Hallo, hat jemand eine Beschaltung des LM399, um eine gepufferte 2.5 V Referenzspannung zu erzeugen ? Im Datenblatt gibts ja nur die 10V und "Standard Cell" Version. Danke und Gruß Dirk
Hallo, du brauchst doch nur die 10V-Schaltung etwas anpassen. Dazu wird der OPV mit Verstärkung +1 betrieben und die 6,95V-Spannung am Eingang auf 2,5V herunter geteilt. Warum nimmst du nicht gleich einen originäre 2,5V-Referenz? Gruß Öletronika
U. M. schrieb: > Warum nimmst du nicht gleich einen originäre 2,5V-Referenz? Könnte z.B. Langzeitstabilitätsgründe haben. Ich würde ebenfalls die 10V-Schaltung verwenden, den Operationsverstärker jedoch gegen den LTC2057 tauschen. Danach würde ich einen LT5400-1 für guten T.C. Tracking verwenden, die Spannung an der richtigen Stelle abgreifen und diese mit einem weiteren LTC2057 buffern.
Hallo, zur Zeit verwende ich den MAX6325. Möchte aber diesen mit einer Referenz im Metallgehäuse vergleichen,insbesondere Temperaturdrift, Langzeitdrift und EInfluss von Luftfeuchte. Dachte halt, es hätte schon mal jemand aufgebaut. DUe Spannungsteilerwiderstände (für 2.5 V) in SMD mit möglichste geringen TC zu bekommen, ist wohl schwierig. Toleranz z.B. 1 % wäre mir egal, das wird in der Software kalibriert. LG Dirk
DirkF schrieb: > Toleranz z.B. 1 % wäre mir egal, das wird in der Software kalibriert. "Ungenaue" Widerstände haben auch eine grössere Drift als Meßwiderstände. Und die kann man nicht "auskalibrieren". Aber vielleicht meldet sich ja Anja noch. Die hat sehr viel Erfahrung auf dem Gebiet der Präzisionsmessung.
>"Ungenaue" Widerstände haben auch eine grössere Drift als Meßwiderstände. Nicht immer. Es gibt Wiederstände bist zu 3% oder 5%, die aber sehr geringe TC Werte haven. https://www.youtube.com/watch?v=2vkkaygR4HE
Fuer genaue Widerstaende sollte man bei vishay vorbeischauen. Das waeren dann deren Folinewiderstaende. Die gibt's zBmit 0.02% & 0.2ppm/K, zahlbar. Dabei sollte man keine SMD, sondern Through Hole Typen verwenden.
Im Messystem-Bausatz ct-lab aus der Zeitschrift ct gibt es in der Multimeter-Komponente DIV dafür eine Schaltung, die aus den circa 7V des LM399 2,5V macht. Hier gibt es irgendwo auch die Artikel und die Schaltpläne: www.ct-lab.de Hier eine kurze Erklärung der Schaltung aus der ct. http://www.thoralt.de/phpbb/viewtopic.php?f=7&t=820 Deine Messanforderungen sind aber ziemlich hoch. Da ist nichts mit Standard-Potis oder gar Vishay-Potis, da ist der TC viel zu hoch. Dafür bräuchtest Du Festwiderstände. Mit den Reichelt MPR-Widerständen mit TK25 komme ich auf etwa TK10 "tracking" beim Anheben der Ausgangsspannung von 7,04V auf 10V. Damit kannst Du Dein Ziel nicht erreichen. Hast Du ein temperiertes Labor zu Verfügung? Mit welchem Messgerät misst Du? Misst Du Ausgangsspannungen absolut oder machst Du Differenzmessungen? Dann bestimmt die Breite Deines kleinen mV-Messbereich, wie weit sich die geteilte Ausgangsspannung des LM399 von den 2,5V des MAX6325 entfernen darf. Ich würde die "Portable Calibrator"-Schaltung aus dem Datenblatt nehmen. Die liefert zwar etwa 10V, stellt aber die konstante Bestromung des LM399 sicher. Dort würde ich einfach die etwa 7V abgreifen, puffern und teilen. Misst Du manuell oder automatisiert? Für automatisierte Messungen könntest Du mit dem LT5400 teilen oder mit dem von Anja zitierten Ladungspumpen-IC vom gleichen Hersteller. Wenn Du manuell misst, könntest Du die 7,0V Ausgangsspannung vermessen und merken. Die gepufferten 7,0V könntest Du mit drei 2200Ohm-Widerständen in Reihe teilen. Du misst die Differenz zwischen dem MAX6325 und der Spannung an einem Widerstand. Die Spannung an dem Widerstand Nr. 1 beträgt dann 7,0V * Vr1 / (Vr1+Vr2+Vr3) Bei der manuellen Messung dürfen die Teilerwiderstände ruhig mit der Temperatur driften, nur nicht während Deiner Messung von Vr1 bis Vr3. Deine Fragestellung hat "Anja" wohl schon abgearbeitet und auch Ergebnisse in Form von Erklärungen und Diagrammen hier eingestellt.
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Habt ihr da eigentlich Erfahrungen mit automatisierten Präzisions-Messungen? zB mit einem HP/Agilent 44470A? Im Datenblatt hierzu wird ja auch mit wenig Thermospannung (<3µV) geworben. Diese Geräte (und zB ein 3488A) bekommt man ja bei eBay nachgeworfen. Sowas könnte für solche Untersuchungen evtl. interessant sein, weil es voll automatisierbar wäre zB die drei Spannungen über den Widerständen zu messen. Eine Matrixkarte gibt es außerdem noch, dort könnte man dann mit mehreren Messgeräten und Referenzen quasi alles gegen alles automatisieren.
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Hallo, als Anlage die Drift des MAX6325 absolut gemessen mit einem Agilent 34461A. Rh% ist die relative Luftfeuchte.
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Hallo Peter, danke für den Link. Habe die Schaltung gefunden. Gruß Dirk
Wenn Du nun zum Preis eines Einfamilienhaus so einen edlen Vishay-Poti verbaust, wirst Du erschrecken, wenn Du im Datenblatt etwas von "50 ppm through the wiper" liest. Da hilft nur Ausmessen der Referenz und Spannungsteiler konfektionieren. Desweiteren ist V+ im DIV-Modul der Ausgang eines 7815. Wie stabil ist der?! Der bestimmt nämlich mit dem 7.5k-Widerstand den Strom der Referenz und damit die stromabhängige Ausgangsspannung. Carsten Meyer hat sich von der "buffered reference" aus dem Datenblatt leiten lassen, trickreicher ist es, den "portable calibrator" aufzubauen, weil die Referenz dort mit Hilfe des Operationsverstärkers am Ausgang selbst stabilisiert, auch wenn Du die etwa 10V Ausgangsspannung gar nicht brauchst. Stabilisieren müsstest Du den Strom, der durch die Referenz fließt, sowieso. Ich interessiere mich für Deine Ergebnisse, weil ich selber mit den LM399 herumspiele und Du die Gelegenheit hast, mit so einem edlen Multimeter messen zu können.
