Hallo, ich hatte schon ein paar mal um Rat zu meinem Aktuellen kleinen Projekt hier gefragt. Und zwar versuche ich mich im Moment an einem digital geregelten Hochsetzsteller, welcher später als Vorregler arbeiten soll. Dabei orientiere ich mich an diesen Artikel. http://pefcl.snut.ac.kr/upload/study02/112ab11f454eac5be740f083507c4217.pdf. Ich fand diese Variante sehr interessant. Dieser soll die Spannung von ca. 16V auf 150V wandeln. Was ich bisher erricht habe: - Wandler liefert die gewünschte Ausgangsspannung bei einem Duty von rund 0,8 - die Regelung erfolgt über ein C2000 Launchpad und ist stabil, bei erreichen des Sollwertes ist aber ein leichtes Zischen noch zu hören. Ich vermute mal der Elko am Ausgang ist noch zu klein - Anbei Bilder des aktuellen Layouts und die Spannung am MOSFET. Sieht aus meiner Sicht ganz gut aus, was schaltbedingte Schwingungen angeht. Ich hab auch den Verlauf der Schaltphasen mit eingezeichnet. Mir ist klar, dass nicht jeder sich mit dieser Variante auskennt. Nun zu meinem Problem: Der Wirkungsgrad liegt bei ca. 0,89. Dieser wurde ganz normal durch Messen der Ströme und Spannungen an Ein- und Ausgang ermittelt. Als Last dient eine 100W Leuchte die bei der Ausgangsspannung rund 49W aufnimmt. Das entspricht auch ungefähr der angestrebten Leistung. Ich habe schon verschiedene Varianten an FETs probiert. Aktuell ist ein IPB320N20N3 verbaut. Mit dem Oszi hab ich ein tr von 53ns und ein tf von 72ns gemessen. Alternativ hab ich es mit einem IRFB41N15D versucht mit tr/tf 72/95ns und einem IRFB260N mit 150/200ns. Der Wirkungsgrad lag immer bei 0,89. An den Schaltverlusten kann es nicht liegen und trotzdem wird dieser nach kurzer Zeit sehr warm. Hab ich etwas im Layout verkehrt gemacht oder nicht beachtet? Wäre toll wenn mir jemand Tipps geben könnte oder grobe Fehler sieht. Es sollte denk ich mal schon möglich sein, das Ganze ohne Kühlkörper betreiben zu können.
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Ich sehe da keine 150V in der Aufnahme, nur ca. 90V. Was meinen Sie mit Wirkungsgrad 0,89? 0,89% oder 89% Die 89% wären für Ihre Schaltung schon sehr gut. Wieso verwenden Sie insgesamt drei Dioden (D1 bis D3) in Reihe? Ansonsten fehlen hier noch alle notwendigen Spezifikationen des Netzteils.
hinz schrieb > Datenblätter der Spulen und Kondensatoren? Ja, berechtigte Frage. Die Eingangsdrossel ist ein selbstgewickelter RM8-Kern und hat ca. 300uH. Der Elko am Ausgang hat die Bezeichnung EEVEB2E100Q. http://www.farnell.com/datasheets/1678957.pdf Wenn ich das Datenblatt richtig lese sollte dieser für eine Taktfrequenz von 100kHz geeignet sein. C4 hat folgendes Datenblatt: http://www.farnell.com/datasheets/1666666.pdf L3 hat die Bezeichnung 744045003 Und C2 und C3 haben jeweils 0.22uF bei 250V http://www.farnell.com/datasheets/1807242.pdf Ich hoffe das ist soweit nachvollziehbar. rg3z5uqj schrieb >Ich sehe da keine 150V in der Aufnahme, nur ca. 90V. Die 150V kommen durch den nachgeschalteten "voltage multiplierer" zustande und erlaubt damit ein hohes Übersetzungsverhältnis ohne den MOSFET mit den vollen 150V zu belasten. >Was meinen Sie mit Wirkungsgrad 0,89? >0,89% oder 89% >Die 89% wären für Ihre Schaltung schon sehr gut. Ja es sind 89% gemeint >Wieso verwenden Sie insgesamt drei Dioden (D1 bis D3) in Reihe? Diese sind wie weiter oben angedeutet, in Kombination mit C3 und L3 Teil des "voltage multiplierers". Wobei L3 den Stromanstieg im MOSFET Im Einschaltmoment begrenzt und somit ein entlastetes Einschalten erlaubt. >Ansonsten fehlen hier noch alle notwendigen Spezifikationen des >Netzteils. Welche da waren? Taktfrequenz Liegt bei 100kHz. Angestrebte Ausgangsleistung soll bei 60W liegen. Die 16V sind die untere Grenze und können auch mal 24V sein. 89% mögen ganz gut sein. Nur kann ich die Schaltung nicht dauerhaft laufen lassen ohne dass der FET sich zu stark erwärmt. Bei der Leistungsklasse sollte es doch wirklich noch ohne Kühlkörper gehen.
