OPV bzw. der Spannungsabfall am Reduzier-R die Reduktion begrenzt. Man muss also eher niedrige Widerstandswerte verwenden.
Super Arno, die Beste und nützlichste Erklärung die ich seit langem erhalten habe. Als Masterstudent des Studiengangs Sensorik muss ich mir die Analogtechnik und ihre realen Verhaltensweise leider in Eigenarbeit verinnerlichen. Mich hat mehr oder weniger der Mosfet in der Schleife total aus dem Konzept gebracht weil sich so die gängigen Modelle einfach nicht mehr anwenden lassen. Was mir allerdings noch Unklar ist. Die Leerlaufverstärkung sollte bei einem realen OP ja immernoch bei 10^x liegen. 10^x mal die Dämpfung (in dem Fall ja 3 oder V = 1/3 für 2 Ohm + 1Ohm gibt aber nicht kleiner 1??
Christoph K schrieb: > Was mir allerdings noch Unklar ist. Die Leerlaufverstärkung sollte bei > einem realen OP ja immernoch bei 10^x liegen. 10^x mal die Dämpfung (in > dem Fall ja 3 oder V = 1/3 für 2 Ohm + 1Ohm gibt aber nicht kleiner 1?? Ja, ich meinte damit die nachfolgende "Verstärkung/Dämpfung" in diesem Absatz: > Die Schleifenverstärkung ist das Produkt aus Leerlaufverstärkung des OPV > und den nachfolgenden Verstärkungen/Dämpfungen bis zum -Eingang des OPV. > In deiner Schaltung etwas kleiner als 1. die ist durch den Mosfet als Source-Folger gegeben.
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So, habe den Aufbau jetzt noch etwas Modifiziert und mal Geschwind einen Scope Plot gemacht. 50nS Rise/Fall time bei einem Spitzenstrom von über 3A, das geht in die richtige Richtung
>weißer Power-LED
Ich würde die einfach mal gegen blaue tauschen. Das ist ziemlicher Mist
mit Weiß, weil die Schichten effizienter werden, je länger sie
nachleuchten. Das macht Dir auf jeden Fall das Verhalten schlechter.
Karl Otto, die Anwendung erfordert das verwenden von Weißen Leds. das TP verhalten der Leuchtschicht kann ignoriert werden. Ich kann z.B. Empfängerseitig auch mit einem Kurzpassfilter nur den Blauanteil der ja schnell ist detektieren. Evtl steige ich mittelfristig auch auf Infrarot um. Die strahlen ja quasi direkt aus der Bandlücke, d.h. sind relativ zügig solange die stromdichten groß genug sind. Karl, hast du beweise/belege für deine Behauptung mit den Lebensdauern der angeregten Zustände? bisher fehlen mir dazu handfeste Informationen, dafür wäre ich dir sehr dankbar.
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So, nochmal gemessen und komme auf 30ns. Die Rote Kurve zeigt das Signal am Eingang des Regelkreises. Sprich der kurze Überschwinger und die Anstiegszeit sind durch die erste Stufe im wesentlichen bestimmt. Da ist auch so nicht mehr viel raus zu holen. Cf in der ersten Stufe ist schon bei 1,8pf
Christoph K schrieb: > So, habe den Aufbau jetzt noch etwas Modifiziert ... das geht in die > richtige Richtung Zeig doch mal bitte die wirkliche Schaltung mit den tatsächlich eingesetzten Bauteilen/Werten.
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Das ist die Aktuelle Schaltung (Abzüglich Netzteil etc.) OPV: AD8066 Mosfet: FDD6612A
Christoph K schrieb: > Da ist auch so nicht mehr viel raus zu holen. Cf > in der ersten Stufe ist schon bei 1,8pf Die Beschaltung des ersten AD8066 ist um den Faktor 10 zu hochohmig, da funktioniert die Kompensation mit C1 nicht mehr richtig, schau mal ins DB Seiten 17-19.
Interessant, stimmt die Dimensionieren das im Rahmen von Faktor 10 weniger. Hab ich da einen Verständnisfehler? Ich ging von 1/(2*pi*4k7*1p8) aus für die Obere Eckfrequenz. Die Verstärkung der Schaltung ist in etwa 1. D.h. GBP von selbst wenn es nur 50MHz sind ist ja mehr als genug? Spannungshub von etwa 2 Volt sollte bei +15V versorgung ja auch noch machbar sein?
Christoph K schrieb: > Ich ging von 1/(2*pi*4k7*1p8) aus für die Obere Eckfrequenz... Nee, der Kondensator soll nicht die obere Grenzfrequenz bestimmen, sondern im Sinne eines frequenzkompensierten Spannungsteilers die Wirkung der Summierpunktkapazität (am invertierenden Eingang) aufheben und damit einen Pol in der Schleife neutralisieren.
Habe die Schaltung jetzt wunderbar stabil, allerdings tritt folgendes Problem auf. Sobald ich die Versorgungsspannung zu weit runter regle, kommt es zu Schwingungen. Der Abfall über der Diode sowie über dem Shunt ist dabei ja konstant. Sprich in dem Maße wie ich die Versorgunsspannung verringere verringert sich auch die Vds des Mosfet. Allerdings sollte der selbst bei nur 1Vds noch deutlich mehr strom können als gebraucht. Jedoch bekomme ich schwingungen auf dem Strom sobald Vds unter ca 3-4Volt geht.
Die Gatekapazität ist nichtlinear abhängig von der Gatespannung. Vermutlich spielt das eine Rolle.
Daran liegt es nicht, da sich die Gatespannung nicht nennenswert Ändert. Es geht ja darum , dass die Oszillationen auftreten, wenn die Drain-Source Spannung einen gewissen Wert unterschreitet. Dieser Wert (>3V) liegt aber eigentlich noch gut im Rahmen der Spezifikationen des Mosfet.
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