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>Desweiteren ist V+ im DIV-Modul der Ausgang eines 7815. >Wie stabil ist der?! >Der bestimmt nämlich mit dem 7.5k-Widerstand den Strom der Referenz und >damit die stromabhängige Ausgangsspannung. Im Datenblatt des LM399 steht doch, dass 1 % Genauigkeit genug ist.... Das solte doch ein 7815 hin bekommen.
Das 34461A hat doch auch nur eine LM399. Wie hast Du Dir da den Vergleich zum MAX6325 vorgestellt? Oder geht es Dir einfach um mehr Auflösung durch eine Differenzmessung?
Dirk F schrieb: > Hallo, > als Anlage die Drift des MAX6325 absolut gemessen mit einem Agilent > 34461A. > Rh% ist die relative Luftfeuchte. Bist Du Dir absolut sicher daß das auch ein MAX6325 ist? Welches Gehäuse? Das Drift-Verhalten entspricht eher einer billigen Band-Gap Referenz. Bei mir driften die MAX6350 (5V) (im DIP8 Gehäuse) zwar auch relativ stark. Allerdings nicht 16 ppm/kHr sondern so etwa 10 ppm/Jahr. Mit SO-8 dürfte die Drift etwa Faktor 3 höher liegen (Leiterplatteneinfluß). Dirk F schrieb: > Habe die Schaltung gefunden. > Gruß Dirk Diese Schaltung ist der größte Schwachpunkt in der "DIV" Schaltung. Erst eine LM399 mit unter 1ppm/K Temperaturstabilität verwenden und dann mit gewöhnlichen 15 oder 25 ppm/K Widerständen herunterteilen. Und dann auch noch ein Poti mit > 100 ppm/K zur Feintrimmung. Bei mir habe ich für die LM399 bei Raumtemperatur weit unter 1ppm/K. Eher so 1-3 ppm Drift über einen 20-30 Grad Temperaturbereich. Auch die hier zitierten Vishay Widerstände mit 0.2ppm/K (typisch) und bis zu 2ppm/K max. haben eher eine Verschlechterung der Stabilität zur Folge. Die Wahrheit wird eher um 1ppm/K liegen. Also auch hier braucht man mindestens eine Temperaturstabilisierung für die Teilerschaltung. Ich würde eher einen 3:1 Teiler mit LTC1043 verwenden wenn es auf Langzeitstabilität ankommt. Wenn es exakt 2.5V sein müssen würde ich eine AD586LQ (5V CERDIP8) mit 2:1 Teiler (LTC1043) verwenden. Die Temperaturstabilität kann man mit einem NTC am Trim Input abgleichen. (siehe Gellerlabs SVR-T) http://www.gellerlabs.com/Voltage_References/SVRTH/SVR%20THR%20Sch.jpg Nach etwa einem halben Jahr hat man dann auch eine Langzeitstabilität von wenigen ppm/Jahr. Gruß Anja
Anja schrieb: > Bei mir driften die MAX6350 (5V) (im DIP8 Gehäuse) zwar auch relativ > stark. Allerdings nicht 16 ppm/kHr sondern so etwa 10 ppm/Jahr. > Mit SO-8 dürfte die Drift etwa Faktor 3 höher liegen > (Leiterplatteneinfluß). Angegeben sind laut Datenblatt ja sogar 30ppm/kh. Es scheint auch noch eine MAX6250 zu geben, die sieht auf den ersten Blick gleich aus, allerdings ist hier im Datenblatt 20ppm/kh angegeben.
>Bist Du Dir absolut sicher daß das auch ein MAX6325 ist? >Welches Gehäuse? Hallo Anja, habe die Ref bei MAXIM als Sample bezogen. Ist im SO8 Gehäuse. Leiterplatte ist um die REF ausgefräst.
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Hallo, ich habe mal meine beiden MAX6350 im DIP-8 angehängt. Drift über 3 Jahre (1100 Tage). Temperatur wird während der Messung auf 50 Grad geregelt. Genaugenommen muß man noch die Drift des Meßgerätes (ADC13) abziehen. Philipp schrieb: > Angegeben sind laut Datenblatt ja sogar 30ppm/kh. Es scheint auch noch > eine MAX6250 zu geben, die sieht auf den ersten Blick gleich aus, > allerdings ist hier im Datenblatt 20ppm/kh angegeben. Die Datenblattangaben haben mit der Realität wenig zu tun. Die gelten nur für die ersten 1000 Stunden nach dem Löten. (in manchen Datenblättern auch nur für die 2. 1000 Stunden -> sieht schöner aus). Real driftet eine buried zener Referenz nach einem halben Jahr deutlich weniger. Der MAX6350 / MAX6250A sind da eine Ausnahme. (zumindest bei meinen Messungen). Eine AD586MNZ (DIP8) unter gleichen Bedingungen driftet nur ca 2ppm/Jahr. Gruß Anja
> Bei mir habe ich für die LM399 bei Raumtemperatur weit unter 1ppm/K. Ebenso. > Eher so 1-3 ppm Drift über einen 20-30 Grad Temperaturbereich. Von 27 auf 54 Grad von 7,04494V auf 7,04500V, ergibt 8,517ppm bzw. 0,315ppm/K bei Referenz Nr. 1 bei mir. Mit welchem Messgerät misst Du? > > Auch die hier zitierten Vishay Widerstände mit 0.2ppm/K (typisch) und > bis zu 2ppm/K max. haben eher eine Verschlechterung der Stabilität zur > Folge. In welcher Größenordnung denn? Wenn ich meine Erfahrung mit den den Reichelt-Typ MPR verallgemeinere, dann betrüge der Tracking-TC 2/3ppm/K bei den obigen Vishay-Luxus-Widerständen. Ist das zu ungenau für DirkF? Leider kann ich noch nicht mit Erfahrungen mit Widerständen, die geringere TC aufweisen, berichten. Die kommen erst in zwei Wochen an. > Die Wahrheit wird eher um 1ppm/K liegen. Also auch hier braucht man > mindestens eine Temperaturstabilisierung für die Teilerschaltung. Moment mal, der LM399 ist mit typisch 0,3ppm/K, max 2ppm spezifiziert. Warum denn jetzt noch eine Temperaturstabilisierung? Die 1ppm/K liegen in der Größenordnung der Referenz. Reicht das etwa nicht für die Messungen von DirkF? Dann kann man ja gleich alles kalibratorartig temperieren! > Ich würde eher einen 3:1 Teiler mit LTC1043 verwenden wenn es auf > Langzeitstabilität ankommt. Das Datenblatt sagt hier +- 3ppm auf Seite 8. > > Wenn es exakt 2.5V sein müssen würde ich eine AD586LQ (5V CERDIP8) mit AD586LQ: 5ppm/K => feuchtigkeitsresistent, aber temperaturempfindlich! > 2:1 Teiler (LTC1043) verwenden. Die Temperaturstabilität kann man mit > einem NTC am Trim Input abgleichen. Und wie stabil ist der dann kompensierte AD586LQ nach Deiner Messung? Das klingt gut. Aber ob das die die LM399-Lösung schlägt?!
