Hallo! Ich experimentiere gerade mit dem Smart Switch VN5E010AH von STM. http://www.st.com/st-web-ui/static/active/en/resource/technical/document/datasheet/CD00240716.pdf Der hat ein CS = Current Sense Pin, das einerseits einen Stromwert übermittelt, der proportional zum Strom durch den Switch ist und andererseits zeigt es Fehler an (Kurzschluss, Überlast, Übertemperatur). Funktioniert prima, ich habe mich heute Abend mit der Fehlerdiagnostik per CS Pin beschäftigt. Bei einem OUT/VCC-Kurzschluss macht er brav 8V auf sein CS (current sense) Pin und blockiert den Strom durch VCC>OUT. Auch bekomme ich bei der Strommessung schöne proportionale Spannungen an CS / Current Sense, habe in paar Szenarien getestet, alle gut - wenn ich die Spannung an CS über den angegebenen Faktor von 6800 umrechne, komme ich auf den Strom der wirklich fliesst. Beispiel: Ich habe eine Halogenbirne mit 50W dran, messe ca. 2,5V Spannung an CS und rechne (Widerstand CS > GND 3,9k wie im Datenblatt): 2,5 V / 3900 Ohm = 0.00064 A Strom von Current Sense 0.00064 * 6800 = 4,35 A Strom, der durch VCC>Out geht Das kommt hin, denn 50W / 12V = 4,2A Soweit alles schön, jetzt kommt der Teil bei dem ich nicht schlau aus dem Datenblatt werde: Schaue ich mir nun am Oszi die Kurve von Current Sense für die Halogenbirne an, dann fängt die mit 8 V an. Kann sein, dann wäre der Einschaltstrom (wahrscheinlich begrenzt vom Smart Switch) knapp 14A - absolut möglich. Aber: 8V an CS heisst eigentlich: Fehler. Wieso kann ich dann hier bis 8V an CS erhalten? Weiter im Datenblatt, (s.o.) Seite 11. Dort sind verschiedene Szenarien für Current Sense gelistet: K0 0.25A / Vsense 0.5V K1 6A / Vsense 0.5V K2 10A / Vsense 4V K3 25A / Vsense 4V und Vsense maximal bei 18A und 3.9kOhm: 5 V Wie passt das jetzt mit obigen Messungen zusammen, wieso 5V max, wenn ich 8V hatte? (und zwar bei obiger Messung als Kurve von 8V runter auf die 2.5V, also ist es eine kontinuierliche Messung und kein Sprung von 8V = Überlast auf 5V = Strommessung). Wieso sind K0/1 und K2/3 gleiches Vsense bei verschiedenen Strömen? Es könnte ja sein, dass ich mit dem Messwiderstand meinen Messbereich einstelle, z.B. 4V bei 10A oder 4V bei 25A. Aber wieso habe ich 8V gemessen, es wird anscheinend nicht begrenzt? Wie unterscheide ich das von den 8V Fehler? Es gibt noch eine Angabe, die auffällig ist: max Strom bei Fehler aus CS 9mA. Ist das der Schlüssel die 8V Strommessung von 8V Fehler zu unterscheiden? Dann müsste ich aber 2 Widerstände haben, einmal 900 Ohm (8V bei 900 Ohm = knapp 9mA) und einmal meinen Messwiderstand, z.B. 3.9k. Aber ich kann die ja nicht einfach parallel schalten? Macht für mich also keinen Sinn. Wo denke ich falsch?
Conny G. schrieb: > Wie unterscheide ich das von den 8V Fehler? Den CS-Widerstand so dimensionieren, dass die relevanten Ströme unter A_REF abgedeckt werden. Dann liegt die Messspannung immer unter 8V. Der HighSide gibt dann im Fehlerfall 8V aus und geht beim ADC auf Anschlag. Längswiderstand zwischen R_CS und ADC-Input nicht vergessen. Zusätzlich fehlt noch eine Filterung bzw. zeitliche Betrachtung der Messspannungen (kurzer hoher Strom => Einschaltstrom => OK, längerer hoher Strom => Fehler). Gerade auch mit der Diagnose von HighSides kann man sich lange beschäftigen, bis das sauber funktioniert. (Alternativ gibt es auch praktisch jeden HighSide der 5E-Serie von ST auch mit einem digitalen Feedback. Für Neuentwicklungen würde ich aber gleich auf die aktuelle Familie setzen (7).)
Conny G. schrieb: > Es gibt noch eine Angabe, die auffällig ist: max Strom bei Fehler aus CS > 9mA. Wenn ich mich noch richtig erinnere, dann ist das so: Normalerweise liegen ja die CS-Ströme weit unter 9mA. Nur im Fehlerfall drückt der HighSide gegen 8V und das kann er aber nur bis maximal 9mA. Wenn man z.B. einen 10 Ohm - Widerstand als R_CS genommen hat (was ja keinen Sinn macht), dann würde man auch keine 8V im Fehlerfall erhalten, sondern nur 90mV. Man muss also beide Betriebsarten bei der Wahl des R_CS berücksichtigen: Conny G. schrieb: > Es könnte ja sein, dass ich mit dem Messwiderstand meinen Messbereich > einstelle, z.B. 4V bei 10A oder 4V bei 25A. Das kann ich mit einem klaren JA beantworten :-) Natürlich ist das so. Leider ändert sich der K_ILIS auch noch je nach Ausgangsstrom. Aber die neueren Genrationen von ST (5E und höher) sind da schon viel toleranzärmer, als z.B. noch die 5er-Serie.
dghdh schrieb: > Conny G. schrieb: >> Es könnte ja sein, dass ich mit dem Messwiderstand meinen Messbereich >> einstelle, z.B. 4V bei 10A oder 4V bei 25A. > > Das kann ich mit einem klaren JA beantworten :-) > Natürlich ist das so. Leider ändert sich der K_ILIS auch noch > je nach Ausgangsstrom. Aber die neueren Genrationen von ST > (5E und höher) sind da schon viel toleranzärmer, als z.B. > noch die 5er-Serie. Herzlichen Dank für die Hilfe. Dann ging meine Überlegung schon in die richtige Richtung. > Gerade auch mit der Diagnose von HighSides kann man > sich lange beschäftigen, bis das sauber funktioniert. Ja, das wird klar, das dachte ich mir gestern schon. > (Alternativ gibt es auch praktisch jeden HighSide > der 5E-Serie von ST auch mit einem digitalen > Feedback. Für Neuentwicklungen würde ich aber gleich > auf die aktuelle Familie setzen (7).) Das schaue ich mir mal an. Bist Du zufällig der "bs54h4wh (Gast)" aus diesem Thread? Beitrag "Re: Review von Schaltung und Routing" Diese Schaltung blieb mangels Zeit eine Weile liegen. Ich rolle das jetzt wieder auf und favorisiere jetzt tatsächlich Smart Switches. Wollte damals "last minute" mein Design nicht mehr umwerfen, aber jetzt kann ich's auch neu machen, wenn es besser und schöner wird. Die Experimente mit dem VN5E010AH fielen schon mal erfreulich aus, bis auf die eher komplexe Diagnostik mit nur einem CS Pin. Gibt's auch Smart Switches, denen ich eine max Strom Vorgabe machen kann und sie dann in Overload/Fehler gehen?
