Hallo, mir ist klar, dass die Theorie über die Berechnung eines Kompensationskondensator schon recht kompliziert werden kann. Aber mir geht es weniger um eine exakte Berechnung, sondern vielmehr um eine grobe Abschätzung, damit ich mal einen Anhaltswerte für Tests habe. Bei dem Operationsverstärker handelt es sich um einen TS912. Für eine erste, grobe Näherungsberechnung nach ... ... C3=(Ci+Ri)/R1 ... ... bräuchte ich noch den Eingangswiderstand Ri des TS912 ... doch leider steht dazu nichts im Datenblatt. Mit welchem Eingangswiderstand kann man da rechnen (10mOhm?) Danke vorab für alle Hinweise!
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Laut DB: CMOS Eingang 1..200pA, d.h. 100MΩ.."kurz vor unendlich". Rechne einfach mit dem idealen OP-Amp.
Ergänzung: jeder R1, den du auflötest, ist um Grösenordnungen kleiner. Ganz zu schweigen vom Elko, der da zu sehen ist!
Bastler schrieb: > Laut DB: CMOS Eingang 1..200pA, d.h. 100MΩ.."kurz vor unendlich". Rechne > einfach mit dem idealen OP-Amp. Besten Dank für die schnelle Antwort. Nur so zum generellen Verständnis und zum persönlichen Wissensaufbau: also du hast im Datenblatt auch nicht direkt die 100MΩ abgelesen oder berechnet, sondern vielmehr kann man davon ausgehen, dass er "kurz vor unendlich ist, weil - CMOS Technolgie; - Input bias current bzw. Input offset current sehr klein sind; Richtig?
R=U/I, U 5V, I max 200pA (p:10^-12) Oder einfach mal irgendwo gelesen: MOS-Fet >100MΩ Und wie gesagt, in dem Regionen muß man den Schmodder vom Löten schon sehr gründlich entfernen.
Was für Bauteilewerte willst du denn überhaupt verwenden? Welche Bandbreite ist gewünscht? Und vor allem, welche Fotodiode (->Detektorkapazität!) hast du überhaupt?
Kai Klaas schrieb: > Was für Bauteilewerte willst du denn überhaupt verwenden? Welche > Bandbreite ist gewünscht? Und vor allem, welche Fotodiode > (->Detektorkapazität!) hast du überhaupt? Verwendet werden soll für die ersten Versuche der BPW34; Die Frequenzen liegen um Bereich von ca. 300Hz bis 12kHz (maximal);
Bastler schrieb: > R=U/I, U 5V, I max 200pA (p:10^-12) hmmm ..., d.h. R=25'000 mOhm. Das ist im Vergleich zum Anhaltswert 100 mOhm ein Unterschied vom Faktor 250. D.h. auch bei dem Kompensationskondensator hätte ich dann einen Spannweite vom Faktor 250, je nachdem ich ob mit 25'000 mOhm oder 100 mOhm rechne.
So und jetzt noch bitte R1, R2 und C1. Du machst es ja sehr spannend. Irgendein Geheimprojekt??
Kai Klaas schrieb: > So und jetzt noch bitte R1, R2 und C1. Du machst es ja sehr spannend. > Irgendein Geheimprojekt?? Alle drei Werte sind beliebig. Es geht ums rumspielen. Für den Tiefpass R2-C1 würde ich mir dann noch grobe Werte überlegen (genauso wie hier versuche einen groben Wert für den Kompensationskondensator zu finden). Denke für den ersten Lernversuch, könnte ich den sogar ganz raus lassen. Bei der Verstärkung über R1 verhält es sich ähnlich. Zunächst mal irgendein Wert bis ich am Oszi ein schönes Bild habe. Für einen ersten Wurf würde ich mal 200'000 Ohm angesetzt. Wenn ich dann mal erste Größenordnung habe: zusammenlöten, und dann weiter nach dem Motto "probieren geht über studieren".
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Die (vielleicht nicht explizit gestellte) Frage war doch: Wie wirkt sich der Eingangswiderstand auf die Dimensionierung der Bauteile R1 und C3 aus? Antwort "nicht" in realer technischer Umsetzung. Der Eingangsstrom hat im Übrigen eine Bandbreite von 1..300 pA. Ändert aber nichts daran, daß Dir auch nur 100MΩ als realer Aufbau kaum gelingen werden. Also im Vergleich dazu wenig R1, rauscht auch nicht so sehr, und alle anderen R's sind egal! PS: Fall der Lehrer die Hausaufgabe korrekt durchgerechnet haben will: selber machen! Und wenn man noch spitzfindiger werden will: milli-Ohm und Mega-Ohm liegen weit auseinander.