Anja, bei Deinen schönen Grafiken steht einmal ppm in der Legende und bei den anderen Zeitreihen nicht. Sind die anderen in Mikrovolt? Das ist mir schon bei Deinen früheren Grafiken aufgefallen. Wie sieht denn bei Dir der Messaufbau aus? Das dürfte bei Messungen im einstelligen ppm-Bereich nicht ganz unerheblich sein.
Peter M. schrieb: > AD586LQ: 5ppm/K In Nähe Raumtemperatur habe ich ca 1/3 der Referenzen unterhalb 1ppm/K. Wenn man dann noch die mit schlechter Hysterese (>1ppm) wegselektiert bleibem 10% extrem gute Referenzen übrig. Peter M. schrieb: > Und wie stabil ist der dann kompensierte AD586LQ nach Deiner Messung? Mit der Geller-Schaltung kann man so ca 10 Grad Temperaturbereich gut kompensieren. Ich gehe einen anderen Weg. Ich messe die Temperatur + T.C. der Referenz und kompensiere dann mathematisch. Siehe ADC13 bei "Raumtemperatur" im Diagramm an einer LTZ1000A. Die Temperatur schwankt hierbei von 18 bis 28 Grad je nach Jahreszeit. Damit habe ich dann ca 1-2 ppm über 30 Grad Restdrift sofern der Temperaturgradient nicht zu hoch ist. Bleibt dann noch die Alterung die sich innerhalb 6-12 Monaten stabilisiert. Voraussetzung ist eine spannungsfreier Einbau auf die Leiterplatte. Gruß Anja
Peter M. schrieb: > Sind die anderen in Mikrovolt? Ich normiere normalerweise alles in ppm. Absolutspannungen sind meistens in mV. Peter M. schrieb: > Wie sieht denn bei Dir der Messaufbau aus? Das wichtigste ist strikte galvanische Trennung und Batterieversorgung. Teilweise habe ich einen Aufbau über einem "Masseblech". (Beruhigt zumindest das Gewissen). Eine EMV-Filterung an den Schnittstellen (Referenz-Ausgang und Meßverstärker Eingang) braucht es trotzdem. Ansonsten gibt es über Streukapazitäten (z.B. Optokoppler = 0.5pF) merkwürdige Effekte an den Eingangsschutzdioden. Thermospannungen werden durch eng benachbarte Steckerpins (D-Sub Nachbarpins) gleicher Temperatur bedämpft. Ich kann bis heute nicht verstehen wie man bei Präzisionsinstrumenten die +/- Buchsen übereinander (unterschiedliche Temperatur im Gehäuse) montieren kann. Gruß Anja
@Dirk: Dirk F schrieb: >>Desweiteren ist V+ im DIV-Modul der Ausgang eines 7815. >>Wie stabil ist der?! >>Der bestimmt nämlich mit dem 7.5k-Widerstand den Strom der Referenz und >>damit die stromabhängige Ausgangsspannung. > > Im Datenblatt des LM399 steht doch, dass 1 % Genauigkeit genug ist.... > Das solte doch ein 7815 hin bekommen. Wenn Du die Referenz an einem 7815 über einen Vorwiderstand von 7500Ohm anschließt und die Spannung von 15V um 1% auf 15,15V ansteigt, ändert sich der Strom um circa 20 Mikroampere. Das macht bei meiner Referenz Nr. 1 (mittlerweile funktionsuntüchtig, da falschherum in den Testsockel gesteckt) 98 Mikrovolt Spannungsänderung aus, das sind dann etwa 14ppm. Für Deine Messziele wäre mir das zu ungenau. @Anja: Danke für die Erklärung. Aber ich bin immer noch sehr neugierig, mit welchen Instrumenten und welchem Messaufbau Du Deine Messungen betreibst. DirkF hat ja mit dem 34461A etwas Grundsolides. Ich habe das ct-lab DIV. Was benutzt Du denn so?
Anja schrieb: > Ich kann bis heute nicht verstehen wie man bei Präzisionsinstrumenten > die +/- Buchsen übereinander (unterschiedliche Temperatur im Gehäuse) > montieren kann. Hast Du denn schon einmal überschlagen, wie groß der Messfehler durch die in Deinen Augen offensichtliche Fehlkonstruktion ist? Wie groß ist denn der Temperaturunterschied auf den vielleicht 2cm? 10K, 1K, 0.1K? Ich könnte das jetzt nicht so aus dem Stegreif. Ich käme auch nicht auf die Idee, das ct-lab um 90Grad zu kippen, oder gar auf den Kopf zu stellen. Ich habe es aber schon einmal aus Platzgründen auf die Rückwand auf den Boden gestellt. Da kam mir dann der Gedanke, dass die Hitze ja gar nicht mehr so gut abgeleitet werden kann, wie sonst.