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Sowas sieht doch recht gut aus: STM VNQ6040S-E Programmierbarer 4-Kanal High-Side Treiber mit PWM http://www.st.com/st-web-ui/static/active/en/resource/technical/document/datasheet/CD00286908.pdf Werde nicht ganz schlau draus, wieviel Strom pro Kanal der jetzt wirklich kann, sieht nach auf jeden Fall 6A aus, das würde reichen.
Conny G. schrieb: > Bist Du zufällig der "bs54h4wh (Gast)" aus diesem Thread? > Beitrag "Re: Review von Schaltung und Routing" Mit Erschrecken musste ich festestellen, ja :-) Conny G. schrieb: > Diese Schaltung blieb mangels Zeit eine Weile liegen. Ich rolle das > jetzt wieder auf und favorisiere jetzt tatsächlich Smart Switches. Freut mich. Viel Spaß in der Welt der HighSide-(/LowSide-)Switches. Leider hinken da die üblichen Hobby-Distributoren bei der Verfügbarkeit stark hinterher. Da kommt man z.B. um Digikey o.ä. nicht herum. Conny G. schrieb: > Ja, das wird klar, das dachte ich mir gestern schon. Das Ganze fängt ja erst bei der Hardware (ADC...) an. In Software kann/muss man sich dann noch mal richtig austoben, wenn man das CS-Signal filtert, plausibilisiert, interpretiert, Fehler ableitet, auf diese Fehler unterschiedlich reagiert, usw... ("Diagnosekonzept"). Conny G. schrieb: > Die Experimente mit dem VN5E010AH fielen schon mal erfreulich aus, bis > auf die eher komplexe Diagnostik mit nur einem CS Pin. Noch ein Tipp diesbezüglich. Viele (alle?) der ST-HighSides haben diesen CS_DIS-Pin. Wenn man mehrere HighSides einfach parallel an einen R_CS führt (solange das mit dem Wertebereich hinkommt), dann kommt man mit einem ADC aus und tackert die CS der einzelnen HighSides über die CS_DIS einfach durch (nacheinander einschalten, CS auswerten). Conny G. schrieb: > Gibt's auch Smart Switches, denen ich eine max Strom Vorgabe machen kann > und sie dann in Overload/Fehler gehen? Gute Frage. Kann und möchte ich keine Aussage zu treffen, da ich aktuell nicht mehr direkt im Thema bin. Es gibt schon lange z.B. komplexere HighSides, http://www.infineon.com/cms/de/product/power/smart-low-side-and-high-side-switches/spi-power-controller-spoc-tm/channel.html?channel=db3a304312bae05f0112bddfb830004d aber ob und welche Features aktuell möglich sind, keine Ahnung. HighSides werden ständig weiterentwickelt, da hängt viel in der Pipeline, was in den nächsten Jahren auf dem Markt kommen wird.
Conny G. schrieb: > Sowas sieht doch recht gut aus: STM VNQ6040S-E Ja, das ist auch so ein komplexerer HighSide. Da kann man einen ganzen Mann für abstellen, um als Spezialist ständig am Ball zu bleiben. Aber wie gesagt, bitte selber in die aktuellen Familien der Hersteller einlesen. Hoffentlich bekommt man die dann auch gekauft.
Conny G. schrieb: > Gibt's auch Smart Switches, denen ich eine max Strom Vorgabe machen kann > und sie dann in Overload/Fehler gehen? IR3313 z.B. schaltet bei einem, über den Widerstand einstellbaren Strom ab. Ob dir das reicht? MfG Klaus
dghdh schrieb: > Conny G. schrieb: >> Ja, das wird klar, das dachte ich mir gestern schon. > > Das Ganze fängt ja erst bei der Hardware (ADC...) an. In Software > kann/muss man sich dann noch mal richtig austoben, wenn man das > CS-Signal filtert, plausibilisiert, interpretiert, Fehler ableitet, > auf diese Fehler unterschiedlich reagiert, usw... ("Diagnosekonzept"). Ich hätte ja keine Automotive Requirements :-) Aber stimmt schon - selbst, wenn ich die Basics wie Übertemperatur, Kurschluss erkennen will muss ich im Zusammenspiel von selbst gesteuertem PWM schon eine komplexere Logik vom Zaun brechen um natürlich nur während des On-Cycle zu testen, einen minimalen Duty Cycle einführen, sonst macht die Messung keinen Sinn. Und wenn ich 6 Kanäle am Mikroprozessor habe, dann muss ich 6x die Diagnose machen, koordiniert mit dem 6-Kanal PWM mit verschiedenen Duty Cycles ... Man könnte natürlich einfach den Switch selber machen lassen, aber wenn der dann im Recovery Mode rumdümpelt, das ist auch unschön. V.a. steht im Datenblatt, das man seitens Software diese Bedingungen abfangen soll, der Switch sollte nicht in diesen Fehlermodi bleiben. Ich muss also wenigstens mitbekommen, dass was falsch läuft und dann z.B. meine Schaltung deaktivieren bis zum nächsten Power On. > Conny G. schrieb: >> Die Experimente mit dem VN5E010AH fielen schon mal erfreulich aus, bis >> auf die eher komplexe Diagnostik mit nur einem CS Pin. > > Noch ein Tipp diesbezüglich. Viele (alle?) der ST-HighSides haben diesen > CS_DIS-Pin. Wenn man mehrere HighSides einfach parallel an einen R_CS > führt > (solange das mit dem Wertebereich hinkommt), dann kommt man mit einem > ADC aus und tackert die CS der einzelnen HighSides über die CS_DIS > einfach durch (nacheinander einschalten, CS auswerten). Ja, das hab ich im Datenblatt gelesen, das ist cool.
