Hallo Alle! ich teste, messe, optimiere eine Mosfet-Schaltung an uC für PWM von Lasten bis 10 oder sogar 16A. Um die EM Störungen zu verringern will ich unter Inkaufnahme von ca. 0,7W zusätzlicher Verlustleistung die Schaltflanken auf ca. 100µs abflachen. Das habe ich mit einem RC-Glied am Gate (4700 Ohm / 10nF) schon einmal für den Einschaltvorgang gemacht, sh. Bild anbei (gemessen ist hier Uds). Wie kann ich denn den Ausschaltvorgang ebenfalls verzögern? Der ist doch ebenso relevant für EM Störungen, oder? Vg, Conny
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Mmmh, ich glaube Turn Off Snubber ist das Zauberwort...
Du könntest das Gate über einen größeren Widerstand entladen und diesem beim Laden mit einer Diode überbrücken.
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Conny G. schrieb: > Wie kann ich denn den Ausschaltvorgang ebenfalls verzögern? Indem du den Effekt nutzt, der normalerweise stört wenn man schnell schalten will: den Miller-Effekt.
Ha, lustig, gerade in diesem Moment hab ich was dazu gelesen, dass man die Abschaltzeit (rise of vds) nicht mit C an Gate/Source, sondern an Gate/Drain verlangsamt. Natürlich habe ich meinen C an Gate/Source. :-) Danke, Arno! http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/AN1090-D.PDF An additional benefit of this method is that the designer gains a greater understanding of how the MOSFET switches. For instance, it becomes clear that adding gate−to−source capacitance may not slow the drain−to−source voltage rise time. Adding 100 pF to the gate drive circuit above increased turn−off delay time, but did not alter switching speed. Placing the same 100 pF from drain−to−gate more than doubles Vds rise time.
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freu Das war's, meine 10nF zwischen Gate und Drain eingesetzt und schon ist die Abschaltflanke meine gewünschten 100µs. Siehe Bild. Ich habe auch noch mal einen Gegentest gemacht: vorher hatte ich ja den 10nf zwischen Gate und Source. Wenn ich hier den 10nF einsetze/entferne, dann ändert sich nur die Einschaltflanke, die Ausschaltflanke bleibt. Und der Effekt ist auch geringer im Vgl. zu 10nF in G-D. Jetzt haben Ein- und Ausschaltflanke noch eine Asymmetrie, die Einschaltflanke ist doppelt so gross wie die Ausschaltflanke. Das kommt vermutlich ebenfalls von Cgd, d.h. einer der beiden Vorgänge beim Ein-/Ausschalten ist ein Umladen von Cgd, womit die Strompfade asymetrisch sind und sie einmal über den Gatewiderstand gehen oder nicht. Liege ich da richtig? Würde ich das korrigieren wollen - ist natürlich jetzt unnötiger Perfektionismus, aber ich möcht's gerne wissen - dann könnte ich doch den Gate-Widerstand teilen und einen Teil über Diode laufen lassen? Oder würde ich dem C zwischen G und D eine Diode mit Widerstand hinzufügen um den Effekt des C in eine Richtung zu eliminieren? Ach ja und jetzt gibt's ein bisschen Störungen/Schwingungen in der Mitte der Schaltflanken, vermute, das ist ein Schwingkreis aus dem neuen C und den Kapazitäten des Mosfet? Muss mich das stören?
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Mosfet_Rgate_1kOhm.png
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Ah ha. Die Differenz wird schwächer, wenn ich den Gatewiderstand halbiere auf 1kOhm. D.h. ich kann hier mit dem C zwischen Gate und Drain arbeiten die Kapazitätsdifferenz zwischen Cgd und Cgs auszugleichen...? Wenn ich also für meine 100µs das C erhöhe und R verringere, dann müsste die Differenz zwischen den Ein-/Ausschaltflanken weggehen.
Conny G. schrieb: > vermute, das ist ein Schwingkreis aus dem neuen C und den Kapazitäten > des Mosfet? Für einen ordentlichen Schwingkreis fehlt jetzt noch eine Spule. > Muss mich das stören? Nein, das stört nur deinen Nachbarn... Conny G. schrieb: > Um die EM Störungen zu verringern ... ... kann man auch mal das Layout optimieren. Wie sieht das denn aus? Denn dort findet man sicher auch die für den Schwingkreis noch fehlende Spule... > Wie kann ich denn den Ausschaltvorgang ebenfalls verzögern? > Der ist doch ebenso relevant für EM Störungen, oder? Relevant sind nicht die Spannungssprünge, die du hier immer anschaust, sondern Stromsprünge. Die erzeugen zusammen mit Leiterschleifen dann Störsignale.
