Hallo, ich habe mal wieder ein Problem. Und zwar habe ich ein Hochpass 2. Ordnung in MLF-Struktur dimensioniert und simuliert. Allerdings erhalte ich bei höheren Frequenzen (10 kHz) eine Überhöhung und eine gleichzeitige Phasenverschiebung, sodass keine wirkliche Phasenreserve mehr gegeben ist. Jetzt habe ich in einem PDF gelesen, dass Filter in MLF-Struktur immer stabil sind. Stimmt das? Würde ja dann nicht mit meinen Simulationen übereinstimmen. Im Fall der Instabilität, wie könnte ich durch äußere Beschaltung kompensieren? Lead-Lag-Kompensation?! Grüße, Julian
Hänge mal deine Simulationsdatei (.asc falls es LTspice war) an deine nächste Antwort.
Ich habe euch jetzt einmal den Schaltplan mit angehängt. Vermuten tue ich , dass die zweite Grenzfrequenz des OPVs erreicht wird und die Phasenreserve durch eine weitere Phasendrehung aufgebraucht wird.
Hallo Julian, Ein MFB-Hochpass Filter ist eine ganz schlechte Idee, da der Opamp-Ausgang rein kapazitiv belastet wird und der Generator praktisch im Kurzschlussbetrieb arbeitet. Nimm eine andere Filterstruktur für den Hochpass. Im Anhang die Schaltung für eine Simulation mit LTspice. LTspice gibt es kostenlos von www.linear.com Nachtrag Der LMV771 kann keine +/-3,3V. Siehe Datenblatt. Gruß Helmut
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Danke schonmal für deine schnelle Antwort:) Das würde bedeuten, dass auch eine Sallen-Key-Struktur nicht angebracht wäre. Was wäre denn für diesen Filter an Kompensation am sinnvollsten? Nachfolgend kommt ein Tiefpass, sodass die Frequenz, bei dem der Hochpass droht instabil zu werden, schon stark gedämpft wird. Oder ändert das am Schwingen nicht mehr viel?
Der Sallen-Key Hochpass hat dieses Problem nicht, Sallen-Key Schaltung hier: http://www.dr-seifert-online.de/Downloads/NichtinvSallenandKeyTiefHochpass.pdf Im Anhang die Schaltung für LTspice. Die Bauteilwerte stammen im Prinzip von Filterlab. Ich habe dann deren C von 820uF auf 10uF geändert und die Widerstandswerte entsprechend skaliert und "gerundet". (R*C gleich lassen.)
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Ah dann habe ich mich verkuckt. Das war dann ein Tiefpass in Salen-Key-Struktur, der die Kapazität in der Rückkopplung hat. Gibt es dennoch eine Möglichkeit den Hochpass in MLF-Struktur umzusetzen, ohne dass Instabilität droht?
> Gibt es dennoch eine Möglichkeit den Hochpass in MLF-Struktur umzusetzen, ohne dass Instabilität droht? Der MFB Hochpass ist eine Fehlkonstruktion bezüglich praktischer Realisierung. Leider wird das in der Fachliteratur nicht erwähnt. Deshalb fallen viele dann in diese Falle. Hier ein Link zu einer anderen Diskussion über Filter im Forum. Beitrag "Aktiver Hochpass 2. Ordnung (Multiple Feedback) wie Bauteile bestimmen?"