Auf den Kondensator C3 kann man auch für einen Test eher nicht verzichten. Je nach Detektorkapaziät und Kabellänge kann die Schaltung sonst leicht schwingen. Der Eingangswiderstand des TS912 ist so groß ( >> 1000 MOhm), dass man den vernachlässigen kann. Da wäre ggf. der Widerstand im Detektor zu berücksichtigen, wenn der nicht auch ähnlich groß ist. Sonst braucht man eine andere Formel bzw. Grundlage für die Auslegung. Solange die Schaltung nicht besonders schnell sein muss, reicht es aber C3 so groß zu wählen, das man noch eine genügende Geschwindigkeit hat. Also hier etwa R1*C1 = 1...10 µs. Also etwa 1 M und 10 pF.
Okay. Ich glaube zu verstehen, dass es noch so viele weitere Einflüsse gibt, die ebenfalls auf die Größenordnung von C3 Einfluss nehmen (bzw. auf der Schwingungsverhalten), dass eine Betrachtung der Eingangsgrößen des OpAmps fast schon zweitranging sind (und mein Berechnungsansatz demnach zu einfach gedacht war). Letzte Frage: wie geht man in der Praxis vor, wenn man in so einer Schaltung einen Kompensationskondensator auszuwählen hat? Einfach mal verschiedene Werte durchtesten, angefangen mit Größen wie 10pF, die sich mehr und minder aus Erfahrungen ergaben?
>Denke für den ersten Lernversuch, könnte ich den sogar ganz raus lassen.
Besser nicht, denn die 72pF der BPW34 verkloppen dir schon kräftig die
"phase margin" des OPamp. Und gerade kleine R1 werden zum Problem.
Ich würde gleich R1=220k und C3=68pF wählen. R1 kannst du dann beliebig
verkleinern. Willst du größere R1 ausprobieren, mußt du C3 entsprechend
verkleinern, um immer noch 12kHz Nutzsignalbandbreite zu erhalten.
R2 und C1 würde ich weglassen, die machen kaum Sinn.
>Letzte Frage: wie geht man in der Praxis vor, wenn man in so einer >Schaltung einen Kompensationskondensator auszuwählen hat? Phasenganganalyse durchführen. Willst du an den Ausgang ein Kabel hängen, dann füge noch einen 100R Serienwiderstand ein.
Kai Klaas schrieb: > R2 und C1 würde ich weglassen, die machen kaum Sinn. 'tschuldigung, da habe ich durch meine Klammern oben wohl etwas unübersichtlich geschrieben. Ja, dass hatte ich oben auch gemeint, aber ich gestehe, dass könnte man auch so lesen, dass ich den C3 weglassen wollte. ich sollte in Zukunft mehr darauf achten sauber statt möglichst schnell zu formulieren. Sorry.
Kai Klaas schrieb: > Ich würde gleich R1=220k und C3=68pF wählen. R1 kannst du dann beliebig > verkleinern. i.O. Danke! Werde damit mal starten ... und auch wieder meiner Lernkurve wegen: wie kommst du gerade auf 68pF??? ... kratze mich gerade am Kopfe ;-)
>i.O. Danke! Werde damit mal starten ... und auch wieder meiner Lernkurve >wegen: wie kommst du gerade auf 68pF??? ... kratze mich gerade am Kopfe >;-) Suche hier doch mal im Forum nach "Phasenganganalyse". Ich habe schon ganz oft zu diesem Thema geschrieben.
Kai Klaas schrieb: > Suche hier doch mal im Forum nach "Phasenganganalyse". Ich habe schon > ganz oft zu diesem Thema geschrieben. .... da hast du richtig erkannt, dass ich damit ein neues Stichwort habe, womit ich mich erst mal beschäftigen muss ;-) Hatte auch gleich gegoogelt und dachte "verdammt, unter dem Stichwort findest sich ad-hoc ja wohl nichts - zumindest nicht auf deutsch" ... aber dass ich mal hier um Forum schaue, darauf musste ich erst mal wieder geschuppst werden :-). Habe jetzt auch Forumbeiträge diesbezüglich gefunden. Wird jetzt aber etwas dauern bis ich da durch bin.