dghdh schrieb: > Conny G. schrieb: >> Sowas sieht doch recht gut aus: STM VNQ6040S-E > > Ja, das ist auch so ein komplexerer HighSide. > Der gefällt mir eigentlich sehr gut, passt eigentlich perfekt zu meiner Anwendung. Der Charme wäre hier, dass ich mit ums PWM nicht kümmern müsste, denn das würde in der Anwendung eher komplex mit 6 Kanälen 10-bit PWM in Software plus DMX Empfang. Leider hat er nur 8 bit PWM. Wobei man mit der Phase Control auch 2 Kanäle bündeln könnte und damit diese 4 Bits noch dazu holen... :-)
Conny G. schrieb: > Ich hätte ja keine Automotive Requirements :-) > Aber stimmt schon - selbst, wenn ich die Basics wie Übertemperatur, > Kurschluss erkennen will muss ich im Zusammenspiel von selbst > gesteuertem PWM schon eine komplexere Logik vom Zaun brechen um > natürlich nur während des On-Cycle zu testen, einen minimalen Duty Cycle > einführen, sonst macht die Messung keinen Sinn. Und wenn ich 6 Kanäle am > Mikroprozessor habe, dann muss ich 6x die Diagnose machen, koordiniert > mit dem 6-Kanal PWM mit verschiedenen Duty Cycles ... Noch einmal: Herzlich willkommen. Was denken Sie, wie viele Programmierer alleine da an so einer Umsetzung sitzen? >= 32 Lichtkanäle, alle über PWM dimmbar, alle diagnostizierbar mit teilweise unterschiedlichen Wiedereinschaltstrategien und DTC-Generierungen, ... Hab' die Tage das erste Mal ein PKW mit gedimmten LED-Blinkern gesehen. Die Idee gab es schon ~2007, weil das harte Ein-/Ausschalten der LED-Blinker zu ruppig aussieht. Conny G. schrieb: > Man könnte natürlich einfach den Switch selber machen lassen, aber wenn > der dann im Recovery Mode rumdümpelt, das ist auch unschön. V.a. steht > im Datenblatt, das man seitens Software diese Bedingungen abfangen soll, > der Switch sollte nicht in diesen Fehlermodi bleiben. Das hat man leider auch erst nach einem massiven Feldausfall erkannt, dass auch HighSide-Switches nicht ewig kurzschlussfest sind. Betrifft aber den MOSFET, auch wenn er diskret eingesetzt wird, genau so. ST war hier vom Switch aus Infineon mal weit vorraus mit Ihrer Temperaturgradienten-Erkennung. Da waren dann laut Datenblatt 1 Mio (?) Kurzschlüsse erlaubt. Bei Infineon waren das teilweise erschreckend wenig(er). Aber die haben diese Technologie jetzt auch implementiert. Ich könnte da Geschichten erzählen... > Ich muss also wenigstens mitbekommen, dass was falsch läuft und dann > z.B. meine Schaltung deaktivieren bis zum nächsten Power On. Da gibt es viele unterschiedliche Strategien mit noch mehr unterschiedlichen Anforderungen. Conny G. schrieb: > Der gefällt mir eigentlich sehr gut, passt eigentlich perfekt zu meiner > Anwendung. Der Charme wäre hier, dass ich mit ums PWM nicht kümmern > müsste, denn das würde in der Anwendung eher komplex mit 6 Kanälen > 10-bit PWM in Software plus DMX Empfang. > Leider hat er nur 8 bit PWM. Wobei man mit der Phase Control auch 2 > Kanäle bündeln könnte und damit diese 4 Bits noch dazu holen... :-) Langsam wird klar, dass man sowas nicht mehr sinnvoll diskret nachbauen kann. Außerdem muss man das Ras auch nicht neu erfinden. Daher auch "damals" mein Tipp gleich auf HighSides zu wechseln. Die gibt es ja in sehr vielen Ausfertigungen, da findet man meistens, was man braucht. Und bei Ihnen dürfte dann auch endlich der unnötige Kühlkörper wegfallen.
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dghdh schrieb: >>= 32 Lichtkanäle, alle über PWM dimmbar, alle diagnostizierbar mit teilweise > unterschiedlichen Wiedereinschaltstrategien und DTC-Generierungen, ... Spass :-) > Hab' die Tage das erste Mal ein PKW mit gedimmten LED-Blinkern gesehen. > Die Idee gab es schon ~2007, weil das harte Ein-/Ausschalten der > LED-Blinker zu ruppig aussieht. Ja, endlich! Das stört mich schon immer. > Conny G. schrieb: >> Der gefällt mir eigentlich sehr gut, passt eigentlich perfekt zu meiner >> Anwendung. Der Charme wäre hier, dass ich mit ums PWM nicht kümmern >> müsste, denn das würde in der Anwendung eher komplex mit 6 Kanälen >> 10-bit PWM in Software plus DMX Empfang. >> Leider hat er nur 8 bit PWM. Wobei man mit der Phase Control auch 2 >> Kanäle bündeln könnte und damit diese 4 Bits noch dazu holen... :-) > > Langsam wird klar, dass man sowas nicht mehr sinnvoll diskret nachbauen > kann. Außerdem muss man das Ras auch nicht neu erfinden. Daher auch > "damals" mein Tipp gleich auf HighSides zu wechseln. Die gibt es ja > in sehr vielen Ausfertigungen, da findet man meistens, was man braucht. > > Und bei Ihnen dürfte dann auch endlich der unnötige Kühlkörper > wegfallen. Das (Größe der Schaltung) und mein minimalistischer Ansatz einer Überlastdiagnose mit dem PTC störten mich ein wenig. Das ist mit Smart Switch schon eleganter. Unklar ist mir noch die EMV - ich plante ja ursprünglich die Flanken sanft zu machen um Abstrahlung im Ansatz geringstmöglich zu machen. Das ist einer dieser "Voodoo"-Bereiche, wo einem kaum einer eine wirklich gute Antwort geben kann, aber alle argumentieren mystisch herum ... Und selber messen ist auch nicht so trivial. Eigentlich muss man da mal in das ganze Messprozedere reingehen um mal wirklich zu erfahren, was da passiert. Der VN5E, den ich getestet habe, der macht recht sanfte Flanken (Oszi-Bild anbei). Zwar nicht die 100µs, die ich mir vorgestellt habe, aber 25µs für den ersten Teil (80%) und dann nochmal 100µs für den Rest. Der VNQ6040S-E schaltet anscheinend aber steiler. Mal rechnen 0.5 V/µs = 24µs bei 12V. Na das ginge ja noch, das ist identisch zum VNE5.
KLaus schrieb: > Conny G. schrieb: >> Gibt's auch Smart Switches, denen ich eine max Strom Vorgabe machen kann >> und sie dann in Overload/Fehler gehen? > > IR3313 z.B. schaltet bei einem, über den Widerstand einstellbaren Strom > ab. Ob dir das reicht? > > MfG Klaus Ja, der sieht gut aus, der ist nur so smart wie ich es brauche. Da entfiele das ganze Sense-Spektakel. Dem sag ich einfach wieviel Strom und dann schaltet er bei Übertemperatur und Überstrom ab - das ist prima. Hat auch langsame Schaltflanken von 50-60µs. Der könnte nur kein PWM, aber dafür ist sonst schön simpel.