Da sieht man doch immer wieder wie weit Theorie und Praxis auseinander gehen. Verstehe echt nicht, warum Bücher sowas nicht in einem kleinen Satz erwähnen können. Ich danke dir schonmal für deine Hilfe:)
>Gibt es dennoch eine Möglichkeit den Hochpass in MLF-Struktur >umzusetzen, ohne dass Instabilität droht? Es gibt im wesentlichen zwei Gründe, warum MFB-Filter (Tiefpaß und Bandpaß) eingesetzt werden: Durch die invertierende Beschaltung erhält man eine verschwindende Gleichtakteingangsspannung. Das kann besonders niedrigen Klirr bedeuten. Zusätzlich vermeidet man noch andere Probleme, die mit der endlichen CMRR zusammenhängen. Der zweite Grund ist, daß man auch Nicht-RRIO-OPamps verwenden kann, ohne den Gleichtakteingangsspannungsbereich zu überschreiten, korrekte Dimensionierung vorausgesetzt. Ja, man kann den MFB-Hochpaß theoretisch stabilisieren und die "phase margin" wieder etwas aufpolieren, indem man den Ausgang des OPamp über einen niederohmigen Widerstand von der Gegenkopplung "isoliert". Ein solcher Widerstand sollte auch in den Ausgang des treibenden Verstärker dieses Filters eingefügt werden. In der Regel weichen die Filtereigenschaften dann aber mehr oder weniger stark vom idealen Verlauf ab. Letztlich bleibt der MFB-Hochpaß aber trotzdem eine Fehlkonstruktion, weil für schnelle Spannungsänderungen die beteiligten OPamps durch die Caps praktisch Kurzschlüsse an ihren Ausgängen sehen. Mir ist völlig unklar, wie dieser Filtertyp immer wieder in der Literatur besprochen wird, ohne daß die erheblichen Nachteile dieser Fehlkonstruktion auch nur mit einem Wort erwähnt werden.
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Ihr habt mir bislang sehr geholfen:) Ich habe nur noch nicht verstanden, wie ich die niederohmigen Widerstände zur Stabilisierung verbauen muss. Wie isoliere ich den OpAmp-Ausgang von meinem Rückkopplungszweig? Und was ist mein treibender Verstärker im Filter? Ich habe doch nur einen OpAmp, der auch gleich mein Verstärker ist.
>Ich habe nur noch nicht verstanden, wie ich die niederohmigen >Widerstände zur Stabilisierung verbauen muss. Habe mich absichtlich vage ausgedrückt, damit du nicht auf die Idee kommst, das auszuprobieren. Warum muß es denn unbedingt ein MFB-Hochpaß sein?? Hat dir das jemand "empfohlen"? Hast du einen Link? >Und was ist mein treibender Verstärker im Filter? Ich habe doch nur einen >OpAmp, der auch gleich mein Verstärker ist. Du hast den gezeichneten Opamp. Und dann gibt es doch eine Schaltung, die den Eingang von deinem Filter treibt. Am besten erzählst du mal in allen Details, was du überhaupt vorhast...
Es geht um eine analoge Vorverarbeitung von EKG-Signalen auf einer Elektrode. Der Hochpass soll baseline wander und Gleichspannungsoffsets aus dem EIngangssignal filtern. Bislang ist ein MLF-Hochpassfilter implementiert. Und die Frage ist, ob man den unter umständen verwenden kann, oder es einfach keinen Sinn macht. Ich kann mir bislang leider auch noch nicht genau erklären, warum der Hochpass in der Realität nicht umsetzbar ist. Die Kapazität im Rückkopplungspfad ist ja keine Last. Gibt es Paper, die sich mit dem Problem auseinander setzen? In Büchern findet man da ja nicht wirklich was.
>Ich kann mir bislang leider auch noch nicht genau erklären, warum der >Hochpass in der Realität nicht umsetzbar ist. Die Kapazität im >Rückkopplungspfad ist ja keine Last. Och, jetzt haben wir es dir so oft erklärt. Schau den Schaltplan an, den du uns gemalt hast. Dann siehst du eine direkte Verbindung von VG1 zum Ausgang von U1 durch die beiden Caps C2 und C3. VG1, und damit ja wohl der Ausgang des OPamps der hier sitzen soll, sieht also eine ganz erhebliche kapazitive Last und wird für hohe Frequenzen kurzgeschlossen. Auch der Ausgang von U1 sieht einen kapazitiven Kurzschluß und zwar ebenfalls durch C3 und C2, jetzt aber direkt in den "Ausgang" VG1. Das bewirkt bei U1 eine "phase lag" mit Aufzehrung der "phase margin", was du ja schon selbst simuliert hast und auch Helmut. Warum ich dir die englischen Ausdrücke gebe? Damit du in der anglo-amerikanischen Fachliteratur nachlesen kannst. Dort findest du genau diese Begriffe.