Bastler schrieb: > Und wenn man noch spitzfindiger werden will: milli-Ohm und Mega-Ohm > liegen weit auseinander. Gehört zwar nicht konkret hier her, aber die Notation interessiert mich jetzt doch: Versteht man unter mOhm = milliOhm MOhm = Mega Ohm (im kaufmännischen Bereich wird nämlich zumindest im englischen mit dem kleinen "m" million abgekürzt, also z.B 1m Dollar = 1*10^6 Dollar)
Alexander G. schrieb: > Versteht man unter > mOhm = milliOhm > MOhm = Mega Ohm > > (im kaufmännischen Bereich wird ... ) Der Rest der Welt bevorzugt, sich an Standards zu halten: https://de.wikipedia.org/wiki/Vorsätze_für_Maßeinheiten#SI-Pr.C3.A4fixe XL
hmmm .. tja ... also dann hatte ich oben eigentlich MOhm gemeint. Wieder was gelernt.
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Die Formel für den Kondensator ist übrigens CF = sqrt(Cin/(pi*Rf*GBW)) CF = sqrt(80pF/(pi*220kOhm*0,8MHz)) CF = 12pF Natürlich kann man auch einen größeren Wert nehmen. Und so wie im Anhang sieht das dann in LTspice aus.
Für alle, die hier mal drüber stolpern, weil Sie ein ähnliches Problem haben: Um durch das ganze Thema der Kompensation durchzusteigen, braucht es doch einiges an Grundlagenverständnis zum Verhalten von OpAmps. Nach langem Suchen bin ich über folgendes Dokument gestolpert, welches auch einem Hobby-Elektroniker doch recht gut hilft, das Thema Phasengang/Phasenverschiebung zu verstehen: http://www.fh-dortmund.de/de/fb/3/personen/lehr/matthes/MEDIEN/Analogelektronik/ees04_02.pdf
>Um durch das ganze Thema der Kompensation durchzusteigen, braucht es >doch einiges an Grundlagenverständnis zum Verhalten von OpAmps. Nach >langem Suchen bin ich über folgendes Dokument gestolpert, welches auch >einem Hobby-Elektroniker doch recht gut hilft, das Thema >Phasengang/Phasenverschiebung zu verstehen: In solchen Publikationen werden oft Formeln zur Kompensation angegeben, die fast immer erhebliche Idealisierungen annehmen. Man kann mit ihnen beispielsweise die maximale Bandbreite oder die minimale "settling time", oder was auch immer einstellen. Hier ist mal ein Beispiel gezeigt: http://www.jensign.com/transimpedanceamp/ Was praktisch nie in diesen Formeln berücksichtigt wird, ist die endliche "open loop output impedance", ich nenne sie jetzt mal Ro, die bei den verschiedenen OPamps aber zwischen rund 50R und 500R variieren kann. Das ist immerhin eine Größenordnung und man kann sich leicht vorstellen, daß der genaue Wert von Ro wohl nicht unerheblich ist. So kann eine gefundene Kompensationskapazität bei einem OPamp mit niedrigem Ro gut funktionieren, bei einem OPamp mit großen Ro aber in völliger Instabilität enden. So sind teilweise TIAs mit großen Detektorkapazitäten garnicht kompensierbar, wenn ein OPamp mit großem Ro zum Einsatz kommen soll. Die einfachen Designformeln waren zu einer Zeit sinnvoll, in der man noch nicht simulieren konnte. Heute ist das glücklicherweise anders und ich rate jedem, eine fragliche Schaltung erst einmal gründlich zu simulieren, zumindest aber eine Phasenganganalyse durchzuführen, in der Ro eine Rolle spielt. Das kann teilweise ganz unerwartete Erkenntnisse liefern.
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besten Dank für alle Beiträge! Die Sinnhaftigkeit der Simulation sehe ich mehr als ein (nachdem man sich auch über die Theorie etwas schlauer gemacht hat, um wenigsten ungefähr zu verstehen warum was eigentlich passiert ;-) ). So, deswegen versuche mich jetzt also auch an Simulationen und habe mich für ngspice entschieden (da Linux). Leider ist das ngpsice Manual zwar sehr umfangreich, aber nicht gerade leicht zu verstehen. ### Was ich simulieren möchte ### Meine Fotodiode ersetze ich durch eine "current source". Deren Werte sollen zwischen 0.00003 und 0.00001 sinusförmig schwingen (die Zahlen hier nur der Einfachheit). Für diese sinusförmigen Schwingungen soll die Simulation Frequenzen von 50Hz bis 20'000Hz abfahren. ### Meine Vermutung wie es geht ### Die Schaltung hängt als Bild an; Als Simulationsbefehl habe ich angegeben: .ac dec 10 50 20K (ganz so falsch kann ich nicht liegen. Zumindest bekomme ich Werte für den gewünschten Frequenzbereich, siehe angehängtes Bild) Die Fotodiode als "current source" habe ich mit den Werten DC 0 AC 0.00003 versehen. --> da das Ganze durch "try-und-error" entstand, verstehe ich nicht so richtig was eigentlich genau die Angaben "DC 0 AC 0.00003" bei der current source bedeuten. AC 0.00003 => Amplitude des Stroms in Ampere ??? DC 0 => ??? (lass ich dies komplett weg, gibt's eine Warnmeldung) (die Antwort auf meine Frage steht sicherlich irgendwie im angehängten Auszug aus dem ngspice manual ... aber irgendwie bin ich zu blöd dafür) .... achja ... ist jetzt halt eher ein ngspice-Bedienungsthema und hat jetzt weniger mit der Phasenganganalyse zu tun. Hoffe ich kann es dennoch hier posten.