Conny G. schrieb: > Spass :-) Ja. Dann koppelt man noch die eigentliche Lichtanforderung von dem physikalischen Kanal ab und kann die Lichtfunktionen frei auf alle HighSide-Switches legen. Bei dem einen blinken dann die roten Rückleuchten anstelle von gelben Blinkern, der andere ist in einem Rechtslenkerland, da leuchtet dann die Nebelschlussleuchte auf der anderen Seite, ... Spannendes Thema. Conny G. schrieb: > Unklar ist mir noch die EMV - ich plante ja ursprünglich die Flanken > sanft zu machen um Abstrahlung im Ansatz geringstmöglich zu machen. Nein, das wollen wir nicht :-) Ich kenne keinen Fall, in dem eine PWM, die auf einem HighSide möglich ist (also vielleicht bis zu ca. 200 Hz) zu einem Problem geführt hat. Verschleift man die Flanken, steigt logischerweise auch die Verlustleistung im HighSide. Und irgendwann käme man dann auch aus der SOA des MOSFETs heraus. > Das ist einer dieser "Voodoo"-Bereiche, wo einem kaum einer eine > wirklich gute Antwort geben kann, aber alle argumentieren mystisch herum > ... Und selber messen ist auch nicht so trivial. > Eigentlich muss man da mal in das ganze Messprozedere reingehen um mal > wirklich zu erfahren, was da passiert. Anders rum. Die Frage ist, warum Sie sich mit dem Thema privat beschäftigen. Haben Sie spezielle Anforderungen? Ich rate Ihnen, das Gerät als erstes Muster in der EMV-Kammer zu vermessen, wenn Sie EMV-Anfrderungen haben. Dann sieht man ja, ob und wo Ihre Störer liegen und wie weit diese vom EMV-Grenzwert entfernt sind. Hoffentlich unter dem Grenzwert :-) Spaß beiseite: Ich kenne keine Lichtapplikation, bei der man am HighSide EMV-Optimierungen durchgeführt hat, weil es eben nicht notwendig war. EMV-kritische Bereiche, die in EMV-Anforderungen eingehen, starten sowieso ab/bei ca. 100/150kHz. Da sind Ihre Overwellen/Vielfachen schon so weit runter, dass die nicht mehr stören. Was aber bei Mehrkanal-PWM-Lasten gemacht wird, ist, dass nicht alle synchron zueinander laufen, sondern etwas phasenverschoben. Das vermindert auch die Peakströme auf der Versorgungsleitung. Erhöht aber die Störfrequenz. > Der VN5E, den ich getestet habe, der macht recht sanfte Flanken > (Oszi-Bild anbei). Zwar nicht die 100µs, die ich mir vorgestellt habe, > aber 25µs für den ersten Teil (80%) und dann nochmal 100µs für den Rest. > Der VNQ6040S-E schaltet anscheinend aber steiler. Mal rechnen 0.5 V/µs = > 24µs bei 12V. Na das ginge ja noch, das ist identisch zum VNE5. Da müsste man den Hersteller anfragen, ob er das "absichtlich" so macht. 100µs sind ja nicht gerade schnell für einen MOSFET. Auf jeden Fall kenne ich keinen HighSide, dem man nachträglich durch irgendeine Art von Konfiguration bezüglich Flankensteilheit einstellen kann. Aber wer weiß, es gibt ja auch neuere komplexere HighSides. Die mögen das vielleicht können. Datenblätter und Homepages wälzen. Aber wie gesagt: Dürfte mit höchster Wahrscheinlichkeit für Sie kein Problem darstellen. Investieren Sie lieber Ihre Zeit in sinnvolle Dinge (Anforderungsmanagement, Systemdesign, ...). (Zum Beispiel beim Mikrocontroller Infineon XC/XE16x kann man die GPIO-Ausgangstreiber auf weak, medium oder strong konfigurieren. Das war das Einzige, was mir jetzt so zum Thema eingefallen ist.)
Conny G. schrieb: > Der könnte nur kein PWM, aber dafür ist sonst schön simpel. Wenn dann eher wegen der Verlustleistungen. Die 50-60µs suggerieren ja doch eine gewisse PWM-Fähigkeit. Wird aber durch die Thermik unterbunden.
dghdh schrieb: > Conny G. schrieb: >> Der könnte nur kein PWM, aber dafür ist sonst schön simpel. > > Wenn dann eher wegen der Verlustleistungen. > Die 50-60µs suggerieren ja doch eine gewisse PWM-Fähigkeit. > Wird aber durch die Thermik unterbunden. Hier meinte ich eigentlich: da muss ich das PWM noch selbst machen. Ansonsten ist mir das auch aufgefallen: 7A continuous könnte er ohne zusatzliche Kühlmaßnahmen. Aber die Schaltenergie käme on top. Da muss ich mal nachrechnen, was bei 200+x Schaltvorgängen pro Sekunde zusammenkommt. Rund 7mJ pro Ein/Aus, 200x pro Sekunde, 1.4 Watt, wenn ich richtig gerechnet habe. Das wären also bei 60 Grad/W nochmal 84 Grad extra. D.h. 7A plus 200 Hz PWM geht nicht so ohne Weiteres, die die 7A bei 60 Grad/W (dpak) als Maximum angegeben sind.
dghdh schrieb: > Conny G. schrieb: >> Unklar ist mir noch die EMV - ich plante ja ursprünglich die Flanken >> sanft zu machen um Abstrahlung im Ansatz geringstmöglich zu machen. > > Nein, das wollen wir nicht :-) Ich kenne keinen Fall, in dem eine > PWM, die auf einem HighSide möglich ist (also vielleicht bis zu ca. 200 > Hz) zu einem Problem geführt hat. Verschleift man die Flanken, > steigt logischerweise auch die Verlustleistung im HighSide. > Und irgendwann käme man dann auch aus der SOA des MOSFETs heraus. Ok. >> Das ist einer dieser "Voodoo"-Bereiche, wo einem kaum einer eine >> wirklich gute Antwort geben kann, aber alle argumentieren mystisch herum >> ... Und selber messen ist auch nicht so trivial. >> Eigentlich muss man da mal in das ganze Messprozedere reingehen um mal >> wirklich zu erfahren, was da passiert. > > Anders rum. Die Frage ist, warum Sie sich mit dem Thema privat > beschäftigen. Haben Sie spezielle Anforderungen? Ich rate Ihnen, das > Gerät als erstes Muster in der EMV-Kammer zu vermessen, wenn Sie > EMV-Anfrderungen haben. Dann sieht man ja, ob und wo Ihre Störer > liegen und wie weit diese vom EMV-Grenzwert entfernt sind. Hoffentlich > unter dem Grenzwert :-) Ja, das