Rene V. schrieb: > Die Eingangsdrossel ist ein selbstgewickelter > RM8-Kern und hat ca. 300uH. Drahtstärke und -länge? Windungszahl? Luftspalt? Kernmaterial?
>> Der Wirkungsgrad lag immer bei >> 0,89. An den Schaltverlusten kann es nicht liegen und trotzdem wird >> dieser nach kurzer Zeit sehr warm. Durchlassverluste, auch der Dioden, kommen noch hinzu. > 89% ist doch ok. Ja.
Der Transistor ist im Schaltplan verkehrt herum eingezeichnet. Mit welcher Spannung versorgst du den Mosfet-Treiber?
Interessante Idee. Aber irgendwie glaube ich, dass das so wie du es umgesetzt hast nicht funktioniert. In dem Paper wird ein Step up mit nachgeschalteter Greinacher Verdoppler-Schaltung beschrieben, wenn ich das richtig verstehe. Das ganze basiert doch aber darauf, dass es zwei Spulen gibt, welche im Gegentakt angesteuert werden. Im Grunde wird damit die Sekundärseite eines Trafos nachgebildet. Ich sehe bei deiner Schaltung nicht, wie der Kondensator C2 in seiner Spannungslage angehoben werden kann. So wie ich das sehe, wirkt C2 in deiner Schaltung nur als Glättungskondensator. Durch die Dioden handelst du dir nur zusätzliche Verluste ein. Ich würde es mit einem normalen Hochsetzsteller realisieren. Bei einem guten Layout und passender Schaltfrequenz kannst du den Wirkungsgrad sicher noch ein wenig verbessern. Ich hatte mir auch mal einen kleinen Hochsetzer in Software gebaut. Ich habe mir einen Terminal-Befehl gemacht um die Schaltfrequenz und den maximalen Duty-Cycle einzustellen, dann den Wirkungsgrad gemessen und so lange an der Schaltfrequenz gedreht, bis ich den besten Wirkungsgrad hatte. Die höchste Schaltfrequenz ist nämlich nicht immer die effektivste (ansonsten würde alle Schaltnetzteile mit >10 MHz oder so laufen :)).
Ich habe mal folgende Eckdaten hier eingegeben: http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/aww_smps.html Frequenz: 100kHz (folgt aus deinem Oszi-Bild) Ue: 16 Volt Ua: 150 Volt Ia: 0.326 Ampere (folgt aus den 49 Watt Ausgangsleistung) L: 300uH (dein selbst gewickeltes Teil) Als Ergebnis kommt ein Drain-Strom von 3,31A heraus. Selbst wenn das nicht ganz mit der Realität und deiner Schaltung übereinstimmt erscheinen mir die 10uF am Eingang doch als sehr gering. Was für ein Kondensator ist C1? Der hat ja ein merkwürdiges Gehäuse. Warum kein Elko?
0,89 ist wirklich schon nicht schlecht. Verbessern kann man den noch durch eine größere Drossel (höhere Induktivität = weniger magnetische Aussteuerung -> weniger Kernverluste. Außerdem mehr Platz für mehr Querschnitt -> geringere Kupferverluste. Und weniger Ripplestrom in den Elkos). Oder eben Schaltfrequenz runter (Verbessert Schaltverluste, dann aber auf jeden Fall größere Drossel nötig). Mehr Kerkos helfen auch, allerdings muss man dann auf die Regelung aufpassen, die kann schnell instabil werden. Wenn die Durchlassverluste relevant sind, MOSFET parallel (erhöht allerdings auch wieder die Schaltverluste). Dieses Spannungserhöhungskonstrukt ist sicher nicht hilfreich für den Wirkungsgrad, allein wegen der Durchlassverluste der drei Dioden. Problem ist auch die winzige Kühlfläche für den MOSFET (ich weiß schon, switching Node und so...). Da kriegst du kaum Leistung weg. Mehr als 1 Watt geht da wahrscheinlich nicht. Würde mal die Masseflächen auf der Rückseite weg machen und diese durch Kühlfläche des MOSFET ersetzen. Schön viele Vias benutzen. Die Kapazität der Switching Node wird eher kleiner, wegen fehlender Bezugsfläche.