>Meine Fotodiode ersetze ich durch eine "current source".
Das reicht so nicht. Du mußt einen Parallelwiderstand annehmen, der den
Dunkelstrom repräsentiert und vor allem eine Detektorkapazität. Beide
Bauteile schaltest du der Stromquelle parallel. Dann sieht man bei
einigen Fotodioden manachmal noch einen kleinen Serienwiderstand.
Der Detektorkapazität muß jetzt noch die Eingangskapazität des OPamp
parallelgeschaltet werden. Beim OPamp mußt du zwischen der
differentiellen Eingangskapazität und der Gleichtakteingangkapazität
unterscheiden. Am besten nimmst du hier einen einfachen "worst-case"
Wert.
Und nochmals: Falls dein Spice-Modell für den OPamp keine realistische
"open loop output impedance" annimmt, ist die Simu unzureichend.
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Kai Klaas schrieb: >>Meine Fotodiode ersetze ich durch eine "current source". > > Das reicht so nicht. Du mußt einen Parallelwiderstand annehmen, der den > Dunkelstrom repräsentiert und vor allem eine Detektorkapazität. Beide > Bauteile schaltest du der Stromquelle parallel. Dann sieht man bei > einigen Fotodioden manachmal noch einen kleinen Serienwiderstand. > > Der Detektorkapazität muß jetzt noch die Eingangskapazität des OPamp > parallelgeschaltet werden. Beim OPamp mußt du zwischen der > differentiellen Eingangskapazität und der Gleichtakteingangkapazität > unterscheiden. Am besten nimmst du hier einen einfachen "worst-case" > Wert. > > Und nochmals: Falls dein Spice-Modell für den OPamp keine realistische > "open loop output impedance" annimmt, ist die Simu unzureichend. Besten Dank für den Hinweis. Yep, das werde ich dann alles noch ergänzen. Aber bevor ich alles in die Simulation auf einmal und zu Beginn reinpacke, möchte ich schrittweise vorgehen, um die Komplexität zunächst gering zu halten. Wenn ich die offensichtlichen Unklarheiten in der einfachen Schaltung beseitigt habe, dann gehe ich den nächsten Schritt und ergänze weitere Faktoren. Meine aktuelle Unklarheit: DC 0 AC 0.00003 als Wert für die current source
Kai Klaas schrieb: >>Meine Fotodiode ersetze ich durch eine "current source". > > Du mußt einen Parallelwiderstand annehmen, der den > Dunkelstrom repräsentiert und vor allem eine Detektorkapazität. Beide > Bauteile schaltest du der Stromquelle parallel. Dann sieht man bei > einigen Fotodioden manachmal noch einen kleinen Serienwiderstand. > > Der Detektorkapazität muß jetzt noch die Eingangskapazität des OPamp > parallelgeschaltet werden. Beim OPamp mußt du zwischen der > differentiellen Eingangskapazität und der Gleichtakteingangkapazität > unterscheiden. Am besten nimmst du hier einen einfachen "worst-case" > Wert. finde ich aber sehr gut, wie du es hier beschreibst, da es klar ist, was ich wie in der nächsten Ausbaustufe der Schaltung umzusetzen habe! (wie gesagt. Nicht missverstehen: ich ignoriere nicht die oben bereits gemachten Hinweise. Momentan muss ich jetzt halt noch die zusätzlich Hürde nehmen und mich mit dem Simulationsprogramm vertraut machen).