Jetzt werdet ihr mich wahrscheinlich hauen, aber vor meinem Hochpass sitzt ein kompensierter Impedanzwandler als hochohmige Eingangsstufe. Damit habe ich doch eigentlich keinen wirklichen Kurzschluss mehr oder?
Julian schrieb: > Jetzt werdet ihr mich wahrscheinlich hauen, Würde ich gern, ja, ist aber leider verboten... :-} > aber vor meinem Hochpass sitzt ein kompensierter > Impedanzwandler als hochohmige Eingangsstufe. Na schön. - Was tut der Impedanzwandler? - Richtig: Er wandelt die Impedanz, und zwar von hoher Eingans- auf niedrige Ausgangsimpedanz. Nimm jetzt die Gesamtschaltung her und verfolge den Signalweg: Vom Ausgang des Impedanzwandlers, der seiner Aufgabe gemäß einen niedrigen (differentiellen) Innen- widerstand hat, geht der Signalweg über C2 und C3 zum Ausgang (!) des Filter-OPV, (der auch einen niedrigen Ausgangswiderstand hat.) Zwei Ausgänge sind über (zu) niedrige Impedanzen miteinander verbunden: Ein Kurzschluss. > Damit habe ich doch eigentlich keinen wirklichen > Kurzschluss mehr oder? Mit "Kurzschluss" ist gemeint, dass der Lastwiderstand deutlich zu gering ist, so dass die Schaltung nicht mehr korrekt funktioniert. 15µF haben bei 100Hz einen Scheinwiderstand von ungefähr 100 Ohm. Das ist für die OPVs quasi ein Kurzschluss.
Da gibt es noch viel zu lernen:) Nur bei welcher Größenordnung kann ich sagen, dass die Größe meiner Widerstände in meinem Signalpfad ausreichend sind, sodass ich diesen Kurzschlussbetrieb nicht mehr habe?!
Schau dir die Simulation an. Bei 10Hz muss der Opamp bereits 1mA je Volt Eingangsspannung liefern. Siehe Bild. Somit willst du den gar nicht für viel mehr als 10Hz benutzen. Dazu benötigt sie auch noch 3 "fette" Kondensatoren statt 2. Warum willst du die schlechteste Schaltung nehmen die niemand wirklich verwendet?
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Julian schrieb: > Da gibt es noch viel zu lernen:) Ja, durchaus. Hihi! > Nur bei welcher Größenordnung kann ich sagen, dass > die Größe meiner Widerstände in meinem Signalpfad > ausreichend sind, sodass ich diesen Kurzschlussbetrieb > nicht mehr habe?! Für rein reelle (ohmsche) Widerstände gibt es mehrere recht einfache Antworten: 1) "Ohne Nachdenken: 10kOhm" (Zitat MaWin) Eine etwas pauschale, aber zutreffende Aussage. 2) Im Datenblatt nachgucken: Häufig finden sich Angaben zum Lastwiderstand; manchmal wenigstens Hinweise. Das Datenblatt zum LMV771 nimmt häufig als Beispielwerte 600 Ohm und 2kOhm. Diese Beispielwerte haben die Verfasser des Datenblattes nicht ganz ohne Grund hineingeschrieben... ;-) 3) Aus U_a_max und I_a_max ausrechnen. Gibt einen theoretischen Minimalwert, zu dem man deutlichen Abstand halten sollte. Für Kapazitäten als grobe Abschätzung: Blindwiderstand des Kondensators bei "unity gain bandwidth" ausrechnen und mit oben ermittelten Werten vergleichen. Beispiel LMV771: f = 3.5MHz, C = 15µF Xc = 1 / (2*pi*f*C) = 1 / 330 Ohm = 0.003 Ohm (!!) Scheinwiderstand ist viel zu klein --> nicht akzeptabel. Auch hier: Ins Datenblatt gucken. Tatsächlich finden sich für den LMV771 Verstärkungskurven bis 1nF. Bei 1nF und 3.5MHz ist Xc immerhin schon 45 Ohm.