hinz schrieb > Drahtstärke und -länge? Länge kann ich so nicht sagen aber der Durchmesser beträgt 0,7mm. Grenzwertig meiner Meinung nach. Ich muss dann auf RM10 wechseln wenn ich einen größeren will. > Windungszahl? 35 > Luftspalt? 0,4mm > Kernmaterial? 3C90 von Ferroxcube Julian Baugatz schrieb >Der Transistor ist im Schaltplan verkehrt herum eingezeichnet. >Mit welcher Spannung versorgst du den Mosfet-Treiber? Ja ich weiß, es ging mir ja nur um das Gehäuse. Der ist schon richtig verlötet.:-) In der Regel versorge ich den Treiber mit 15V. Marius S schrieb >Interessante Idee. Aber irgendwie ... Mist, dass ist das falsche Paper. Tut mir Leid, hier ist die Schaltung um die es geht. http://wpage.unina.it/msansone/tesi%20faiella/myregister/04463866.pdf @Marius S. Das ist ein Folienkondensator von EPCOS (MKT10UF63V). Der Lag hier noch so rum. Müsste wohl doch mal auf Elko+Keramik umsteigen, sonst werden die Dinger zu groß. QAntimedial: Das ist auch noch eine Sache die ich angehen will. Hab mich mit dem Wickelfenster verrechnet. Es muss wohl doch ein RM10 werden. Mich irritiert nur, dass der Wirkungsgrad nahezu gleich bleibt bei unterschiedlichen FETs. Die haben zum Teil einen höheren RDSon und größere Schaltzeiten aber die Verluste bleiben gleich.
Rene V. schrieb: >> Drahtstärke und -länge? > Länge kann ich so nicht sagen aber der Durchmesser beträgt 0,7mm. > Grenzwertig meiner Meinung nach. Ich muss dann auf RM10 wechseln wenn > ich einen größeren will. >> Windungszahl? > 35 >> Luftspalt? > 0,4mm >> Kernmaterial? > 3C90 von Ferroxcube Also, das werden dann 1,5m Draht sein, und damit etwa 50mOhm. Die gemessene Induktivität passt aber ehr zu 0,3mm Luftspalt, und damit würde der Kern auf über 0,5T magnetisiert, das ist eindeutig zu viel. Du solltest mal den Spulenstrom mittels kleinem Shunt und Oszi messen, der sieht sicher aus wie Matterhorn. Der Ausgangseleko ist übrigens auch mehr als überfordert, viel zu viel Ripplestrom.
Rene V. schrieb: > 89% mögen ganz gut sein. Nur kann ich die Schaltung nicht dauerhaft > laufen lassen ohne dass der FET sich zu stark erwärmt. Bei der > Leistungsklasse sollte es doch wirklich noch ohne Kühlkörper gehen. Ja, das geht auch effizienter. Wenn man den Murks mit den drei Dioden lässt und einen klassischen StepUp nimmt. Mit einem synchronen SMPS käme man z.B. auf ca. 96% hoch. Und logischerweise eine totale Optimierung der Bauteile der Power-Rail.
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Hallo, ich war doch skeptisch ob die Schaltung generell funktioniert und habe sie mal mit einem idealen Schalter unter LTSpice simuliert. Sie funktioniert! In HochSetz_1b.jpg habe ich mal speziell die Drain-Source Spannung wiedergegeben. Der Verlauf entspricht dem was Rene per Oszi aufgenommen hat. Unter LTSpice habe ich leider nicht die original verwendeten Dioden. Aber diese hier haben ca. 300mW Verlust je Diode. Die Schaltung ist zwar interessant, ich würde aber in diesem Fall auf den Spannungsverdoppler verzichten. Gruss Klaus.
Ich würde es auch mit einem normalen StepUp-Design ohne den Spannungsvervielfacher probieren. Wenn Dir die Verlustleistung zu hoch ist, probier es mit einem zweiten parallelem FET (z.B. 2x IRFP260N oder wie der 200V-Typ heißt), das verringert die Leitphasen-Verluste um 75%. Die Umschaltverluste ließen sich durch eine Absenkung der Schaltfrequenz vermindern, wenn die Spule nicht minimal klein sein muß.