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Alexander G. schrieb: > finde ich aber sehr gut, wie du es hier beschreibst, da es klar ist, was > ich wie in der nächsten Ausbaustufe der Schaltung umzusetzen habe! Alternative natürlich: http://www.jensign.com/transimpedanceamp/
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Alexander G. schrieb: > Alexander G. schrieb: >> finde ich aber sehr gut, wie du es hier beschreibst, da es klar ist, was >> ich wie in der nächsten Ausbaustufe der Schaltung umzusetzen habe! > > Alternative natürlich: http://www.jensign.com/transimpedanceamp/ Wenn ich Kai richtig verstanden habe (und soweit ich seine Verlinkung verstehe - wenn auch nur den Anfang), fehlt bei http://www.jensign.com/transimpedanceamp/ die von Kai hervorgehobene "open loop output impedance". Richtig? Als Grundlage für meinen weiteren Simulationsentwurf möchte ich dennoch gerne die Schaltung wie in der Anlage dargestellt verwenden. Warum? Diese zeigt mit Ci, Ri, Rs, L, Coa, Roa die meisten Parameter, über die man nachdenken sollte (=verbessert das Verständnis) - mit Ausnahme der fehlenden "open loop output impedance". Richtig? Welche Möglichkeiten habe ich nun, diese "open loop output impedance" in meiner Simulation noch zu berücksichtigen? ## Variante 1: das Spice-Modell berücksichtigt nicht die "open loop output impedance" ## Im Beitrag Beitrag "Re: Stabilität eines nicht Frequenzkompensierten OPVs." wird hierauf ja auch eingegangen. Sagen wir mal die "open loop output impedance" wäre 100 Ohm. Bräuchte ich dann nur in der angehängten Schaltung einen 100 Ohm Widerstand an die Stelle zu setzen, wo ich das schwarze Kreuz gemacht habe? ## Variante 2: höheres Abstraktionsniveau ## Vorgehen wie in Beitrag "Re: Stabilität eines nicht Frequenzkompensierten OPVs.". ist für mich doch irgendwie sehr abstrakt. Lieber würde ich direkt mit meinem TS912-OpAmp simulieren. ## Variante 3: Spice-Modell berücksichtig die "open loop output impedance" ## Dann wäre ja alles in Butter. Doch woher weiß ich, ob die "open loop output impedance" berücksichtigt wurde? Mein Spice-Modell ist aus dem angehängten Datenblatt des TS912. Darin findet sich auf Seite 14, 4te Zeile von unten: ROUT 26 3 65 Damit könnte doch durchaus eine "open loop output impedance" von 65 Ohm gemeint sein. Oder?
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>Wenn ich Kai richtig verstanden habe (und soweit ich seine Verlinkung >verstehe - wenn auch nur den Anfang), fehlt bei >http://www.jensign.com/transimpedanceamp/ die von Kai hervorgehobene >"open loop output impedance". Richtig? Also ich kann sie nirgends finden. Ro ist bei bestimmten Konstellationen von Rf und Cf aber auch wirklich teilweise vernachlässigbar. Das Dumme ist, wenn man in einen Bereich geht, in dem das nicht mehr der Fall ist. Dann sind die Formeln unzureichend und man merkt es nicht einmal. Deswegen sind diese ganzen "eleganten" Formelchen immer mit Vorsicht zu genießen und man muß immer ganz genau die Voraussetzungen wissen. >Vorgehen wie in Beitrag "Re: Stabilität eines nicht Frequenzkompensierten >OPVs.".ist für mich doch irgendwie sehr abstrakt. Eine ideale Spannungsquelle und ein simples Ro sind dir "zu abstrakt"??? >Lieber würde ich direkt mit meinem TS912-OpAmp simulieren. Naja, beim OPA340 bin ich damit mal gehörig auf die Nase gefallen, weil das Spice-Modell von TI falsch war. Siehe hier: Beitrag "Re: Erreichbare Auflösung mit Photodioden" >Damit könnte doch durchaus eine "open loop output impedance" von 65 Ohm >gemeint sein. Oder? Klar, "könnte". Wenn ich mich richtig erinnere, hat der TL072 zwei Rout in seinem Modell. Da muß man dann die Summe nehmen. Leider findet man zu diesen Spice-Listen fast nie die zugrunde liegende Schaltung. Oft braucht man dazu ORCAD, CADENCE oder ähnlich teures Gedöns. Nochmals: Es gibt Fälle, da spielt Ro praktisch gar keine Rolle und dann gibt es Fälle, da entscheidet es über "Sein" oder "nicht Sein". Du mußt einfach von Anwendung zu Anwendung seine Bedeutung richtig erkennen.