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Peter M. schrieb: > Ich käme auch nicht auf die Idee, das ct-lab um 90Grad zu kippen, oder > gar auf den Kopf zu stellen. Ich habe es aber schon einmal aus > Platzgründen auf die Rückwand auf den Boden gestellt. Ich schon. Was glaubst Du wie sich die Meßwerte ändern wenn Du ein Keithley 2000 auf die rechte oder linke Seite oder ein HP34401A auf die Frontplatte oder Rückseite stellst. Da sind locker einige ppm bis einige 10 ppm reversible Drift drin. Manchmal kommt man dabei sogar an den Rand der spezifizierten Genauigkeit. Peter M. schrieb: > Von 27 auf 54 Grad von 7,04494V auf 7,04500V, ergibt 8,517ppm bzw. > 0,315ppm/K bei Referenz Nr. 1 bei mir. Die LM399 unterhalb von 6.9V scheinen eine bessere Temperaturstabilität zu haben. Tipp: wenn du Das Meßgerät bei 100 NPLC über die Schnittstelle ausliest erhälst Du mindestens eine Stelle mehr Auflösung wie über das Display. Gruß Anja
Anja schrieb: > Peter M. schrieb: >> Ich käme auch nicht auf die Idee, das ct-lab um 90Grad zu kippen, oder >> gar auf den Kopf zu stellen. Ich habe es aber schon einmal aus >> Platzgründen auf die Rückwand auf den Boden gestellt. > > Ich schon. > > Was glaubst Du wie sich die Meßwerte ändern wenn Du ein Keithley 2000 > auf die rechte oder linke Seite oder ein HP34401A auf die Frontplatte > oder Rückseite stellst. Da sind locker einige ppm bis einige 10 ppm > reversible Drift drin. Manchmal kommt man dabei sogar an den Rand der > spezifizierten Genauigkeit. Das glaube ich Dir gerne. Aber der praktische Nutzen dieser Erkenntnis erscheint mir doch sehr begrenzt. Ich glaube nicht, dass es so viele Benutzer gibt, die ihr Tischmultimeter in allen Positionen betreiben. > Die LM399 unterhalb von 6.9V scheinen eine bessere Temperaturstabilität > zu haben. Noch besser als 0,315K/ppm? Quelle? > Tipp: wenn du Das Meßgerät bei 100 NPLC über die Schnittstelle ausliest > erhälst Du mindestens eine Stelle mehr Auflösung wie über das Display. Eine NPLC-Einstellung wie beim 34401A gibt es beim DIV nicht, dafür drei unterschiedliche Integrationsgeschwindigkeiten. Der Auflösungsgewinn beim DIV ist unabhängig von der Integrationszeit, die Genauigkeit natürlich nicht. Das DIV hängt bei mir immer am Rechner und mit der Labview-Software sehe ich dann alle verfügbaren Informationen, auch im Zeitablauf, quasi ein 34461A-Ersatz für Arme. Dazu gehört auch die sechste Stelle... Schade, dass Du nicht sagen willst, womit Du eigentlich misst. Ganz schön obskur!
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Peter M. schrieb: > Aber ich bin immer noch sehr neugierig, mit welchen Instrumenten und > welchem Messaufbau Du Deine Messungen betreibst. Anja misst mit einem DVM-Aufbau bestehend aus LTC2400, LTC1043 2:1-Teiler. Alles nachzulesen auf eevblog in diversen Threads: http://www.eevblog.com/forum/projects/ultra-precision-reference-ltz1000/msg180731/#msg180731 http://www.eevblog.com/forum/projects/t-c-measurements-on-precision-resistors/msg462296/#msg462296 Kalibriert wird der ADC mit einen Widerstandsteiler. Ein OSHW-Design zu dem System findest du hier: http://www.eevblog.com/forum/projects/oshw-24bit-adc-measurement-system-for-voltage-references/msg427526/#msg427526 Dieses habe ich mir aufgebaut und steuere es aus Octave heraus an.
Hallo, habe heute nochmal den MAX6325 mit dem Agilent 34461A nachgemessen. Sehr seltsam. Der Messwert ist gesunken auf 2.49689 V ! Laut Datenblatt sollte er zwischen 2,499 und 2.501 sein !!! Also die Ref ausgelötet und eine neue reingelötet. Ergebnis : Gleicher Messwert !!!!??????? Das entspricht einer Abweichung von ca. 1700 PPM. Tja, also an der Schaltung oder Software habe ich nichts geändert, aaabber....Hatte gestern das Multimeter mal das Gehäuse aufgeschraubt, nur mal so aus Neugier nachsehen, was dort für Sicherungen verbaut sind. Die Leiterplatte vom Messgerät habe ich nicht berührt. Kann das blöße Öffnen vom Gehäuse zum Wegdriften des Messgerätes geführt haben ? Ist noch in der Garantie, werde am Montag mal RS kontaktieren. Gruß Dirk
Sorry, bitte meinen letzten Beitrag vergessen. Habe versehentlich zur Digitalmasse gemessen, nicht zur Analogmasse :-( Jetzt stimmt der Messwert wieder.
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Als Anlage die Aufwärmzeit der 34461A über 20 Minuten nach dem Einschalten. Gemessen wurde die Referenz MAX6325, die schon >24 h eingeschaltet war.
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Im Vergleich dazu: Aufwärmdrift des kalten ct-lab-DIV, Bestückung mit MAX6325 und OPA140. Externe Referenz: Warme MAX6325 Messgeschwindigkeit: 6 Messwerte pro Sekunde Messbereich: 2,5V rote Linie stellt gleitenden 1-Minuten-Durchschnitt dar. Fazit: Aufwärmdrift bei DIV mit 18uV (entspricht 7,2ppm, da 2,5V-Messbereich) zwar minimal geringer (Messunschärfe?!) als bei 34461A mit 80uV (entspricht 8ppm, da 10V-Messbereich) aber Aufwärmdauer nur 20min statt 12-24h, 34461A um ein ein bis zwei Zehnerpotenzen besser. Beheizte Referenzen (LM399 in 34461A) kommen halt schneller zum Ziel! P.S.: Der Einbruch bei Stunde 24 ist auf die morgendliche Sonne zurückzuführen, die Referenz und Messgerät bescheint.
Hallo Peter, mit welcher Versorgungsspannung betreibst Du den OPA140 ? Bin immer noch auf der Suche nach einem Präzisions OP mit JFET Eingängen. Alle bisher getesteten OP wurden bei +/- 12 V Versorgung schon sehr warm. Gruß Dirk
Das sind die +15V des 7815 aus der Interface-Platine. Edit: Das sind +-15V, auf jeder der beiden Spannungsversorgungsleitungen ist noch ein 6,8Ohm-Widerstand in Reihe geschaltet. Das kannst Du auf dem herunterladbaren Schaltplan auch sehen.
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Das kann ich Dir im Moment nicht sagen, das habe ich nie gemessen.