Mittlerweile kommt Licht ins Dunkle:) Wir sind uns einig, die Schaltung ist nicht gerade optimal, allerdings möchte ich sie als Beispiel nutzen, um es vollends zu verstehen. Für mich ist eine Sache noch unklar. In meinem Signalpfad (Ausgang OPV des Hochpasses, C2, C3, R3, zum Ausgang des OPVs des Impedanzwandlers) habe ich die beiden Kapazitäten vom Hochpass, den differenztiellen Widerstand des Ausgangs vom OPV des Impedanzwandlers und einen Serienwiderstand mit 12 Ohm. Meine obige Simulation zeigt, dass schon der 12 Ohm Widerstand dafür sorgt, dass die Phasendrehung bei weitem nicht mehr an die 90 Grad herankommt. Wenn man jetzt den differentiellen Widerstand und die Blindwiderstände dazuzählt, steigt die Impedanz nur noch weiter. Durch die 12 Ohm und einer positiven Betriebsspannung von 1,65 V entsteht bei höheren Frequenzen (sehr geringer Blindwiderstand der Kapazitäten) ein Strom von ca. 14 mA, was doch für den OPV nicht zu viel sein sollte, oder?
>Meine obige Simulation zeigt, dass schon der 12 Ohm Widerstand dafür sorgt, >dass die Phasendrehung bei weitem nicht mehr an die 90 Grad herankommt. Leider ist deine Simulation so aber nicht korrekt. Zumindest ahnst du jetzt, warum dieser Widerstand wohl eingefügt wurde. Julian, bau die Schaltung aus der du diesen MFB-Hochpass gefunden hast, doch einfach komplett nach. Wenn die Originalschaltung zufriedenstellend funktioniert, dann wird es deine wohl auch tun. Sie ist nicht optimal, aber was solls. Da du uns keinen Link zur Originalschaltung gegeben hast, ist es müßig, hier nach einer Alternative zu suchen.
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Ihr habt mir beim Verstehen der Schaltung und den sehr offensichtlichen Schwachstellen schon sehr geholfen:) Jetzt interessiert mich aber, was an meiner Simulation falsch ist. Ich möchte ja gar nicht mit euch eine Alternative diskutieren, möchte nur verstehen, warum diese gegebene Schaltung Probleme machen kann, um später diese Fehler in meiner Schaltung nicht auch zu machen.
Die zuletzt von dir angehängte Schaltung hat doch mit dem MFB-Hochpass überhaupt nichts zu tun. Was soll diese Schaltung denn zeigen? RC-Tiefpass aber wozu? Es ging doch um das MFB-Hochpassfilter oder geht es inzwischen um etwas ganz anderes?
Die obige Schaltung hat noch immer was mit dem MLF-Hochpass zu tun. Ich habe halt noch immer nicht ganz verstanden, warum es sich um einen Kurzschluss handelt, denn der 12 Ohm Widerstand + differentielle Widerstände begrenzen den Strom aus dem OPV doch schon ganz gut, sodass der maximale Strom, der vom OPV geliefert werden kann, gar nicht erreicht wird. Dazu zeigt meine Simulation, dass sich die Phase bei 12 Ohm Widerstand nur noch um knapp 50 ° dreht. Der Schaltplan meiner Simulation enthält einen 100 Ohm Ausgangswiderstand des OPVs, die Kapazität im Rückkopplungszweig und den 12 Ohm Widerstand.