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so, ich habe jetzt mal eine Simulation so "realitätsnah" wie mir nur möglich simuliert. Bei dem Serienwiderstand in der Ersatzschaltung der Photodiode hatte ich keinen Idee, welcher Wert sinnvoll wäre und habe diesen zunächst mal auf 0R gelassen. Bei dem induktiven Widerstand, ebenfalls in der Photodiodenersatzschaltung, ließt man eigentlich überall, dass dieser bei unter 100 MHz vernachlässigen werden kann. Deswegen hier auch auf Null gesetzt. Ob der Eingangswiderstand als auch die Eingangskapazität des OpAmps bereits im Spice-Model des TS912 enthalten sind, weiß ich nicht. Hier würde ich dann einfach Werte durchprobieren, um zu sehen, inwiefern diese sich auswirken (zu einem späteren Zeitpunkt). Somit waren zunächst meine beiden "Spielparameter" 1) Frequenzgangkompensationskondensator C3 (simuliert mit 0pF, 12pF, 68pF - zu erkennen an den Titelnamen über den Bildern)) 2) Open Loop Output Impedance (simuliert mit 0R und 500R) Zu meiner großen Überraschung ist quantitativ folgendes eingetreten: je KLEINER der Frequenzgangkompensationskondensator C3 desto GERINGER die Phasenverschiebung (in Bezug auf eine Abweichung zu 180°, da invertierende Schaltung). ... upppss .. da ist die Welt für mich jetzt doch nicht mehr in Ordnung. Die Unterschiede sind zwar marginal (wahrscheinlich aufgrund der geringen Freq.) aber tendenziell hätte ich es genau anders herum erwartet. Und hey, nach den Simulationsergebnissen könnte ich den Frequenzgangkompensationskondensator dann auch ganz weg lassen ... so rein theoretisch ...
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>Bei dem induktiven Widerstand, ebenfalls in der >Photodiodenersatzschaltung, ließt man eigentlich überall, dass dieser >bei unter 100 MHz vernachlässigen werden kann. Deswegen hier auch auf >Null gesetzt. Du hast die Fotodiode hoffentlich nicht über ein langes Kabel angeschlossen? In dem Fall müßtest du eine "transmissionline" in die Simu einfügen. >Ob der Eingangswiderstand als auch die Eingangskapazität des OpAmps >bereits im Spice-Model des TS912 enthalten sind, weiß ich nicht. Hier >würde ich dann einfach Werte durchprobieren, um zu sehen, inwiefern >diese sich auswirken (zu einem späteren Zeitpunkt). Genau so mußt du das machen. Den Eingangswiderstand kannst du aber wirklich getrost vernachlässigen. Die Eingangskapazität dagegen nicht! >Zu meiner großen Überraschung ist quantitativ folgendes eingetreten: >je KLEINER der Frequenzgangkompensationskondensator C3 desto GERINGER >die Phasenverschiebung (in Bezug auf eine Abweichung zu 180°, da >invertierende Schaltung). >... upppss .. da ist die Welt für mich jetzt doch nicht mehr in Ordnung. Keine Ahnung welche Phasenverschiebung du dir da anschaust. Daß das nicht die Phasendrehung in der Gegenkopplung sein kann, oder zumindest nicht das, was man normalerweise in einer Phasenganganalyse bestimmt, sieht man auch ohne Simulation, einfach durch Rechnung, wie man das früher getan hat: Bei sehr niedrigen Frequenzen dominieren die Widerstände in der Gegenkopplung, bei sehr hohen die Kapazitäten. Also ist bei sehr niedrigen und sehr hohen Frequenzen die Phasendrehung in der Gegenkopplung gleich Null, jetzt mal unabhängig davon, was der OPamp besteuert. Bei einer Frequenz von rund 1/2/pi/(220k//100M)/(72pF//68pF) also 5...6kHz durchläuft die Phasendrehung ein Maximum von rund 20°, wie man auch einfach von Hand nachrechnen kann. Na, findest du meine Phasenganganalyse immer noch "zu abstrakt"?
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da ich gerade Versuche andere Threads zu dem Thema nachzuvollziehen. Die beiden TINA-TI Schaltsymbole in der Anlage, wofür stehen die genau? (Ich meine schon zu verstehen, dass diese Symoble bei einer Phasenganganalyse zum einen einen idealen Ausgang (VG1), als auch einen Eingang (VM1) darstellen. Mir geht es jedoch wirklich nur rein um die allgemeine Bedeutung der Symbole. Stromquelle?, Spannungsquelle?, Wechselspannungsquelle?).