Rene V. schrieb: > Mist, dass ist das falsche Paper. Tut mir Leid, hier ist die Schaltung > um die es geht. > http://wpage.unina.it/msansone/tesi%20faiella/myregister/04463866.pdf > Mich interessiert noch, Rene, wie Du auf die Werte für die Induktivitäten und Kapazitäten gekommen bist. Der beigefügte Artikel ist mir etwas zu überladen. Es wäre nett von Dir mal den Rechengang zu erläutern. Gruss Klaus.
Klaus Ra. schrieb: > ich war doch skeptisch ob die Schaltung generell funktioniert und habe > sie mal mit einem idealen Schalter unter LTSpice simuliert. Schöne Simulation! Cool! :) Wenn ich z.B. mal einen realistischen Wert von 32mOhm für den Einschaltwiderstand eintrage landet man bei 1,3306 Watt für den FET (IPB320N20N3). RthJA ist im Datenblatt mit 40 K/W angegeben (mit 6cm^2 Kupferfläche). Wenn man jetzt von 25° Raumtemperatur ausgeht kommt man auf 78,22°C am FET. Also ist doch alles in Ordnung mit dem Aufbau, oder? Entweder muss man jetzt am Kühlkonzept drehen (anderes Gehäuse / Kühlkörper) oder man macht die Schaltung irgendwie noch effektiver :-) Besser als die Simulation wird die echte Schaltung ja wohl leider nicht werden... Ich versuche mal zusammen zu fassen was schon geschrieben wurde bzw. mir so einfällt: * Keine Masse unterm FET und Kupferfläche unterm FET mit VIAs verbunden. Kupferfläche am FET so groß wie möglich machen. Warum Thermals am MOSFET? Deaktivieren für bessere Kühlung. * Mehr Kapazität am Eingang und auf mehrere Kondensatoren verteilen Ich weiß jetzt nicht, welche am besten geeignet sind. Ich würde Low ESR Elkos nehmen und direkt an die Spule noch ein paar Keramik (100n+1u+10u) setzen - wegen der niedrigen Induktivität. * Der Kondensator am Ausgang ist auch einer der wenigen, die als SMD überhaupt für so eine Spannung verfügbar sind. Ich würde hier auch mehrere parallel schalten. Der parallel geschaltete Keramik-C hat sicherlich nicht 1uF, oder? Ist doch extrem teuer. Ich glaube das bringt es auch nicht. Dann lieber ein paar kleinere (1n+10n+100n) parallel schalten. * Stecker für Eingangsspannung dort hin wo jetzt C1 sitzt Positive Leitung nach links weg, über Cs führen und dann an Spule (kürzerer Weg) * Sicherung verbraucht auch ein wenig Leistung - raus damit :-) Bringt aber alles nix in Bezug auf Verlustleistung im FET.
Ich habe die Simulation nochmal genommen und als normalen Hochsetzer umgebaut. Beides mal mit 32mOhm Einschaltwiderstand. Beim normalen Hochsetzer musste ich den Duty-Cycle etwas erhöhen. Original-Schaltung: Duty-Cycle: 80% Wirkungsgrad: 79,502% Ausgangsleistung: 55 W Schalter-Verluste: 1,330 W Normaler Hochsetzer: Duty-Cycle: 90% Wirkungsgrad: 94.111% Ausgangsleistung: 58.972 W Schalter-Verluste: 847.89 mW
Marius S. schrieb: > Wenn ich z.B. mal einen realistischen Wert von 32mOhm für den Der ist nicht realistisch. Der FET wird heiss und Rdson steigt auf 50mOhm oder so und schon geht's Richtung 2W :(
Marc P. schrieb: > Der FET wird heiss Und jetzt ein kleines Knobelspiel: in welcher der beiden Topologien wird er heißer?