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Nein, stimmt so nicht. Erhöhen des C macht es nur teilweise aber nicht komplett weg. Habe 22 nF - 1 kOhm, 44 nF - 470 ohm und 100nF - 220 Ohm ausprobiert, es bleibt bei einem Verhältnis ein/aus von 1.5 : 1. Also von 2:1 hat es sicher verbessert, aber darunter komme ich jetzt nicht mehr auf diese Art. Auf jeden Fall sind ab 44nF - 470 Ohm aufwärts (aufwärts auf das C bezogen) die Störungen in der Flanke weg.
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Lothar Miller schrieb: > Conny G. schrieb: >> vermute, das ist ein Schwingkreis aus dem neuen C und den Kapazitäten >> des Mosfet? > Für einen ordentlichen Schwingkreis fehlt jetzt noch eine Spule. Induktivität des Steckbretts? >> Muss mich das stören? > Nein, das stört nur deinen Nachbarn... Lol. Ne, ernsthaft, so ein bisschen Jitter in der Flanke, macht das was? Oder ist es wurst? Oder ist es zwar kein größeres Problem, aber ein Zeichen, dass in der Schaltung was faul ist? > Conny G. schrieb: >> Um die EM Störungen zu verringern ... > ... kann man auch mal das Layout optimieren. Wie sieht das denn aus? > Denn dort findet man sicher auch die für den Schwingkreis noch fehlende > Spule... Steckbrett. >> Wie kann ich denn den Ausschaltvorgang ebenfalls verzögern? >> Der ist doch ebenso relevant für EM Störungen, oder? > Relevant sind nicht die Spannungssprünge, die du hier immer anschaust, > sondern Stromsprünge. Die erzeugen zusammen mit Leiterschleifen dann > Störsignale. Klar. Aber die U_ds ist ja ein Ausdruck des Stroms. Ich habe leider keinen passenden Shunt um mit dem Oszi rein den Strom zu messen (3A). Ein 1 Ohm Widerstand mit Viertelwatt würde mir wohl in 10 Sekunden abrauchen :-) Aber zurück zur Frage: auch ein schneller Ausschalt-Strom-Sprung erzeugt Störungen, oder?
Conny G. schrieb: >>> 10A ... 16A > ... Steckbrett ... Häh? Echt? > Oder ist es zwar kein größeres Problem, aber ein Zeichen, > dass in der Schaltung was faul ist? Nicht unbedingt in der Schaltung, eher mit dem Aufbau. Aberwenn du da mit einem Steckbrett rumhantierst, dann ist das erst mal ein Problem für später... > Klar. Aber die U_ds ist ja ein Ausdruck des Stroms. Nicht, wenn da noch die eine oder andere Induktivität beteiligt ist. Dann hat der Strom mit der Spannung nämlich u.U. ziemlich wenig zu tun. Sieh dir einfach mal einen Schaltregler an: die Spannung zappelt wie wild hin&her, aber der Strom ist annähernd konstant...
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Lothar Miller schrieb: > Conny G. schrieb: >>>> 10A ... 16A >> ... Steckbrett ... > Häh? Echt? Ich versuche gerade halt Mosfets zu verstehen, damit ich für die 10A oder 16A auch weiss, was ich tue. Lieber hab ich diese ganzen "Erscheinungen" jetzt mit dem Versuchsaufbau als in der fertig geätzten Platine :-) Klar, dass ich hier jetzt keine 10A teste, sonst schweisst es mir das Steckbrett auf dem Tisch fest. >> Oder ist es zwar kein größeres Problem, aber ein Zeichen, >> dass in der Schaltung was faul ist? > Nicht unbedingt in der Schaltung, eher mit dem Aufbau. Aberwenn du da > mit einem Steckbrett rumhantierst, dann ist das erst mal ein Problem für > später... Ok, also erstmal ignorieren. Zur Frage der Asymmetrie der Ein-/Ausschaltflanken: hast Du da noch eine Idee? Nicht dass das so schlimm ist, ich will es nur verstehen, mit welchen Mitteln ich hier was beeinflusse und welche Effekte es gibt, woher sie kommen.