würde ich schon interessieren. > Spaß beiseite: Ich kenne keine Lichtapplikation, bei der man am HighSide > EMV-Optimierungen durchgeführt hat, weil es eben nicht notwendig war. > > EMV-kritische Bereiche, die in EMV-Anforderungen eingehen, starten > sowieso > ab/bei ca. 100/150kHz. > Da sind Ihre Overwellen/Vielfachen schon so weit runter, dass die nicht > mehr stören. Ok. > Was aber bei Mehrkanal-PWM-Lasten gemacht wird, ist, dass nicht > alle synchron zueinander laufen, sondern etwas phasenverschoben. > Das vermindert auch die Peakströme auf der Versorgungsleitung. > Erhöht aber die Störfrequenz. Ja, so manches Schaltnetzteil brummt beträchtlich ohne dickes LC am Eingang. >> Der VN5E, den ich getestet habe, der macht recht sanfte Flanken >> (Oszi-Bild anbei). Zwar nicht die 100µs, die ich mir vorgestellt habe, >> aber 25µs für den ersten Teil (80%) und dann nochmal 100µs für den Rest. >> Der VNQ6040S-E schaltet anscheinend aber steiler. Mal rechnen 0.5 V/µs = >> 24µs bei 12V. Na das ginge ja noch, das ist identisch zum VNE5. > Da müsste man den Hersteller anfragen, ob er das "absichtlich" so > macht. 100µs sind ja nicht gerade schnell für einen MOSFET. Würde ich vermuten, denn die Anwendung ist ja offensichtlich und es will sich nicht jeder Anwender der Switches mit der Abschwächung der Flanken beschäftigen. > Auf jeden Fall kenne ich keinen HighSide, dem man nachträglich durch > irgendeine Art von Konfiguration bezüglich Flankensteilheit > einstellen kann. Aber wer weiß, es gibt ja auch neuere komplexere > HighSides. Die mögen das vielleicht können. > Datenblätter und Homepages wälzen. > Aber wie gesagt: Dürfte mit höchster Wahrscheinlichkeit für Sie kein > Problem darstellen. > Investieren Sie lieber Ihre Zeit in sinnvolle Dinge > (Anforderungsmanagement, Systemdesign, ...). Ok :-)
Conny G. schrieb: > dghdh schrieb: >> Conny G. schrieb: >>> Der könnte nur kein PWM, aber dafür ist sonst schön simpel. >> >> Wenn dann eher wegen der Verlustleistungen. >> Die 50-60µs suggerieren ja doch eine gewisse PWM-Fähigkeit. >> Wird aber durch die Thermik unterbunden. > > Hier meinte ich eigentlich: da muss ich das PWM noch selbst machen. "Das"? Eher "die" Pulsweitenmodulation. :-) Ansonsten richtig. Aber eine PWM hinzubekommen, die den HighSide überhaupt ausreizen kann, ist auch kein Problem. Das wird üblicherweise (sogar) in SW gemacht. > Ansonsten ist mir das auch aufgefallen: 7A continuous könnte er ohne > zusatzliche Kühlmaßnahmen. > Aber die Schaltenergie käme on top. Da muss ich mal nachrechnen, was bei > 200+x Schaltvorgängen pro Sekunde zusammenkommt. > Rund 7mJ pro Ein/Aus, 200x pro Sekunde, 1.4 Watt, wenn ich richtig > gerechnet habe. > Das wären also bei 60 Grad/W nochmal 84 Grad extra. > D.h. 7A plus 200 Hz PWM geht nicht so ohne Weiteres, die die 7A bei 60 > Grad/W (dpak) als Maximum angegeben sind. Na sowas. Das hat sich wohl nicht großartig geändert :-) Ich sag' ja, 200Hz ist so ungefähr das Maximum bei gängigen HighSides. Niemand wird die Last mit einer PWM-Frequenz anfahren, die gar nicht notwendig ist. Und da mit HighSides klassischerweise Licht angesteuert wird, und das auch klassischerweise als Halogenbirne, braucht man auch keine 200Hz. Und dann passt das auch am Schluss wieder: Glühbirnen mit höherem Strom aber tieferer PWM-Frequenz oder LEDs mit weniger Strom und höherer PWM-Frequenz. Da erkennt man, dass so Bauteile schon über Jahre an den Einsatzzweck optimiert wurden (Preis!). Sicher könnte man jetzt einen HighSide mit weniger R_DS,ON nehmen, aber wenn der auch mit ~100µs einschaltet (wovon ich ausgehe, dass das nicht wesentlich unterschiedlich ist), dann bleiben die dynamischen Verluste so hoch und alleine die sind schon undiskutabel. Ich weiß ja nicht, wie Sie z.B. alleine die statischen Verluste berechnet haben (zusammen mit der thermischen Betrachtung natürlich). Ich gehe aber davon aus, dass auch hier Optimierungspotenzial vorhanden ist. Zeigen Sie doch mal Ihre Beispielrechnung für die 7A statisch bei Ihrem Bauteil. Nebenbei: "Ohne zusätzliche Kühlmaßnahmen" geht hier sowieso nie was. Das IC wird als SMD-Bauteil auf die Platine gelötet und wird durch diese gekühlt. Das IC hängt ja nicht einfach so ein der Luft.
Conny G. schrieb: > Ja, so manches Schaltnetzteil brummt beträchtlich ohne dickes LC am > Eingang. Verstehe ich jetzt nicht. Akustisches Brummen? Das hat nichts mit dem Filter primärseitig zu tun. Die Peakströme sollten idealerweise aus den Primärkondensatoren kommen. Das L davor schwächt hier noch einmal die Peakströme und Spannungsrippel auf der Versorgungsleitung so dass die leitungsgebundenen Störungen vermindert werden. Als Pi-Filter (CLC) dann auch in beiden Richtungen sehr beliebt. Brummen tut da normalerweise gar nichts. Vielleicht ein/der Trafo bei höherer Belastung.
Conny G. schrieb: > Würde ich vermuten, denn die Anwendung ist ja offensichtlich und es will > sich nicht jeder Anwender der Switches mit der Abschwächung der Flanken > beschäftigen. Was auch gar nicht praktikabel geht. Oder haben Sie hier eine Idee? Nein, am Eingang des Switches kann man kein RC einbauen :-) Der HighSide schaltet von sich aus immer hart ein bei VIN low/high. Die Flanke müsste man sonst nach dem Switch machen. Viel Spaß.
Conny G. schrieb: > Ok :-) Vielleicht haben Sie ja eher noch einen kleinen Schaltregler (3,3V-Buck oder so) an Bord, der könnte Sie eher EMV-seitig nerven. Liegt ja dann auch schön im EMV-relevanten Messbereich.