Dein Opamp davor regelt hinter den 12Ohm. Damit sieht man dahinter die 12Ohm nicht mehr. Stattdessen versucht dieser Opamp sich zu verhalten als ob er 0Ohm Ausgangswiderstand hätte. Dadurch geht der ab einer bestimmten Frequenz wegen zu viel Strom einfach in die Begrenzung und verzerrt. Wenn du unbedingt diese MFB-Hochpassschaltung nehmen willst, dann musst du nochmals zwei Widerstände zusätzlich einwerfen. Damit wirkt der Opamp bei höheren Frequenzen als normaler invertierender Verstärker mit Verstärkung -0,987 und die Belastung der Vorstufe beträgt dann 2kOhm. Extrawiderstände: R7, R8 2kOhm Siehe die mittlere Schaltung.
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Es geht mir um die kapazitive Last des U2. Ich habe nochmal einen Schaltplan angehängt, auf dem ich den Weg der kapazitiven Last gegen Masse eingezeichnet habe. Der Ausgang von U2 kann den Widerstand R3 also nicht sehen? Kann der denn den differentiellen Widerstand des OPVs U1 sehen, oder sieht er nur die kapazitäten C2 und C3?
> Der Ausgang von U2 kann den Widerstand R3 also
nicht sehen?
Von den 12Ohm sieht man nur 12Ohm/Verstärkungsreserve_U1 = fast 0Ohm,
weil
Verstärkungsreserve = Leerlaufverstärkung/Verstärkung(hier 2)
Wenn du die 12Ohm als Ausgangswiderstand haben willst, dann musst du
diesen Spannungsteiler 1k/1k direkt an den Opamp-Ausgang hängen.
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>Jetzt interessiert mich aber, was an meiner Simulation falsch ist.
Im Anhang ist eine vereinfachte Phasenganganalyse gezeigt. Wie ich
bereits oben geschrieben habe, bewirkt die kapazitive Last eine "phase
lag" und eine Aufzehrung der "phase margin". Die Folge davon ist
Instabilität. Durch Einfügen von zwei 100R Widerständen kann die "phase
margin" soweit aufpoliert werden, daß nun keine gefährliche
Schwingneigung mehr besteht. Die OPamps sehen aber immer noch für höhere
Signalfrequenzen sehr niederohmige Lasten, weshalb Helmut wohl 2k
Widerstände gewählt hat.
Die zusätzlichen Widerstände haben auch einen positiven Einfluß auf den
Frequenzgang der Schaltung, weil eben die Instabilität beseitigt ist.
"murks1.png" und "murks2.png" zeigen die Frequenzgänge.
Für die vereinfachte Phasenganganalyse wird eine "open loop output
impedance" von 100R für den LMV771 angenommen. Dann wird der
Phasenunterschied zwischen Ausgangsspannung und Spannung am "-" Eingang
des gleichen OPamps miteinander verglichen. Bei Frequenzen im Bereich
der Grenzfrequenz des OPamps möchte man keine negativeren
Phasenunterschiede als rund -30° haben. Bei niedrigeren Frequenzen kann
man bis rund -60° zulassen, so ganz grob. "murks3.png" und "murks5.png"
zeigen den Phasengang für die Schaltung ohne zusätzliche Widerstände.
Die "phase margin" ist völlig futsch. "murks4.png" und "murks6.png"
zeigen den Phasengang für die Schaltung mit 100R Widerständen. Die
"phase margin" ist wieder aufpoliert und die Schaltung stabil.
Wow, ich denke, ich habe die Problematik jetzt ganz gut durchstiegen und danke euch vielmals für eure Hilfe. Hat mich im Verständnis sehr viel weiter gebracht. Und durch das einbringen der beiden Widerstände ist das Problem auch schon sehr gut gelöst:)
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