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Kai Klaas schrieb: > Bei einer Frequenz von rund 1/2/pi/(220k//100M)/(72pF//68pF) > also 5...6kHz durchläuft die Phasendrehung ein Maximum von rund 20°, wie > man auch einfach von Hand nachrechnen kann. okay. Du hast folgendes gemacht: 220k||110M --> zwei parallele Widerstände zu einem zusammengefasst 72pF||68pF --> zwei parallele Kondensatoren zusammengefasst D.h., du hast folgende Formel angewendet: 1 ---------- = f 2*pi*R*C ... so und von wo kenne ich das: .... Blindwiderstand. Klar, der Blindwinderstand einer Schaltung mit einem Widerstand und Kondensator parallel. Auf so was wie angehängt sollte sich also meine Schaltung reduzieren lassen. Ist meine Annahmen richtig, dass du zwecks Einfachheit zunächst mal den Widerstand und Kondensator auf der Lastseite vernachlässigt hast, später aber auch bei so einer Berechnung noch zu berücksichtigen ist.? Die angehängte Vereinfachung auf ein RC-Glied erklärt auch deine Aussage: Kai Klaas schrieb: > Bei sehr niedrigen Frequenzen dominieren die > Widerstände in der Gegenkopplung, bei sehr hohen die Kapazitäten. (bei hohen Freq. sind Kondensator quasi nicht da, da Sie nie richtig aufgeladen werden). ... aber wo hast du jetzt die 20° her gezaubert? Brauche jetzt mal eine Denkpause (sehe vor Bäumen den Wald nicht mehr ... aber ich komm' noch drauf. Nur Geduld :-) ).
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>(Ich meine schon zu verstehen, dass diese Symoble bei einer >Phasenganganalyse zum einen einen idealen Ausgang (VG1), als auch einen >Eingang (VM1) darstellen. Mir geht es jedoch wirklich nur rein um die >allgemeine Bedeutung der Symbole. Stromquelle?, Spannungsquelle?, >Wechselspannungsquelle?). "VG" steht wohl für "voltage generator" und "VM" für "voltage measurement". >... so und von wo kenne ich das: .... Blindwiderstand. Nein, nein, das ist einfach nur eine Frequenz, die Frequenz bei der für diese Schaltung die maximale Phasendrehung entsteht. >... aber wo hast du jetzt die 20° her gezaubert? Die habe ich auf andere Weise berechnet. Ist aber auch Wurscht wie, weil es hier nur darum geht, daß die Phasedrehung ein klar erkennbares Maximum durchläuft und deine Simu eben nicht. >Klar, der Blindwinderstand einer Schaltung mit einem Widerstand und >Kondensator parallel. Auf so was wie angehängt sollte sich also meine >Schaltung reduzieren lassen. Ist meine Annahmen richtig, dass du zwecks >Einfachheit zunächst mal den Widerstand und Kondensator auf der >Lastseite vernachlässigt hast, später aber auch bei so einer Berechnung >noch zu berücksichtigen ist.? Ich wollte dir einfach nur ganz schnell vorrechnen, daß es in der Schaltung wirklich eine deutlich erkennbare Phasendrehung gibt, die du in deiner Simu nicht hast. Ansonsten hat die kleine Rechnung keinen größeren geistigen Nährwert. Vergleiche doch einfach mal meine Ergebnisse mit deinen und schaue lieber mal, was du dir da überhaupt für eine Phase anzeigen läßt. Versuch dir in einer Bibliothek oder von einem älteren Ingenieur das nicht mehr erhältliche Datenblatt des OPA101/102 zu besorgen. Da ist der TIA komplett durchgerechnet. Dort ist auch diese Frequenz berechnet worden, die ich hier verwendet habe. Du findest das Datenblatt im "Burr Brown, integrated circuits, data book, volume 33" aus dem Jahr 1989.
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> Dort ist auch diese Frequenz berechnet > worden, die ich hier verwendet habe. Du findest das Datenblatt im "Burr > Brown, integrated circuits, data book, volume 33" aus dem Jahr 1989. Das Datenblatt findet man unter http://www.datasheetarchive.com/dl/Scans-001/Scans-0033836.pdf Man findet zwar auf S. 2-50 f=1/(2*pi*R*C), und sehr viel informatives zum Thema rauschen, aber bzgl. Phasenverschiebung gibt es "nur" die Diagramme. Nun denn. Zwischenstand: bei 68pF || 72pF und 220k || 100M, müssten wir bei 5~6kHz eine deutliche Phasendrehung sehen. In meiner Simulation schaue ich mir an die Phase ... - ... am OpAmp Ausgang --> netname=out (ngspice: phase(v(out))*(180/pi) - ... am OpAmp Eingang --> netname=in (ngspice: phase(v(in))*(180/pi) - ... die Differenz zwischen diesen beiden Phasen = phase lag Das Ergebnis meiner Simu: - ... die Phase am Eingang vernachlässigbar gering; - ... die Phase am Ausgang: da haben wir schon mal die 180°. Macht Sinn, ist ja Gegentakt. Aber die Drehung im Bereich von 5~6kHz ist viel zu klein. Statt der Phase am OpAmp-Ausgang drehe nur ich mich seit 2 Tagen im Kreis und komm' nicht drauf, was ich falsch mache bzw. was noch auszuprobieren wäre.