dghdh schrieb: > Ich sag' ja, 200Hz ist so ungefähr das Maximum bei gängigen HighSides. > Niemand wird die Last mit einer PWM-Frequenz anfahren, die gar nicht > notwendig ist. > Und da mit HighSides klassischerweise Licht angesteuert wird, und das > auch klassischerweise als Halogenbirne, braucht man auch keine 200Hz. > > Und dann passt das auch am Schluss wieder: Glühbirnen mit höherem > Strom aber tieferer PWM-Frequenz oder LEDs mit weniger Strom und > höherer PWM-Frequenz. Die Schaltung entsteht für 2 Einsatzzwecke: a) (bis zu) 12 LED-Downlights à 7W / 0,6A einzeln dimmen. Optional sollten die Kanäle auch Halogen-Spots bis 50W können, damit die Platine universell einsetzbar ist. b) indirekte Beleuchtung durch LED-Streifen. 250W / 12V, also 20A. In 4 Kreise/Abschnitte unterschiedlicher Länge aufgeteilt, das Max dürfte bei 6-7A liegen. Das Ganze für 2 Räume, also 6 Platinen, jeder Raum 3. Die Schaltungen werden mit DMX angesteuert und hängen als Kette hintereinander. Aus diesen Gründen würde ich 7A / 250 Hz pro Kanal realisieren wollen, wobei diese Spitze nur bei einzelnen der 30 Kanäle erforderlich wäre, sonst komme ich mit um die 4,5A + Einschaltstrom Halogen aus. Man könnte natürlich für diese Sonderfälle von 7A auch 2 Kanäle parallel verwenden. Würde sowieso passen - die 20A sind in 4 Kreise verschiedener Leistung geteilt, dann hängen halt die größten 2 an je 2 Mosfets und alle 6 FETs der Platine sind genutzt. > Ich weiß ja nicht, wie Sie z.B. alleine die statischen Verluste > berechnet haben (zusammen mit der thermischen Betrachtung natürlich). > Ich gehe aber davon aus, dass auch hier Optimierungspotenzial vorhanden > ist. Zeigen Sie doch mal Ihre Beispielrechnung für die 7A statisch > bei Ihrem Bauteil. Die Rechnung für die Verlustleistung ist hier: Beitrag "Review von Schaltung und Routing" Ich habe die auch noch irgendwo in einem Excel Sheet detaillierter. Habe gerade gesehen, dass ich die Schaltverluste auf 0,5W berechnet hatte, oben bei dem IR3313 kam ich aber auf 1.4W. Mmmh. > Nebenbei: "Ohne zusätzliche Kühlmaßnahmen" geht hier sowieso nie was. > Das IC wird als SMD-Bauteil auf die Platine gelötet und wird durch > diese gekühlt. Das IC hängt ja nicht einfach so ein der Luft. Ja, ich meinte natürlich "Kühlkörper". Klar, dass die dpak durch das Kupfer/die Platine gekühlt werden.
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Aus dem Bauch raus sollte man maximal 1W Verlustleistung in Summe pro IC haben. Es ist natürlich schwieriger bis unmöglich ein System ausreichend zu optimieren, wenn die Lastströme durch die stark unterschiedlichen Lasten so weit auseinander liegen. Einfach mal die Worst-Case-Situationen durchrechnen. => Der R_DS,ON erhöht sich unter Temperatur noch. Faustregel: Ungefähr Faktor 2 zwischen Raumtemperatur und maximal erlaubter Temperatur (150°C). Die Kühlleistung einer Platine ist sehr schwer abschätzbar. Sie wird sich standardmäßig irgendwo zwischen ~10K/W bis ~40K/W bewegen. Kuperdicke, Kuperfläche, Layeranzahl, thermal Vias, Stecker, die Wärme abführen, ...
Conny G. schrieb: > Die Rechnung für die Verlustleistung ist hier: Die gilt jetzt aber nicht mehr für die SMD-Variante. Mal anpassen.
dghdh schrieb: > Aus dem Bauch raus sollte man maximal 1W Verlustleistung in Summe pro IC > haben. Dann käme ich aber mit keinem der Mosfets auf irgendwas 5+ Ampere plus 250 Hz Pwm? > Es ist natürlich schwieriger bis unmöglich ein System ausreichend > zu optimieren, wenn die Lastströme durch die stark unterschiedlichen > Lasten so weit auseinander liegen. > Einfach mal die Worst-Case-Situationen durchrechnen. Die Spitze von 7A könnte man ja schon mal rausnehmen. Dann haben wir noch 5A als Maximum. Die wären aber wichtig, sonst müsste man bei Halogenspots den Kompromiss machen, dass nur bis 35W geht, das wäre schade. > => Der R_DS,ON erhöht sich unter Temperatur noch. > Faustregel: Ungefähr Faktor 2 zwischen Raumtemperatur und maximal > erlaubter Temperatur (150°C). Da würde ich gar nicht erst hin wollen. Ich hätte mir das Ziel gesteckt eine maximale Gehäusetemperatur der FETs von 100 Grad zu haben. Fühle mich nicht wohl damit die Bauteile dauerhaft an der Grenze zu betreiben. > Die Kühlleistung einer Platine ist sehr schwer abschätzbar. > Sie wird sich standardmäßig irgendwo zwischen ~10K/W bis ~40K/W bewegen. > Kuperdicke, Kuperfläche, Layeranzahl, thermal Vias, Stecker, die Wärme > abführen, ... Bei den HPaks des Smart Switches, den ich gerade testete sind es die Kupferpads, die die Kühlung treiben. Wenn ich mich recht erinnere verringert sich der Wärmewiderstand auf die Hälfte bei 8qcm statt 2.
Die dpak-Variante des IR3313 ist irgendwie schwer zu bekommen. Hab noch keine Bezugsquelle mit sofortiger Verfügbarkeit gefunden.
dghdh schrieb: > Die Kühlleistung einer Platine ist sehr schwer abschätzbar. > Sie wird sich standardmäßig irgendwo zwischen ~10K/W bis ~40K/W bewegen. > Kuperdicke, Kuperfläche, Layeranzahl, thermal Vias, Stecker, die Wärme > abführen, ... Man könnte noch eine Alu-Platine nehmen. Die ist aber bestimmt recht teuer, hab ich mir noch nie angesehen. Bestimmt teurer als ein Kühlkörper für 3 Euro.
Conny G. schrieb: > Da würde ich gar nicht erst hin wollen. Ich hätte mir das Ziel gesteckt > eine maximale Gehäusetemperatur der FETs von 100 Grad zu haben. Fühle > mich nicht wohl damit die Bauteile dauerhaft an der Grenze zu betreiben. Ja, hat ja auch keiner gesagt, dass das das Ziel ist :-) 100 Grad wo, am Tab? Der Die ist dann unwesentlich wärmer. Aber eigentlich rechnet man sich das von der maximal zu erwartenden Umgebungstemperatur aus, nicht anders rum. Conny G. schrieb: > Man könnte noch eine Alu-Platine nehmen. Die ist aber bestimmt recht > teuer, hab ich mir noch nie angesehen. > Bestimmt teurer als ein Kühlkörper für 3 Euro. Und in sich auch sinnfrei. Man kommt bestimmt auch mit einer normalen Platine aus. Ordentlich Kupfer verwenden, schön mit thermal Vias arbeiten und wenn man noch die Chance hat, die Wärme entweder in ein Metallgehäuse (durch die Verschraubung) zu ziehen oder z.B. in den angeschlossenen Kabelbaum. Der kühlt auch ganz ordentlich. Was soll denn die maximale Umgebungs-/Betriebstemperatur des Gerätes sein?