>> Klar. Aber die U_ds ist ja ein Ausdruck des Stroms. > Nicht, wenn da noch die eine oder andere Induktivität beteiligt ist. > Dann hat der Strom mit der Spannung nämlich u.U. ziemlich wenig zu tun. > Sieh dir einfach mal einen Schaltregler an: die Spannung zappelt wie > wild hin&her, aber der Strom ist annähernd konstant... Ok. Aber müsste bei kleinen Induktivitäten wie einem Steckbrett oder meiner 35W Halogenbirne (die gerade als Last dranhängt) der Glättungs- bzw. Phasenverschiebungseffekt nicht sehr gering sein? Mmh. Wie gross ist eigentlich die Induktivität einer Halogenbirne? Ich bestelle mir jedenfalls bei der nächsten Bestellungen einfach mal einen Shunt mit.
Künstliche Millerkapazitäten können (bei höheren Spannungen) noch ganz hübsche Effekte haben. zB. Wenn bereits abgeschaltete Halbleiter über dU/dt kurzzeitig wieder einschalten. In Halbbrücken sieht man das dann garnicht gerne. viel Erfolg Hauspapa
S. K. schrieb: > Künstliche Millerkapazitäten können (bei höheren Spannungen) noch ganz > hübsche Effekte haben. zB. Wenn bereits abgeschaltete Halbleiter über > dU/dt kurzzeitig wieder einschalten. In Halbbrücken sieht man das dann > garnicht gerne. Ok. Ein Bounce-Effekt quasi. Was passiert da genau? Ist es eine Schwingung mit dem hinzugefügten C? Könnte diese Störung an der Flanke vorhin genau das gewesen sein? Kannst Du mehr dazu sagen, unter welchen Bedingungen das zum Tragen kommt? Von was hängt es ab? Siehst Du es in meinem Szenario als relevant an? Demnach wäre weniger C besser?
Conny G. schrieb: > Ach ja und jetzt gibt's ein bisschen Störungen/Schwingungen in der Mitte > der Schaltflanken, vermute, das ist ein Schwingkreis aus dem neuen C und > den Kapazitäten des Mosfet? Muss mich das stören? Dich nicht, aber wenn eine schnelle Logikschaltung mit solchem Jitter auf einer Flanke angesteuert wird, verhält sie sich, als ob eine prellende Taste angeschlossen wäre, also schrecklich. Ein Vorwiderstand in der gate-Zuleitung von 10...100 Ohm sollte dieses Schwingen verhindern. Ein Verlangsamen per Miller-Kapazität erhöht die Umschaltverluste des MOSFET, da der ja dann langsamer schaltet. Bessere Begrenzung der Flankensteilheit, und das für steigende und fallende Flanke, erhält man mit Frequenzgangbegrenzung durch einen nachfolgenden Tiefpass. Der, richtig aufgebaut, verhindert auch eine Störabstrahlung.