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Peter M. schrieb: > rote Linie stellt gleitenden 1-Minuten-Durchschnitt dar. Das Rauschen kommt mir etwas hoch vor. (sollte ca 10 uVpp sein). probier mal einen 150 - 220 pF Kondensator direkt am ADC-Eingang. Alternativ ca. 1nF vor dem 4K7 Widerstand. Gruß Anja
Ja direkt zwischen pin 3+4 des ADC. (Meß dort mal mit dem Oszi während der ADC wandelt. -> aber nicht erschrecken). Darf nicht zu groß sein da sonst die Linearität leidet. (s. Datenblatt). Das Div hat mit den 4K7 schon einen relativ großen Eingangswiderstand. Bei meinen ADCs habe ich 820pF und 825R Serienwiderstand Richtung vorhergehendem OP-Amp. Gruß Anja
>Im Vergleich dazu: >Aufwärmdrift des kalten ct-lab-DIV, Bestückung mit MAX6325 und OPA140. >Externe Referenz: Warme MAX6325 Hallo Peter, das kommt mir aber seltsam vor. Der MAX6325 ist ja intern nicht beheizt. Mein MAX6325 hat keinerlei "Aufwärmdrift". Eine Sekunde nach dem Einschalte ist direkt der Endwert erreicht. (War vorher einige STunden ausgeschaltet). Auflösung der Messung : 4 PPM.
Hallo, ich rechne mal: Ruhestromverbrauch ca 3mA * 15V im DIV = 45mW Verlustleistung. DIP-Gehäuse mit 80 Grad / Watt ergibt ca 4 Grad Selbsterwärmung. Da erwarte ich schon eine Drift von ca 4 ppm in 15 Minuten. (bei 1 ppm/K). Innerhalb des DIV gibt es ja noch die beiden 1K Widerstände zwischen Referenz+ADC+OP-Amp die eine Aufwärmdrift haben. (Durch das Netzteil des DIV). Ach ja habe nochmal die DIV-Schaltung genauer angeschaut. Wegen des +/- Eingangs erfolgt ja eine halbierung der Eingangsspannung an den Mischerwiderständen (2 * 1K zwischen OP-Amp und Referenz) -> das rauschen gegenüber dem Eingang verdoppelt sich dadurch (leider). Also aus den normalen 10uVpp am ADC-Eingang werden dann 20uVpp am DIV-Eingang. Gruß Anja
@Dirk: Dein MAX6325 fröhnt vermutlich der Freikörperkultur. Mein interner! MAX6325 ist in einem halben 19-Zoll-Gehäuse eingebaut. Deswegen steht im Diagramm "Drift DIV an MAX6325". Fixpunkt ist der externe warme MAX. Das DIV misst so seinen eigenen Aufwärmvorgang. Ich meine, dass ich da mal eine Gehäuseinentemperatur von etwa 10 Grad über Umgebungstemperatur gemessen habe, kann aber auch mehr sein. Irgendwann einmal hatte ich das Gehäuse beim Messen auf die Rückseite gestellt. Dann dachte ich an Wärmestau und dann an Anja, die mit einem 34401 alle Stellungen ausprobierte. @Anja: > ich rechne mal: > Ruhestromverbrauch ca 3mA * 15V im DIV = 45mW Verlustleistung. > DIP-Gehäuse mit 80 Grad / Watt ergibt ca 4 Grad Selbsterwärmung. > Da erwarte ich schon eine Drift von ca 4 ppm in 15 Minuten. (bei 1 > ppm/K). Mein Gehäuse ist eine Nummer kleiner und sitzt auf einer Adapterplatine. Bei welcher Wärmekapazität braucht es nur 15 Minuten? :) Steht Deine Erwartung in Widerspruch zu meinen Messwerten? > Innerhalb des DIV gibt es ja noch die beiden 1K Widerstände zwischen > Referenz+ADC+OP-Amp die eine Aufwärmdrift haben. (Durch das Netzteil des > DIV). Ob das wohl Sinn macht, hier 5ppm-Widerstände einzusetzen? Das Optimierungsziel besteht ja für mich darin, Drift zu vermindern (edle Bauteile), bzw. zu beschleunigen (LM399 verwenden). > > Ach ja habe nochmal die DIV-Schaltung genauer angeschaut. > Wegen des +/- Eingangs erfolgt ja eine halbierung der Eingangsspannung > an den Mischerwiderständen (2 * 1K zwischen OP-Amp und Referenz) > -> das rauschen gegenüber dem Eingang verdoppelt sich dadurch (leider). > Also aus den normalen 10uVpp am ADC-Eingang werden dann 20uVpp am > DIV-Eingang. Also keinen Kondensator transplantieren...
Peter M. schrieb: > Also keinen Kondensator transplantieren... Wird in dem Fall vermutlich keinen Faktor 2 Verbesserung bringen. Eventuell einen Faktor 1.5 oder so. Probieren würde ich es in jedem Fall. Man muß allerdings die Linearität im Auge behalten. Peter M. schrieb: > Bei welcher Wärmekapazität braucht es nur 15 Minuten? :) Das ist für die Referenz selber. Gruß Anja
Anja schrieb: > Probieren würde ich es in jedem Fall. > Man muß allerdings die Linearität im Auge behalten. Wie ist das bei DIV, wird der LTC2400 überhaupt linearisiert oder lebt man mit der Linearität wie sie ist?
Hallo, Beim DIV wird nicht linearisiert. Durch die Reduktion der Referenzspannung auf 2,5V fällt die Nichtlinearität aber weniger auf. (Man gleicht ja den Meßbereichs-Endpunkt auf dem Maximum der Fehlerparabel ab). Theoretisch ergibt sich durch Halbierung des Meßbereichs eine Viertelung des Linearitätsfehlers. Das Rauschen bleibt mit 10uVpp gleich. Dadurch daß das DIV -2.5V bis +2.5V auf den 2.5V Eingang abbildet, hat es bezogen auf den Endwert einen Faktor 4 mehr (relatives) Rauschen als ein 0..5V System. Aber man darf nicht vergessen: Das DIV ist als 5,5 stelliges Multimeter konzipiert. Für die Anzeige spielt das keine Rolle. Gruß Anja
@branadic: Beim DIV wird der LTC2400 ohne weitere Linearisierung verwendet. Mit 2ppm typisch, 10ppm maximal bei VRef=2,5V konnte ich bisher immer ganz gut leben. @Anja: > Durch die Reduktion der Referenzspannung auf 2,5V fällt die > Nichtlinearität aber weniger auf. (Man gleicht ja den Na ja, Du schreibst es unten ein wenig anders: 2ppm von 2,5V sind gerade mal ein Viertel von 4ppm von 5V. > Meßbereichs-Endpunkt auf dem Maximum der Fehlerparabel ab). Das passt nicht. Das Maximum der Fehlerparabel liegt etwa beim halben Messbereich, als bei 0.5*2^24. Da das Div im Basismessbereich nicht von 0-5V misst, sondern von -2,5 bis 2,5V, entspricht dieser Wert in etwa dem Nullpunkt. Wenn ich das richtig erfasse und nach dem Nullabgleich auf den den Endwert von 2,5V kalibriert wird, liegt der maximale Restfehler bei 1,25V, sprich bei einem ADC-Wert von etwa 3/4 * 2^24.