Conny G. schrieb: > Dann käme ich aber mit keinem der Mosfets auf irgendwas 5+ Ampere plus > 250 Hz Pwm? Das sind doch dann die Angaben für eine Halogenbirne? Wozu brauchen Sie hier 250Hz? Sehen Sie Ihre Glühbirnen zu Hause bei 50Hz auch flackern? Die PWM-Frequenz so niedrig wie möglich wählen. Dann kann man noch durch taktisches Belegen der HighSides (Layout) die Wärme verteilen, wenn man nicht NUR Halogen nutzt, sondern einen Mischbetrieb, usw. Deswegen war ja der Tipp, erst mal einfach nur ohne PWM die Rechnung aufzustellen für den einen und den anderen Betriebsfall und dadurch einen passenden HighSide zu finden. Kommt PWM noch hinzu, weiß man aber schon, dass es kein HighSide mit größeren R_DS,ON wird, sondern weniger. Die statischen und dynamischen Verluste müssen sowieso berechnet werden. Excel-Tabelle mit Formeln hinterlegt. => maximale Umgebungstemperatur => statische Verlustleistung (Linearisierung des R_DS,ON einarbeiten) => dynamische Verlustleistung => eingesetzter HighSide => R_th,jc => Rth der Platine, kann man ja mal mit 40K/W anfangen, das ist sehr konservativ => maximal erlaubte Die-Temperatur (...) Dann kann man damit wunderbar spielen.
Conny G. schrieb: > Schaue ich mir nun am Oszi die Kurve von Current Sense für die > Halogenbirne an, dann fängt die mit 8 V an. > Kann sein, dann wäre der Einschaltstrom (wahrscheinlich begrenzt vom > Smart Switch) knapp 14A - absolut möglich. > > Aber: 8V an CS heisst eigentlich: Fehler. > Wieso kann ich dann hier bis 8V an CS erhalten? Weil Du beim Einschalten mit kalter Glühwendel einen "Kurzschluß" erkennst. Das ist normal und schadet auch nicht. Bei Glühobst blendet man die ersten 200ms aus und startet mit der Diagnose erst danach. Bei LEDs kann man sofort loslegen. Der Treiber ist dauerkurzschlußfest. Deine SW muss nur eine Überhitzung der Leiterplatte verhindern. > Wie passt das jetzt mit obigen Messungen zusammen, wieso 5V max, wenn > ich 8V hatte? 5 V ist die maximale compliance der Stromquelle. Das was Du mit Isense * R am Widerstand siehst. Die 8V kommen aus einem der Stromquelle parallel geschalteten MOSFET, der das Fehlersignal generiert.
soul eye schrieb: > Der Treiber ist dauerkurzschlußfest. Deine SW muss nur eine Überhitzung > der Leiterplatte verhindern. Ist er leider nicht. Deswegen muss man sich in der Software Gedanken über eine passende Fehlerbehandlung und Wiedereinschaltstrategie machen.
soul eye schrieb: > Conny G. schrieb: >> Aber: 8V an CS heisst eigentlich: Fehler. >> Wieso kann ich dann hier bis 8V an CS erhalten? > > Weil Du beim Einschalten mit kalter Glühwendel einen "Kurzschluß" > erkennst. Das ist normal und schadet auch nicht. Ja, ich weiß. Der Einschaltstrom von Glühlampen im kalten Zustand ist (bis zu) 10x dem Strom im warmen Zustand. >> Wie passt das jetzt mit obigen Messungen zusammen, wieso 5V max, wenn >> ich 8V hatte? > > 5 V ist die maximale compliance der Stromquelle. Das was Du mit Isense * > R am Widerstand siehst. Die 8V kommen aus einem der Stromquelle parallel > geschalteten MOSFET, der das Fehlersignal generiert. Ok, jaa, so ist das klar, wo der "Konflikt" herkommt. Ich sorge also mit der Einstellung des Messbereichs mit Rsense dafür, dass sich die Bereiche nicht überlappen. Ich kann sonst eben nicht unterscheiden, was ein Fehler ist und was einfach nur ein hoher Strom.
dghdh schrieb: > Conny G. schrieb: >> Dann käme ich aber mit keinem der Mosfets auf irgendwas 5+ Ampere plus >> 250 Hz Pwm? > > Das sind doch dann die Angaben für eine Halogenbirne? > Wozu brauchen Sie hier 250Hz? > Sehen Sie Ihre Glühbirnen zu Hause bei 50Hz auch flackern? > Die PWM-Frequenz so niedrig wie möglich wählen. Die 250 Hz brauche ich bei Halogenbirnen natürlich nicht. Aber ich hatte nicht vor die PWM-Frequenz nach Last zu differenzieren, sonst müsste ich die Schaltung jeweils auf die Last abstimmen. Die soll aber einfach für beides funktionieren. Ansonsten gibt es besagte LED-Streifen mit 250W, die über eine Platine dieser Art abgefackelt werden soll, da haben wir auch 20A/4 Stromkreise = 5A im Durchschnitt. > Dann kann man noch durch taktisches Belegen der HighSides (Layout) > die Wärme verteilen, wenn man nicht NUR Halogen nutzt, sondern > einen Mischbetrieb, usw. Die Platine soll universell sein, also einfach 5A / 250 Hz PWM pro Kanal können (wenn ich mal zur Vereinfachung die 7A aufgebe). > Deswegen war ja der Tipp, erst mal einfach nur ohne PWM die Rechnung > aufzustellen für den einen und den anderen Betriebsfall und dadurch > einen passenden HighSide zu finden. > Kommt PWM noch hinzu, weiß man aber schon, dass es kein HighSide mit > größeren R_DS,ON wird, sondern weniger. > Die statischen und dynamischen Verluste müssen sowieso berechnet > werden. Excel-Tabelle mit Formeln hinterlegt. > > => maximale Umgebungstemperatur > => statische Verlustleistung (Linearisierung des R_DS,ON einarbeiten) > => dynamische Verlustleistung > => eingesetzter HighSide > => R_th,jc > => Rth der Platine, kann man ja mal mit 40K/W anfangen, das ist sehr > konservativ > => maximal erlaubte Die-Temperatur > (...) > > Dann kann man damit wunderbar spielen. Ich habe ein Excel, das so rechnete (kann man verschiedene Mosfets wählen): Annahmen: MOSFET IRL34N Rds_on: 0,046 Ohm R_ja: 62 K/Watt R_jc: 2,2 K/Watt Ta: 50 Grad Tj_max: 100 Grad V_ds: 12V I_ds: 7A PWM-Freq: 200Hz Duty Cycle: 100% t_on: 100µs (Schaltzeit mit Verzögerung auf 100µs) davon der Anteil der Schaltverluste produziert (wenn man den typischen Schaltverlauf zugrundelegt): t_sw: 50µs Rechnungen: P_const = I^2 * R = 7A 7A 0,046 Ohm * 100% = 2,25 W (Konstantstrom) P_switch = ((V_ds * I_ds)/2) t_sw 200 * 2 = 0,84 W P_diss = 2,25 W + 0,84 W = rund 3,1 W Und das ist jetzt die Obergrenze für 99% Duty Cycle (fast vollständig Konstantstrom plus Schaltverluste) T_j_ohne_Kuehl = P_diss * R_ja + T_a = 3,1W * 62 K / W + 50 Grad = 242 Grad -> zuviel Daraus ausgerechnet, dass Rja_max 14 K/W sein darf und noch verschiedene Kühlkörper berechnet. Ich habe übrigens tatsächlich einen Rechenfehler bei der Schaltleistung entdeckt, die Schaltenergie wurde nicht x2 genommen, so kamen ursprünglich nur 0,4W raus, nicht 0,8W. Und dier IRL34N hat ja offensichtlich einen recht hohen R_ds_on. Ich rechne das heute Abend mal mit dem Kandidaten oben.