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Peter R. schrieb: > Conny G. schrieb: >> Ach ja und jetzt gibt's ein bisschen Störungen/Schwingungen in der Mitte >> der Schaltflanken, vermute, das ist ein Schwingkreis aus dem neuen C und >> den Kapazitäten des Mosfet? Muss mich das stören? > > Dich nicht, aber wenn eine schnelle Logikschaltung mit solchem Jitter > auf einer Flanke angesteuert wird, verhält sie sich, als ob eine > prellende Taste angeschlossen wäre, also schrecklich. Klar, ich hab aber nachher einfach eine Last, die ein paar Ampere frisst, also von der Sicht kein Problem. > Ein Vorwiderstand in der gate-Zuleitung von 10...100 Ohm sollte dieses > Schwingen verhindern. In der Zuleitung habe ich ja einen Widerstand (und diverse RC Kombinationen ausprobiert). Und bei den höheren Widerständen (und kleinem C) gab es MEHR Jitter. > Ein Verlangsamen per Miller-Kapazität erhöht die Umschaltverluste des > MOSFET, da der ja dann langsamer schaltet. > Bessere Begrenzung der Flankensteilheit, und das für steigende und > fallende Flanke, erhält man mit Frequenzgangbegrenzung durch einen > nachfolgenden Tiefpass. Ist klar. Bei 10A habe ich ca. 1,2W Schaltverluste plus 0,6W Verluste durch R_dsOn (bei 6mOhm Rds) ergibt bei einem TO220 eine Erwärmung um 110 Grad. Ginge ohne die Schaltverluste noch ohne Kühlkörper. Bei 16A nicht mehr so recht, dann komme ich schon auf >100 Grad ohne die Schaltverluste. Da ist die Frage ob ich sowieso einen Kühlkörper brauche und die Wärme für die flacheren Flanken einfach dort mit verheize (bei 16A 2 Watt Schaltverluste plus 1,5W Verlustleistung Ids) oder ob ich einen dicken Tiefpass für 10/16A nachschalte, den ich für jeden meiner 12-16 Kanäle brauche, die ich dimmen will. Ansonsten habe ich gelesen gäbe es noch die Möglichkeit über Entlastungssnubbers die Ein-/Ausschaltleistung vom Mosfet zu nehmen. Allerdings heizen die auch (was vom Mosfet genommen wird wird über einen R verheizt), d.h. ich verteile eigentlich nur die Wärme.
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Conny G. schrieb: > (was vom Mosfet genommen wird wird über einen > R verheizt), d.h. ich verteile eigentlich nur die Wärme. Das passiert auch bei einem Tiefpass, nur verträgt u.U. der Tiefpass die Wärme besser als der MOSFET. Conny G. schrieb: > In der Zuleitung habe ich ja einen Widerstand (und diverse RC > Kombinationen ausprobiert). Und bei den höheren Widerständen (und > kleinem C) gab es MEHR Jitter. richtig verstanden? Dieser Schwingschutzwiderstand liegt in reihe zum Gate, nicht zur Last hin. Das Schwingen ist meist ein Frage des Layouts, mit Simulation lässt sich das kaum nachbilden.
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Peter R. schrieb: > Conny G. schrieb: >> (was vom Mosfet genommen wird wird über einen >> R verheizt), d.h. ich verteile eigentlich nur die Wärme. > > Das passiert auch bei einem Tiefpass, nur verträgt u.U. der Tiefpass die > Wärme besser als der MOSFET. Ok. > Conny G. schrieb: >> In der Zuleitung habe ich ja einen Widerstand (und diverse RC >> Kombinationen ausprobiert). Und bei den höheren Widerständen (und >> kleinem C) gab es MEHR Jitter. > > richtig verstanden? > Dieser Schwingschutzwiderstand liegt in reihe zum Gate, nicht zur Last > hin. Ah, meinen wir dasselbe? Den R habe ich am Gate wie Du sagst und nicht zwischen Gate und Drain, sh Bild. (Im Bild nur Mosfet, Gatewiederstand und C an G und D beachten, der Rest ist nur schnell hingeschmiert. U.a. hab ich den Pulldown am Gate noch vergessen.)
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So, ich habe jetzt mal einen Strom-Mess-Shunt improvisiert (5 x 1 Ohm Viertelwatt parallel), Oszi Screenshot mit 22nf + 1kOhm bzw. 100nF + 220 Ohm anbei. Mit mehr C ist die Asymmetrie etwas weniger. Mit 22nf + 1kOhm klingelt's ordentlich in der Mitte der Flanke. Aber wie schon festgestellt, der fliegende Aufbau mit Steckbrett hat genügend Streuinduktivitäten zu bieten, dass man das jetzt nicht genauer untersuchen kann. Angehängt noch ein Bild mit dem Klingeln, da ist ganz schön was los. :-( Ansonsten wäre ich mit den Flanken jetzt soweit zufrieden. Falls jemand noch Input zu der Asymmetrie hat (wie man sie wegbekommt), das würde mich rein in der Theorie noch sehr interessieren.
Conny G. schrieb: > Angehängt noch ein Bild mit dem Klingeln, da ist ganz schön was los. :-( Ja, hohe Frequenzen durch kleine Induktivitäten. Wie gesagt: der Nachbar wird sich wundern... Mach doch mal ein oder zwei Fotos von deinem Aufbau.