Hallo, Peter M. schrieb: > Da das Div im Basismessbereich nicht von 0-5V misst, sondern von -2,5 > bis 2,5V, entspricht dieser Wert in etwa dem Nullpunkt. Ich glaube nicht daß wir vom gleichen reden: -2.5V werden 0V am ADC-Eingang 0V ergeben 1.25V am ADC-Eingang +2.5V ergeben 2.5V am ADC-Eingang. Der Wandler wandelt mit 2.5V Referenz nur 0..2.5V (und die 12,5% OverRange die aber in der SW des DIV leider hart abgeschnitten werden). Bei der INL gleichst Du ja nicht bei -2.5V und +2.5V ab sondern bei 0V (1.25V am ADC-Eingang) und 2.5V (2.5V am ADC-Eingang). Dadurch gleichst Du mit der "falschen" Steigung den INL teilweise aus. Gruß Anja
Hallo, Anja schrieb: > Bei der INL gleichst Du ja nicht bei -2.5V und +2.5V ab sondern bei > 0V (1.25V am ADC-Eingang) und 2.5V (2.5V am ADC-Eingang). > Dadurch gleichst Du mit der "falschen" Steigung den INL teilweise aus. Ich verstehe ehrlich gesagt nicht, warum die Steigung vom INL nur teilweise kompensiert werden kann und nicht komplett. Gibt es noch andere Möglichkeiten, vielleicht eine größere Referenzspannung nehmen?
Wir meinen dasselbe. Durch die Kalibration des DIV werden zwei Punkte bestimmt: 1. Der Ausgangswert des ADC, der bei Kurzschluss des Messeingangs entsteht. 0V werden abgebildet auf etwa 1,25V. Etwa 1,25 sind etwa 2^24/2 = 2^23 am ADC-Ausgang. 2. Der Ausgangswert des ADC, der bei Anlage der externen, bekannten Referenz entsteht. Diese hat typischerweise 2,5V. 2,5V werden abgebildet auf etwa 2,5V. Das sind etwa 2^24 am ADC-Ausgang. An den beiden Messpunkten gibt es keine INL-Fehler. Zwischen 2^23 und 2^24 verläuft die Kurve flacher als zuvor, der INL fällt. Aufgrund der Art der Korrektur steigt der Fehler zwischen 0 und 2^23-1 aber an, das heißt, für negative Spannungen steigt der Messfehler tendenziell an.
Peter M. schrieb: > Aufgrund der Art der Korrektur steigt der Fehler zwischen 0 und 2^23-1 > aber an, das heißt, für negative Spannungen steigt der Messfehler > tendenziell an. Wieso auf 2^23-1? Es ist doch kein 24bit-ADC, der hier verwendet wird - oder doch? Und dann müsste es auch eher 2^24-1 sein und nicht 2^23!
Es ist ein 24-Bit-ADC. Da das DIV auch negative Spannungen misst, müssen diese erst in den Messbereich des ADC gebracht werden. Diese Hardwaretransformation macht dann die DIV-Firmware wieder rechnerisch rückgängig. Ausgangswerte von 0 bis 2^23 (oder 2^23-1?) stehen für negative Eingangsmesswerte, alles darüber für positive Werte. 0 am ADC-Ausgang entspricht -2,5V (Vollausschlag negativ) 2^23 (oder 2^23-1) entspricht 0V 2^24 (bzw. 2^24-1) entspricht +2,5V (Vollausschlag negativ).
Peter M. schrieb: > Ausgangswerte von 0 bis 2^23 Ja toll, und das soll Sinn machen? Also messe ich von -2,5 V bis 0 Volt von 0-2^23 und dann von 2^23+1 bis 2^24 von 0 bis +2,5 Volt? Dann hab ich ja im negativen Bereich eine viel feinere Messung als im positiven Bereich. Ich würde ja eher von 0-2^12 messen für negative Werte und dann von 2^13-2^24 für die positiven Werte über Null. Das macht für mich viel mehr Sinn, als im negativen Bereich von 0-2^23 zu messen. Oder sind die negativen Werte wichtiger, dass man dort eine viel höhere Empfindlichkeit vorsieht?
Birk schrieb: > Peter M. schrieb: >> Ausgangswerte von 0 bis 2^23 > > Ja toll, und das soll Sinn machen? Also messe ich von -2,5 V bis 0 Volt > von 0-2^23 und dann von 2^23+1 bis 2^24 von 0 bis +2,5 Volt? Dann hab > ich ja im negativen Bereich eine viel feinere Messung als im positiven > Bereich. Ich würde ja eher von 0-2^12 messen für negative Werte und dann > von 2^13-2^24 für die positiven Werte über Null. Das macht für mich viel > mehr Sinn, als im negativen Bereich von 0-2^23 zu messen. Oder sind die > negativen Werte wichtiger, dass man dort eine viel höhere > Empfindlichkeit vorsieht? Nein, Birk, die Hälfte von 2^24 ist 2^24/2 = 2^23. Es ist also alles gleich fein aufgelöst. Du kannst das auch mit dem Taschenrechner überprüfen.
Aha - also 24/2 = 23? Für mich ist 24/2=12 - aber gut, soll es mal so sein.
Birk schrieb: > Aha - also 24/2 = 23? Für mich ist 24/2=12 - aber gut, soll es mal > so > sein. 24/2 ist gleich 12. Aber 2^24/2 ist =2^23. Das nennt man Operatorenhierarchie, Potenzrechnung kommt vor Punktrechnung. Dewegen muss man nicht (2^24)/2 schreiben, sondern kann die Klammer weglassen. Nochmal im Detail: 2^24/2 = (2^24) / 2 = (2^24) / (2^1) = 2^(24-1)= 2^23 Regel: Potenzen werden dividiert, indem man die Hochzahlen subtrahiert.