Den ganzen Spass jetzt mit dem IR3313 gerechnet: MOSFET Charakteristik: Rds_on: 8,5 mOhm bei 100 Grad Junction-Temperatur Rj_a: 60 K/W (ohne Kühlpad) Rj_c: 0,7 K/W Eon_off: 7 mJ (so im DB, abhängig von V und I??) Tj_max: 150 C Sonstige Vorgaben: Ta: 50 C Tj_max_ziel: 100 C Ids: 7 A Vds: 12 V PWM: 200 Hz Eon_off: 7 mJ Verlustleistung: P_rdson: 0,42 W P_sw: 1,40 W P_diss: 1,82 W daraus folgt die Temperatur: Tj: 159 C (ohne Kühlkörper) D.h. bei 7A kommt dieser Mosfet über die höchste Junction-Temperatur. Bei 5A kommt er auf 147 Grad Junction-Temperatur. Wobei ich hier das erste Mal mit Schaltenergie in mJ rechne. Was mich da gerade wundert, dass im Datenblatt das nicht abhängig vom Strom angegeben ist. Oder rechnet sich das aus der Angabe von "Vds 14V, resistive load 0,5 Ohm" linear um? Dann würde die Switching Energy auch nochmal um 0,4W geringer und die Junction-Temperatur käme bei 123 C heraus -> Ok! Nun gibt man dem dpak noch einen größeren Footprint von 8 cm^2, dann geht der Wärmewiderstand Rja von 60 auf ca. 35, dann haben wir: - bei 7A ein Tj von 114 C - bei 5A ein Tj von 93 C D.h. der IR3313 verkraftet das, was ich von ihm will, wenn man ihm ein ordentliches Kühlpad gibt. Richtig gerechnet?
Conny G. schrieb: > MOSFET Charakteristik: > Rds_on: 8,5 mOhm bei 100 Grad Junction-Temperatur und Conny G. schrieb: > daraus folgt die Temperatur: > Tj: 159 C (ohne Kühlkörper) beißen sich dann ein wenig. Da wären dann mindestens 13,5mOhm drin. Bei P_SW komme ich überschlagsweise auf 1,68W. Ansonsten könnte man sich die tatsächlichen Schaltverluste auch mittels Oszilloskop ausmessen. Dann weiß man es genau. Der IR3313 hat meiner Ansicht nach nur den Nachteil, dass man sowohl den I_LIM als auch den I_CS über einen einzigen Widerstand kombiniert handhaben muss. Außerdem brauchen Sie das Feature mit dem Abschalten gar nicht. Nicht, dass es dadurch sogar zu Falschfehlern kommt.
dghdh schrieb: > Conny G. schrieb: >> MOSFET Charakteristik: >> Rds_on: 8,5 mOhm bei 100 Grad Junction-Temperatur > und > Conny G. schrieb: >> daraus folgt die Temperatur: >> Tj: 159 C (ohne Kühlkörper) > beißen sich dann ein wenig. > Da wären dann mindestens 13,5mOhm drin. Das stimmt, da habe ich abgekürzt. Die Grenze beim Strom fällt damit noch ein Stück. Bauchgeschätzt müsst es mit großem Kühlpad trotzdem passen. > Bei P_SW komme ich überschlagsweise auf 1,68W. Mmh, wie gerechnet? Die Millijoule-Angabe hatte ich noch nicht, wie rechne ich mit der? Wie rechne ich Strom/Spannung ein? Einfach proportional um? (Habe vorhin aber gelesen ein Anteil der Schaltverlust ist interne Umladung der Kapazitäten, das wäre ja flat und nicht leistungsabhängig...) > Der IR3313 hat meiner Ansicht nach nur den Nachteil, dass > man sowohl den I_LIM als auch den I_CS über einen einzigen > Widerstand kombiniert handhaben muss. > Außerdem brauchen Sie das Feature mit dem Abschalten > gar nicht. Nicht, dass es dadurch sogar zu Falschfehlern > kommt. Er hat v.a. den Nachteil, dass er nicht verfügbar ist, jedenfalls nicht für Kleinfrickler. Versuchte gerade eine Bezugsquelle zu ermitteln, nix gefunden, keiner hat ihn auf Lager. Oder Mindestmenge 800 Stück, das ist mir dann doch ein bisschen zuviel. Erstmal. Habe gerade auch den coolen-SPI-Quad-Channel-Treiber, VNQ6004SA-E Quad Channel High Side Driver, recherchiert - auch keine Bezugsquellen, nichtmal auf st.com. Ist der noch so neu? (Datenblatt von Feb 2014)
Der sieht als Alternative auf den ersten Blick ganz gut aus: http://www.irf.com/part/_/A~AUIR3320S Hat eine immens lange Schaltzeit von 100µs. Verfügbar ab 1 Stück bei Mouser, € 2,27 ab 10 Stück.
Conny G. schrieb: > Habe gerade auch den coolen-SPI-Quad-Channel-Treiber, VNQ6004SA-E Quad > Channel High Side Driver, recherchiert Vor allem teilen sich dann die thermische Performance die vier Kanäle... Aufpassen bei der Berechnung. Conny G. schrieb: > Der sieht als Alternative auf den ersten Blick ganz gut aus: > http://www.irf.com/part/_/A~AUIR3320S > > Hat eine immens lange Schaltzeit von 100µs. Eine kürzere Schaltzeit käme Ihnen thermisch zugute. Da schwebt immer noch diese EMV-Angst bei Ihnen rum... Der AUIR3320S hätte den netten Vorteil, dass zumindest der R_DS,ON bei nur 9mOhm maximal und 125°C Tj liegt. Laut Datenblatt dann zum Vergleich 6mOhm * 1,6 = 9,6mOhm bei Tj=150°C.
Nochmal ein bisschen nach Alternativen recherchiert, der gefällt mir sehr gut: Infineon BTS3256 http://www.infineon.com/dgdl/Infineon-BTS3256-DS-v01_00-en.pdf?fileId=db3a304320d39d590121a175cad77b78&ack=t 10-20mOhm Schutz bzgl. Overload, Kurzschluss, Übertemperatur Fehlerfeedback über IN-Pin Pin zu Einstellung der Slew Rate / Schaltzeit von 11 bis 85µs (sieht sogar nach stufenlos aus). € 2,06 ab 10 Stück (Mouser) Ich glaube den muss ich mal testen! Infineon-Datenblätter sind ja echt ausführlich und angenehm.
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