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Alexander, ich bin jetzt zwei Wochen im Urlaub. Denke daran: Was wir Profis über viele Jahre gelernt haben, kannst du nicht in zwei Tagen lernen. Laß dir ein wenig Zeit und verzweifele nicht. Mit der Zeit kommt auch das Verstehen...
werde mir das zu Herzen nehmen ... und vielleicht auch mal wieder in eine Bibliothek gehen und mir Bücher mit Grundlagen durchlesen ...
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.... kurze Zwischenmeldung: es scheint kein Denkfehler in der Theorie über die Phasengänge & Co. zu sein. Vielmehr scheine ich bei der Bedienung von ngspice und im Schaltbild Fehler gemacht zu haben. ich brauch' jetzt erst mal nen' Kaffee, schaue es mir in Ruhe an und melden mich dann wieder. Aber eines Vorweg: auch wenn der Fehler wahrscheinlich nur ein "dummer Anwendungsfehler" war, alleine das schauen nach rechts, links, vor und zurück hat mir viel gebracht was die Grundlagen angeht. Dafür schon mal Danke!!!
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so. endlich. Nachdem ich einige Fehler in der Schaltung korrigiert habe scheint es zu passen. Die angehängten Bilder sagen doch einiges ... interessant. Yippie :-) Besonderen Dank an Klaus. :-) Vorwarnung: als nächste geht's ans Austauschen des OpAmps durch eine Ersatzschaltung sowie an eine "Phasenganganalyse" auf höherem Abstraktsniveau :-)
Hinweis: in allen meinen Schaltungsbildern findet sich für Widerstandwerte im Megaohmbereich ein "M". Böse Falle (für Anfänger). Zumindest ngspice braucht für Mega die Abkürzung "Meg". Also 100Megaohm = 100Meg
Das ist normal. Alle Spice-Programme benötigen Meg für den Faktor 10^6. m oder M ist in Spice milli (10^-3).
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Helmut S. schrieb: > Und so wie im Anhang sieht das dann in LTspice aus. Helmut, zunächst mal besten Dank für die LTSpice Simulation. [ Das zip-file in der Anlage ist etwas anders, als das von dir angehängt Bild TIA.gif. Ich will mich jetzt aber auch nicht noch mit verschiedenen (auch wenn wahrscheinlich gleichwertigen Schaltungen) verzetteln. ] Gerne würde ich mich auf das auch von dir angehängte Bild TIA.gif konzentrieren. Ich versuche diese Schaltung ebenfalls zu simulieren (siehe Eigener_Aufbau.png). Was die Phasenverschiebung angeht, ist leider mein Simulationsergebnis meilenweit von deinem entfernt. Bei dir liegt richtigerweise Gegenkopplung vor, während bei mir es sich eher um eine unerwünschte Mitkopplung handelt. Ich nehme an der Grund liegt in der Wertangabe bei der Stromquelle. Dort habe ich "ac 4.545u" eingetragen. Bei dir finden sich auf zwei Zeilen verteilt "0" und "ac 4.545u". Welche Bedeutung hat hier die "0"? Ergänzung: Vielleicht sollte ich noch erklären, dass ich den Schaltplan mit KiCAD zeichne und von dort die Netliste dann für LTSpice übernehme.
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Bearbeitet durch User
@Moderator: habe versehentlich auf "Beitrag melden" geklickt. War keine Absicht. Hatte eigentlich vor auf "Bearbeiten" zu klicken.
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Bearbeitet durch User
Alexander G. schrieb: > Bei dir finden sich auf zwei Zeilen verteilt "0" und "ac 4.545u". Welche > Bedeutung hat hier die "0"? da dieses Problem eigentlich nur ein "weiteres Problem" ist aber mehr mit der Bedienung von Simulationsprogrammen als mit dem eigentlich Thema zu tun hat, habe ich hierzu einen eigenen Thread aufgemacht: Beitrag "AC Analyse eines Strom-Spannungswandlers (Simu LTSPice, Netzplan KiCAD)"
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