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Klaus Ra. schrieb: > Rene V. schrieb: >> Mist, dass ist das falsche Paper. Tut mir Leid, hier ist die Schaltung >> um die es geht. >> http://wpage.unina.it/msansone/tesi%20faiella/myregister/04463866.pdf >> > Mich interessiert noch, Rene, wie Du auf die Werte für die > Induktivitäten und Kapazitäten gekommen bist. Der beigefügte Artikel ist > mir etwas zu überladen. Es wäre nett von Dir mal den Rechengang zu > erläutern. > Gruss Klaus. Da verweise ich mal in dem Dokument auf Seite 5. Da sind die Rechengänge für die Kondensatoren und Induktivitäten ganz gut erklärt. Ich hab auch zuerst mit dem Duty angefangen und bei Uin=16V und Uo=150V komm ich auf 0,78 in etwa. Danach Vcm1, da hab ich ungefähr 72V errechnet. dI hab ich etwas schärfer gewählt weshalb mein L so groß ist. Für Cm1 hab ich eine Ausgangsleistung von 60W angenommen und f=100kHz. Da kamen 115nF raus, die 220nF lagen hier noch rum. Für die Resonanzdrossel bin ich auch nur nach der Rechnung und der angenommen Stromsteilheit gegangen und kam auf ca.3uH. hinz schrieb: >Du solltest mal den Spulenstrom mittels kleinem Shunt und Oszi messen, der >sieht sicher aus wie Matterhorn. Sieht leider mit dem Oszi nicht sehr schön aus bei mir. Hab deswegen mal die Spannung über der Spule aufgenommen und am Rechner über der Zeit integriert. Ich hoffe der Kurvenverlauf genügt, ich weiß nicht wie ich die Steigung raus bekomme. Den Ausgangselko will ich auf jeden Fall durch mehrere parallele Vergrößern. Soll auch eine stabilere Regelung ermöglichen. Marius S. schrieb: >Der parallel geschaltete Keramik-C hat sicherlich nicht 1uF, oder? Ist >doch extrem teuer. Ich glaube das bringt es auch nicht. >Dann lieber ein paar kleinere (1n+10n+100n) parallel schalten. Kommt drauf an wie man teuer definiert. Bei Farnell kostet dieser 1,36€. Ich wollte mit diesen den Elko entlasten was Rippelstrom betrifft. >* Stecker für Eingangsspannung dort hin wo jetzt C1 sitzt >Positive Leitung nach links weg, über Cs führen und dann an Spule >(kürzerer Weg) Betrachtet man bei sollen Frequenzen den Kondensator nicht als Spannungsquelle? Von daher sollte es doch unerheblich sein, wo die Klemmen sitzen. Anbei noch der Kurvenverlauf von Ein- und Ausgangsspannung beim Zuschalten mit 24V. Der Sprung am Anfang ist wohl dem Netzteil geschuldet. Ist ja schön zu sehen, dass so reges Interesse daran herrscht. Zu den Dioden: Es handelt sich dabei um Schottky-Dioden vom Typ DFLS1200, falls es in dem Plan nicht so ersichtlich war. Diese tragen bestimmt auch ihren Teil zu den Verlusten bei, aber sie werden bei weitem nicht so warm wie der FET. Es ärgert mich, dass ich keine vernünftigen Stromverläufe präsentieren kann. Da könnte man sicherlich am ehesten sehen wo das Problem liegt.
Statt der Vervielfachung mit de Dioden, könnte man die Induktivität auch als Trafo wickeln und damit das Tastverhältnis mehr in Richtung 60% bringen.
Rene V. schrieb: > Klaus Ra. schrieb: >> Mich interessiert noch, Rene, wie Du auf die Werte für die >> Induktivitäten und Kapazitäten gekommen bist. > > Da verweise ich mal in dem Dokument auf Seite 5. Da sind die Rechengänge > für die Kondensatoren und Induktivitäten ganz gut erklärt. Ich hab auch > zuerst mit dem Duty angefangen und bei Uin=16V und Uo=150V komm ich auf > 0,78 in etwa. Danach Vcm1, da hab ich ungefähr 72V errechnet. dI hab ich > etwas schärfer gewählt weshalb mein L so groß ist. Für Cm1 hab ich eine > Ausgangsleistung von 60W angenommen und f=100kHz. Da kamen 115nF raus, > die 220nF lagen hier noch rum. Für die Resonanzdrossel bin ich auch nur > nach der Rechnung und der angenommen Stromsteilheit gegangen und kam auf > ca.3uH. > Prima, kann ich jetzt nachvollziehen. Gruss Klaus.
So, ich hab nochmal die Lochrasterplatine mit dem Prototypen der Schaltung in Betrieb genommen. Die besteht Teilweise nur aus einer fliegenden Verdrahtung mit den notwendigsten Bauelementen. Selbst bei diesem haarstäubenden Layout und der kleinsten Eingangsspannung, hab ich einen Wirkungsgrad zwischen 93-94%! Einziger Unterschied zu dem obrigen Aufbau, der Kondensatoren C2 und C3 sind MKP10 von Wima und der Ausgangskondensator besteht aus 2 Folienkondensatoren mit jeweils 1,5uF von Epcos. Dem MOSFET wurde ein Bein angelötet und ist jetzt aufrecht verbaut. Ein dauerhafter Betrieb ist so nun möglich. Liegt das wirklich nur an den Kondansatoren? Haben diese einen Einfluss auf Schaltverhalten und Verlustleistung?
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