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2^12 ist die Wurzel aus 2^24 und nicht die Hälfte. Die Hälfte von 10000 (10^4) ist doch auch nicht 100 (10^2)
Danke, Philipp, aber Birk hat es jetzt bestimmt verstanden. Mehr Erklärung geht nicht!
Das Schreiben unserer Nachrichten überschnitt sich. Deine Erläuterung war noch nicht da als ich anfing zu schreiben.
Philipp schrieb: > Die Hälfte von 10000 (10^4) ist doch auch nicht 100 (10^2) Ja stimmt, dass war mir garnicht bewusst.
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@Johanna: Johanna schrieb: > Hallo, > > Anja schrieb: >> Bei der INL gleichst Du ja nicht bei -2.5V und +2.5V ab sondern bei >> 0V (1.25V am ADC-Eingang) und 2.5V (2.5V am ADC-Eingang). >> Dadurch gleichst Du mit der "falschen" Steigung den INL teilweise aus. > > Ich verstehe ehrlich gesagt nicht, warum die Steigung vom INL nur > teilweise kompensiert werden kann und nicht komplett. Gibt es noch > andere Möglichkeiten, vielleicht eine größere Referenzspannung nehmen? Eine andere Referenzspannung löst das Problem der Nichtlinearität des ADC nicht. Der entscheidende Punkt ist, dass das DIV nur auf Nullpunkt und Referenz kalibriert und das bischen Nichtlinearität des LTC2400 ignoriert. Der Nullpunkt liegt beim DIV aber genau in der Mitte aller ADC-Werte, dort wo die Nichtlinearität am größten ist. Die Präzisionsfraktion mit Anja als ihrer Vertreterin nimmt sich dann aber auch noch den ADC vor. Anja nutzt den ADC anders als das DIV: Sie misst nur positive Spannungen von 0V bis 5V mit einer 5V-Referenz. Da Anja nur positive Spannungen misst, kalibriert sie nur an den Rändern des ADC und kalibriert nicht wie das DIV in der Mitte und am rechten Rand. Das DIV misst im Grundmessbereich von -2,5V bis +2,5V. Dabei nutzt es eine 2,5V-Referenz, die Werte von 0 bis 2,5V messen kann. Bevor die Messspannung am ADC ankommt, muss sie noch in den Wertebereich des DIV transformiert werden. Per Widerstandsnetzwerk werden 2,5V addiert und das Ergebnis durch zwei dividiert. Nun liegen die Messwerte im zulässigen Spannungsbereich der Referenz. Der Fehler des ADC kann in unterschiedlichem Ausmaß kompensiert werden. Du kannst eine Übersetzungstabelle für jeden ADC-Ausgangswert anlegen - beim LTC2400 mit 2^24 Werten eine speicherplatzmordende Lösung, aber genauer geht es halt nicht. Ein besserer Kompromiss besteht darin, den Fehler mit einer Korrekturfunktion anzunähern und jeden ADC-Ausgangswert mit dieser Korrekturfunktion zu behandeln. Es gibt auch noch andere Lösungen zwischen diesen beiden Extremen, aber die lassen wir mal aus. Der parabelförmige Verlauf des Fehlers legt die Benutzung einer Parabelfunktion, eines Polynoms zweiter Ordnung nahe. Die angehängte Grafik soll die Nichtlinearität eines 8-Bit-ADC verdeutlichen. 256 als Maximalwert gibt es eigentlich nicht, aber das spielt für die Erklärung jetzt keine Rolle. Die blaue Linie zeigt die Abweichung eines ADC vom Idealverhalten an. Nutzt man ihn an einer 2,5V-Referenz und legt 1,25V an, sollte eigentlich 128 herauskommen. Er zeigt aber 132 an, von daher eine Abweichung von 4. Schließen wir am DIV die Eingangsbuchsen kurz, so erscheinen am ADC-Eingang 1,25V. Er zeigt uns statt 128 die Zahl 132 an. Das DIV hält das für einen Offset-Fehler und subtrahiert deswegen 4 von allen Ausgangswerten (gelbe Linie). Legen wir nun 2,5V an den Eingangsbuchsen an, so erscheinen 2,5V am ADC-Eingang. Dafür liefert uns der ADC 256 (oder 255?). Nach obiger Korrektur sind das aber nur noch 256-4=252. Diese entsprechen 2,5V. Wenn wir den passenden Korrekturfaktor von etwa 1,0317 benutzen, stimmt die Rechnung wieder (violette Linie). Alles ist wunderbar, wie durch die Zauberhand ist der Linearitätsfehler oberhalb von 128 gefallen. Leider ist er dafür unter 128 gestiegen! Über den gesamten Wertebereich des ADC ist der mittlere Fehler sowie die Standardabweichung vermutlich auch gestiegen. Wer mit dem DIV nicht automatisiert misst und die Klemmen wendet, so dass er nur positive Spannungen misst, der hat durch die Kalibration des DIV den ADC nebenbei im oberen Messbereich linearer gemacht. Der Preis dafür: Ein Bit Verlust an Auflösung und dank der Hardwaretransformation mehr Rauschen (verstehe ich noch nicht, hat Anja aber oben erklärt) Das Ganze war mir vorher gar nicht klar! Ich habe mir das so zusammengereimt ohne den Quellcode des DIVs gelesen zu haben. Bei Fehlern: Feuer frei!
Peter M. schrieb: > Da Anja nur positive Spannungen misst, kalibriert sie nur an den Rändern > des ADC und kalibriert nicht wie das DIV in der Mitte und am rechten > Rand. Es wird nicht nur an den Rändern kalibriert, sondern mittels Widerstandsnetzwerk verschiedene diskrete Wertepaare innerhalb des Messbereichs aufgenommen und dann mittels Polynom eine parabellförmige Funktion durch diese Messwerte gefittet. Das Ergebnis ist eine Linearisierung für den gesamten Messbereich.
Hier habe ich mich falsch ausgedrückt! Was ich meinte, ist, dass auch Anja an zwei Punkten kalibriert, mit 0V und 5V, diese liegen am Rand des Ausgangswertebereichs des ADC. Diese Kalibration verändert aber den "Abweichungsbuckel" nicht. Erst der zweite zusätzliche Schritt, für den man einen sehr genauen Widerstandsteiler braucht, die Kalibration innerhalb des Wertebereichs des ADC, verschafft ihr die Stützstellen für die Anpassung einer Parabelfunktion, die den ADC linearisiert.