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Das Klingeln hat auf jeden Fall mit dem Breadboard-Aufbau zu tun... jetzt das Oszi mal nur an einem der 5 1-Ohm-Widerstände angeklemmt und schon ist der Jitter weg.
Lothar Miller schrieb: > Mach doch mal ein oder zwei Fotos von deinem Aufbau. Lieber nicht, alles fliegend verkabelt :-) Also absolut kein Wunder, dass da sowas sein kann.
Jetzt wäre noch folgende Frage offen: wenn ich den Weg ginge die Flanken nicht über die Mosfet-Ansteuerung zu mildern sondern stattdessen wie von Peter vorgeschlagen einen Tiefpass verwenden würde. Das wäre ein LC-Glied, oder? Wie dimensioniere ich den? Denn ich bin hier kürzlich rechnerisch schon mal "reingefallen", denn ich will ja die Frequenz nicht filtern bzw. den Strom vollständig glätten, nur die Flanken verzögern. Wie gehe ich das an, abgesehen von ausprobieren?
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Das wäre jetzt Mosfet direkt am uC (ohne Vorwiderstand oder C an Gate und Drain, damit Schaltzeit ca. 200ns) und nur mit 65µH / 5A Ringkerndrossel http://www.conrad.de/ce/de/product/534439/Ringkern-Drossel-Induktivitaet-65-H-250-VAC-5-A die ich grad da habe. Und sieht eigentlich nicht schlecht aus? Ist zwar kein Tiefpass, aber die Flanken sind doch schon mal länger als 50µs. Jetzt noch 100µH genommen, dann bin ich wieder bei den 100µs. Passt das so oder muss es ein Tiefpass sein?
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So sieht dazu die Gate-Spannung aus, Schaltvorgang in <200ns.
Conny G. schrieb: > die ich grad da habe. Und sieht eigentlich nicht schlecht aus? > Ist zwar kein Tiefpass, aber die Flanken sind doch schon mal länger als > 50µs. > Jetzt noch 100µH genommen, dann bin ich wieder bei den 100µs. > > Passt das so oder muss es ein Tiefpass sein? Natürlich ist das ein Tiefpass, mit L und nachfolgendem R Man sollt es bei den 65µH belassen und dafür direkt hinter dem L ein C nach Masse schalten. R ist 1 Ohm, L ist 65µ H also wird fg des Tiefpasses: ca. 2,5 kHz Ein Kondensator mit ca.65nF wäre dann passend. Das wäre dann ein Tiefpass 2.Ordnung mit ca 1,8 kHz Grenzfrequenz (Rechenfehler vorbehalten) Ich kenne ja die Schaltfrequenz des PWM nicht. Aber die Grenzfrequenz des Tiefpasses sollte um den Faktor 3..10 höher sein als die PWM-Frequenz, wenn man auf der Lastseite noch einigermaßen PWM braucht. Bei zu tiefer fg hat man nur den Spannungsmittelwert der PWM hinter dem Tiefpass.
Peter R. schrieb: > Man sollt es bei den 65µH belassen und dafür direkt hinter dem L ein C > nach Masse schalten. Was macht das C? > R ist 1 Ohm, L ist 65µ H also wird fg des Tiefpasses: ca. 2,5 kHz R, also die Last ist hier gerade 4 Ohm (Halogenspot 35W, 12V -> 4 Ohm). Dann wäre die fg = R / (2 x pi x 65µH) = 10 kHz. > Ein Kondensator mit ca.65nF wäre dann passend. > Das wäre dann ein Tiefpass 2.Ordnung mit ca 1,8 kHz Grenzfrequenz > > (Rechenfehler vorbehalten) > > Ich kenne ja die Schaltfrequenz des PWM nicht. 200 Hz > Aber die Grenzfrequenz > des Tiefpasses sollte um den Faktor 3..10 höher sein als die > PWM-Frequenz, wenn man auf der Lastseite noch einigermaßen PWM braucht. > Bei zu tiefer fg hat man nur den Spannungsmittelwert der PWM hinter dem > Tiefpass. Faktor 10 wäre dann 2 kHz. Ich komme dann mit einem LC-Rechner auf 100nF, wobei ich aber einen fiktiven Z von 800 Ohm einsetzen muss um L = 65µH als Lösung zu erhalten...? Was ist Z in diesem Fall?
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Conny G. schrieb: > Faktor 10 wäre dann 2 kHz. > > Ich komme dann mit einem LC-Rechner auf 100nF, wobei ich aber einen > fiktiven Z von 800 Ohm einsetzen muss um L = 65µH als Lösung zu > erhalten...? > Was ist Z in diesem Fall? Z ist eigentlich der Lastwiderstand. Bei ca.12V und 12A kann man den als 1 Ohm annehmen Bei einem L-R-Tiefpass ist die Grenzfrequenz dann erreicht, wenn der Blindwiderstand von L gerade den Wert R hat. 65µH ergeben XL = 1 Ohm bei omega = 15385 /s und fg = 2450 Hz Das zusätzliche C ergibt bei 2450Hz ein Zc von 1 Ohm bei C = 65uF (da hatte ich einen Rechenfehler bzw. Ablesefehler vom Rechnerdisplay!) Die Schaltfrequenz sollte aber möglichst über dem Hörbereich liegen, sonst pfeifen die Leitungen oder der Ferritkern hörbar bei 2,5kHz! wegen der vielen Ampere. Also bei R = 4 Ohm und 24,5kHz Grenzfrequenz ist C = 1,63 uF richtig, und L = 1,6 uH für XL =4 Ohm. wegen der Abschwächung sowohl durch L als auch durch C wird das resultierende fg (-3dB) bei etwa 18 kHz liegen. Man kann natürlich auch größeres L nehmen, nur sind dann die Anstiegsflanken so langsam, dass an der Halogenlampe nur noch der DC-Anteil der PWM ankommt ( der ist sowieso egal, ob sie PWM mit 18kHz oder DC abkriegt). Vorteil des größeren L ist natürlich die bessere Entstörung. auch 1,6uF sind etwas unpraktisch, normalerweise bleibt man bei 100nF und kommt mit der noch höheren Grenzfrequenz zurecht. Stören tun ja vor allem die Oberwellen und nicht die Grundwelle.
Hallo Hauspapa, S. K. schrieb: > Künstliche Millerkapazitäten können (bei höheren Spannungen) noch > ganz > Hauspapa Magst du das >Künstliche< in Künstliche Millerkapazitäten näher erläutern? Was die Millerkapazität ist, weiß ich. Auch weiß ich, dass aufgrund des schnellen dV/dt des FETs ein Strom in Richtung Gate fließen kann, der letztendlich zum (halb) Durchsteuern des FETs führen kann. Dies bezieht sich aber eher auf die >reale< Millerkapazität, gegen die man nichts tun kann. Kennst du eine gute App Note oder sonstige Literatur, die das Problem mit der künstlichen Millerkapazität behandelt? Vielleicht sogar mit Hinweisen und Tipps, worauf man beim PCB Layout achten soll? Ich frage deshalb, weil ich in meiner Halbbrücke ein Gate bouncing habe und mir das so gar nicht gefällt :( Und ich befürchte, dass das Layout daran schuld ist :/ Vielen Dank!