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Peter M. schrieb: > für den man einen sehr genauen > Widerstandsteiler braucht Der Widerstandsteiler muss nicht genau sein, nur stabil während der Messung, 0.1% Widerstände reichen dafür aus. 1. Messung der 5V 2. Messung der Spannung über R1 3. Messung der Spannung über R2 bis RN 4. Messung der 5V "...Ansonsten: beim LTC2400 läßt sich die INL relativ einfach abgleichen da die Fehlerkurve nahezu eine Parabel ist. Ich verwende hierfür eine Widerstandskette (0.1%) die von einer stabilen potentialfreien (Batteriegespeisten) Referenz (LM399) gespeist wird. Damit kann man unter 1 ppm INL herausrechnen..." Quelle: Beitrag "Re: 24bit ADC um Spannungsteiler zu vermessen?" "...Jeder Spannungsteilerabgriff UOut ergibt ein Messwertepaar UOut - 0V und 5V - UOut. Beide Messwerte eines Paares zusammen aufaddiert sollten (nach Abzug des Offsets) die ebenfalls gemessenen 5V ergeben. Mit ein bischen Arithmetik kann man mit den Meßwertepaaren und dem Fehler dann den Koeffizienten der Fehler-Parabel berechnen..." Quelle: Beitrag "Re: LTC1043 Linearität + Charge-Injection"
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Peter M. schrieb: > Was ich meinte, ist, dass auch Anja an zwei Punkten kalibriert, mit 0V > und 5V, diese liegen am Rand des Ausgangswertebereichs des ADC. Nö. 5V kommen bei mir gar nicht vor. Und liegen auch nicht am Rand des ADCs. Der hat nämlich +/- 12.5% Overrange. Ok man kann nur wenige mV linear nutzen. Aber das reicht dann auch damit man bei einer 4.999V Referenz noch 5.000V (oder 10V mit 2:1 Teiler) messen kann. Ich gleiche zuallererst den NTC-Sensor und dann den T.C. des Wandlers einschließlich Referenz über 10-40 Grad ab. Der Offset ist temperaturabhängig (ca 30-50nV/K). Bis jetzt nulle ich direkt vor der Messung. (eine Offset + Offsetdriftkompensation ist in Planung). branadic schrieb: > 1. Messung der 5V > 2. Messung der Spannung über R1 > 3. Messung der Spannung über R2 bis RN > 4. Messung der 5V Da fehlt noch die Offsetmessung. Danach kommt der Linearitätsabgleich. da ich eine 6.86V Referenz verwende ist die maximale Spannung 4.9V am ADC-Eingang (oder das doppelte davon am aktiven Widerstandsteiler). Ganz zum Schluß dann der finale Abgleich der Referenzspannung normiert auf 25 Grad. Die Quelle sind 2 kalibrierte Referenzen mit 7.1xx V. Und natürlich gibt es noch weitere Messungen wie Einfluß von Leiterplattenverbiegungen. PSRR zur Festlegung der optimalen Versorgungsspannung usw. Gruß Anja
Anja schrieb: > Peter M. schrieb: >> Was ich meinte, ist, dass auch Anja an zwei Punkten kalibriert, mit 0V >> und 5V, diese liegen am Rand des Ausgangswertebereichs des ADC. > > Nö. 5V kommen bei mir gar nicht vor. Und liegen auch nicht am > Rand des ADCs. Der hat nämlich +/- 12.5% Overrange. > Ok man kann nur wenige mV linear nutzen. Aber das reicht dann auch damit > man bei einer 4.999V Referenz noch 5.000V (oder 10V mit 2:1 Teiler) > messen kann. Offensichtlich habe ich mich missverständlich ausgedrückt. Dann formuliere ich das Ganze etwas anderes: Du kommst nicht daran vorbei, herauszufinden, welchen digitalen Wert der ADC bei einem Eingang von 0V erzeugt. Der liefert Werte im Bereich von 0 bis 2^23-1. Overrange miteinbezogen, ist das Ergebnis breiter als 24Bit und der Wertebereich steigt (siehe Datenblatt). Der erwartete ADC-Ausgangswert liegt dann irgendwo in der Nähe von Null. Vermutlich betreibst Du den ADC mit einer Referenz von 5V, was ich so Deinen Beiträgen entnehmen kann. Dann nimmst Du eine kalibrierte Referenz, (LM399), die außerhalb des Wertebereichs Deines mit 5V betriebenen ADC liegt (Overrange mit eingeschlossen). Dank des präzisen Spannungsteilers legst Du die halbe Spannung (ca 3,5V) des LM399 an Deinen mit 5V betriebenen ADC an. Dann weisst Du zwar, welchem digitalen Wert die 3,5V entsprechen, Dir fehlt aber immer noch die digitale Entsprechung für 5V. Wäre der ADC linear, könntest Du extrapolieren. Das geht jetzt aber nicht. Mir ist nicht klar, wie Du nun an den digitalen Wert für 5V kommst. Dieser Wert sollte ja irgendwo bei circa 2^24-1 liegen. Ansonsten würdest Du ja 1,5V/5V*2^24 Punkte des ADC nicht richtig nutzen können. Ich verstehe wieder einmal Dein Diagramm nicht. Die linke Achse ist offensichtlich die Spannung in mV (halber LM399?), rechts eine Temperaturachse in Grad. Und was ist die x-Achse?
Peter M. schrieb: > Ich verstehe wieder einmal Dein Diagramm nicht. Man lernt ja eigentlich spätestens im Studium das eine Achsenbeschriftung Pflicht und keine Kür ist ;) Offenbar handelt es sich bei der x-Achse um sowas wie "Messpunkt". Dahinter könnte sich vermutlich auch ein Zeitpunkt verbergen.
Peter M. schrieb: > Und was ist die x-Achse? Bei der PSRR natürlich die Versorgungsspannung :-) Peter M. schrieb: > Wäre der ADC linear, könntest Du extrapolieren. Das geht jetzt aber > nicht. Nach dem Linearitätsabgleich ist der ADC linear. -> geht Peter M. schrieb: > Dann nimmst Du eine kalibrierte Referenz, (LM399), die außerhalb des > Wertebereichs Deines mit 5V betriebenen ADC liegt (Overrange mit > eingeschlossen). Kalibrierte Referenz = LTZ1000A LM399 = robustes Arbeitsnormal für die täglichen Arbeiten. Gruß Anja
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