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Mmmh. Ich glaube wir reden aneinander vorbei oder ich verstehe gar nicht, was Du mir sagen möchtest :-) Die Hoch/Tiefpass/Bandfilter sind mir noch etwas suspekt. Also PWM-Frequenz von 200 Herz kommt aus anderer Diskussion, die ergab, dass die elmag-Störungen umso geringer sind je geringer ich die PWM-Frequenz ansetze. Grundsätzlich soll die Dimmerschaltung ebenso für LED-Spots, Streifen und Halogenspots funktionieren. 200 Hz ist für alle ok. Nun geht es also darum die Schaltflanken auf 100µS zu dehnen. 100µs fand ich nach etwas Recherche bzgl. Dimmer und EMV als Minimum genannt um die elmag Strahlung zu minimieren. Das ist für 200 Hz und 10Bit PWM-Auflösung auch gerade noch akzeptabel, im Prinzip nimmt es die obersten und untersten 2% Auflösung weg, aber das sieht man mit dem Auge sowieso nicht mehr. Es geht bei den 10bit PWM auch nur darum diese exponentielle Helligkeitskurve für das Auge schön nachbilden zu können ohne dass es sichtbare Helligkeitsschritte gibt - das klappt in meinem Testsetup auch prima. Nun gibt es 2 Möglichkeiten die Flanken abzuflachen: 1) den MOSFET langsamer schalten lassen, das habe ich hier ausgiebig getestet und klappt prima, jedoch habe ich ordentlich Schaltverlustleistung dabei also wollte ich mir jetzt ansehen: 2) Drossel oder Tiefpass Und hier sind wir gerade. Dabei soll nicht die Frequenz komplett ausgefiltert werden, sondern die Flanken gemildert, also ist klar, dass ich mit der fg deutlich über der PWM-Frequenz liegen muss. Du hast 10x vorgeschlagen, also 2kHz, macht für mich komplett Sinn. Bei mir ist die Basis ja gerade die 65µH Drossel mit 5A Belastbarkeit, denn davon habe ich 2 Stück hier. Ich habe jetzt mit einem Grenzfrequenzrechner herumgerechnet: - 2 kHz Grenzfrequenz (gegeben) - Z = 0,8 Ohm (gegeben / erfunden) - L = 65µH (wurde errechnet) - C = 100µF (wurde errechnet) Das habe ich ausprobiert und die Länge der Flanken wurde zu extrem, >200µS Anstieg und noch viel länger Abfall. Deshalb habe ich es jetzt reduziert auf 32µH (die zwei L parallel) und 47µF und das sieht jetzt recht gut aus. Sh. Bild. Was meinst? Macht das Sinn? Beim Anstieg besser als mit der 65µH Drossel alleine, beim Abfallen zieht es sich länger. Also macht ein C steileren Anstieg und flacheren Abfall? Krieg ich den Abfall noch etwas steiler? Jetzt wird der C ordentlich warm, würde sagen 40 Grad. Normal und ok? Nehme an bei mehr Strom wird das noch mehr, habe jetzt 3A und es sollen mind. 10A sein können. Low ESR nehmen?
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Hier mal im Vergleich die Variante "langsam schaltender Mosfet" mit "Mosfet schnell, LC-Filter vor der Last".
Irgendwie widerspricht das Meiste, hier diskutierte allem, was ich über PWM und FETs im Kopp habe. PWM "lebt" doch (in der Energiebilanz) vom schnellen Umschalten. Sonst gibt's Ärger mit Heinz dem Heizer. Die meisten FETs sind darüber hinaus ungeeignet für den Analogbetrieb und lassen sich, durch "langsames" Umschalten, konstruktionsbedingt, schnell ins Nirwana katapultieren. Nichts dagegen, hinter dem Schalter, die Flanken zu verbiegen.
Genau das bin ich ja dabei zu erforschen: welcher Weg der bessere ist und wie man einen FET langsam schaltet und was dann passiert. ;-) Insofern ist hier für mich noch nicht die Antwort gefunden, aber eine Menge ausprobiert :-)
@ al3ko >Was die Millerkapazität ist, weiß ich. Auch weiß ich, dass aufgrund des >schnellen dV/dt des FETs ein Strom in Richtung Gate fließen kann, der >letztendlich zum (halb) Durchsteuern des FETs führen kann. Dies bezieht >sich aber eher auf die >reale< Millerkapazität, gegen die man nichts tun >kann. Genau das meinte ich. Nur sind die meisten Mosfet so entworfen, das die Gateanhebung über die Millerkapazität bei typischer Schaltgeschwindigkeit und typischen Gatewiderständen auch bei abschalten mit Null Volt (keine negative Gatespannung) unter der threshold voltage bleibt. Schaltet man jetzt einen zusätzlichen Kondensator zwischen Gate und Drain (Siehe Bild Mosfet_PWM_Schaltung.png ziemlich weit oben) wirkt der genau gleich wie die Millerkapazität, vergrössert diese also. Und dann reicht es evtl. plötzlich nicht mehr. Ein früherer Arbeitgeber hatte aus solchen Gründen mal Chargenprobleme mit IXYS Mosfet (irgendwas 500V/30A oder so). Traten auf nachdem das Gerät bereits 4Jahre in Produktion war. War nicht so lustig. Für diesen Anwendungsfall hier sehe ich da überhaupt keine Probleme. Da braucht es a)höhere Spannungen b)mindestens eine Halbbrücke und c) einiges an Pech bei der Bauteileauswahl. viel Erfolg Hauspapa
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