Ein rauscharmer Verstärker für Elektret-Kondensator Kapseln mit single rail (z.B. 3V) ist mein Ziel. Das Netz bietet viele Vorschläge und ein paar habe ich bereits probiert. Meistens finde ich Schaltungen mit invertierendem Verstärker wie diese: Beitrag "Application Note AVR335 (Mikrofonverstärker)" Ich habe ein Rauschproblem im tiefrequenten Bereich und habe versucht, der Sache auf den Grund zu gehen, brauche aber hier und da Feedback ("nein, da hast Du falsch gerechnet, das geht eher so...", "Jo, ... stimmt so"). Ganz konkret an obiger Schaltung sehe ich mittlerweile das Problem des thermischen Widerstandsrauschens am Minuseingang: Der Gesamtwiderstand ergibt sich (da man für die NF-Wechselspannung der Kapsel den Kondensator C1 durch einen sehr kleinen Widerstand ersetzen darf) durch die Parallelschaltung der Kapsel (Ersatzwiderstand sagen wir 2k) mit R1 (1k, ergibt 667Ohm) in Reihe mit R2 (1k, ergibt 1.67k) und schließlich noch parallel zu R5 (10k). Ergibt 1.43k, zunächst mal schön niedrig (abgesehen davon, daß R1 und R2 einen Spannungsteiler darstellen, der das Ausgangssignal der Kapsel halbiert). Aber mein Punkt ist nun, daß C1 mit 1µF auch schon bei tiefen Frequenzen einen Widerstand erheblich über 0Ohm darstellt, denn der -3dB-Punkt liegt bei 1/(2*pi*0.000001*1000) = 159Hz. Folge: Z.B. bei 16Hz ist der Quelle-Zweig mit R2 auf ein 10tel verringert (da das Hochpassfilter -20dB/Dekade hat), was vermutlich (da weiß ich nicht, wie mans rechnet!) einer Verzehnfachung der Impedanz dieses Quelle-Zweigs entspricht und damit statt zuvor 1.67k geschätzt 16.7k. Plötzlich ist das Widerstandsrauschen am Minuseingang erheblich größer. Und es nimmt noch erheblich zu, denn bei 1.6Hz schätze ich den Quelle-Zweig auf 167kOhm (wie genau?), so daß bei ganz tiefen Frequenzen im Wesentlichen nur noch R5 mit 10k das Widerstandsrauschen bestimmt. Puh, das war jetzt anstrengend, aber das hieße, daß das tieffrequente Rauschen unter 160Hz mit fallender Freuquenz auf bis zu +10dB zunimmt. Wo ist jetzt mein Denkfehler?
Fortgeschrittener schrieb: > Folge: Z.B. bei 16Hz ist der Quelle-Zweig mit R2 auf ein 10tel > verringert (da das Hochpassfilter -20dB/Dekade hat), was vermutlich (da > weiß ich nicht, wie mans rechnet!) einer Verzehnfachung der Impedanz > dieses Quelle-Zweigs entspricht und damit statt zuvor 1.67k geschätzt > 16.7k. Ja. Der kapazitive Blindwiderstand des Kondensators nimmt mit fallender Frequenz zu. Xc=1/(2Pi*f*C) Der Gesamtwiderstand berechnet sich wie in einem rechtwinkligen Dreieck, der ohmsche Anteil und der kapazitive Anteil stehen wegen der -90° Phase im Kondensator rechtwinklig aufeinander, der Gesamtwiderstand ist die Hypotenuse. Dieser Gesamtwiderstand ist für den Eingangsrauschstrom des OPV von Bedeutung, weil an ihm durch den Rauschstrom eine Rauschspannung hervorgerufen wird. > Wo ist jetzt mein Denkfehler? Ich sehe keinen. Warum nimmst du keinen nichtinvertierenden Verstärker? Da hat man die Teilung Quellwiderstand/Eingangswiderstand nicht, der Quellwiderstand steigt nicht an und den Gegenkoppelpfad kann man viel niederohmiger auslegen.
Vielen Dank, ArnoR! Deine Formel muß ich mir jetzt mal durch den Kopf gehen lassen. Aber klar, dann stiegen die von mir geschätzten Widerstandswerte für den Quelle-Zweig bei tiefen Frequenzen zu schnell an. Deinem Vorschlag gehe ich auch gleich mal nach. Dann melde ich mich wieder, habe ja heute mal so richtig Zeit für sowas. Der übliche Standardausweg scheint wohl zu sein, den Koppelkondensator C1 erheblich zu vergrößern. Bei vergleichbaren sonstigen Widerständen habe ich schon 100µF gesehen, konnte sie mir aber bisher nicht erklären.
Fortgeschrittener schrieb: > Plötzlich ist das Widerstandsrauschen am Minuseingang erheblich größer. > Und es nimmt noch erheblich zu, denn bei 1.6Hz schätze ich den > Quelle-Zweig auf 167kOhm (wie genau?), so daß bei ganz tiefen Frequenzen > im Wesentlichen nur noch R5 mit 10k das Widerstandsrauschen bestimmt. Ich habe deinen Überlegungen nicht nachvollzogen, aber in diesem Frequenzbereich kannst du nicht mehr einfach thermische Rauschleistungen kalkulieren, sondern bekommst es mit 1/f Rauschen und evtl. auch Popcorn zu tun. Beide Erscheinungen minimiert man durch ausprobieren, vornehmer gesagt durch "selektieren" von Widerständen und Transistoren. Wie gesagt habe ich mir die Details dev Schaltung nicht angesehen, aber da du irgendwo auf den Blindwiderstand eines Kondensators eingehst, möchte ich noch erwähnen: Blindwiderstände rauschen nicht. https://de.wikipedia.org/wiki/1/f-Rauschen https://en.wikipedia.org/wiki/Burst_noise
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ich glaube, ihr Arno und Forteschrittener behandeln bei ihren Betrachtungen zwei unterschiedliche Dinge. Klar: der Blindwiderstand des Kondensators wächst bei niedrigen Frequenzen. Arno hat korrekt vorgerechnet, welchen Einfluss das auf das Eingangsstromrauschen des OPV hat - soweit passt alles. Im Eröffnungsbeitrag habe ich aber den Eindruck, dass es um etwas anderes geht. Dort wird vom Widerstandsrauschen die Rede. Ich hätte es so verstanden, dass es Fortgeschrittener um das thermische Nyquist-Rauschen geht (also um die Spannung U=Wurzel(4 k T R df), die ein Widerstand von sich aus als Rauschspannung ausgibt). Diese thermische Rauschspannung tritt an ohmschen Widerständen auf, aber die Formel gilt nicht für Blindwiderstände von idealen Kondensatoren (oder Spulen). Wenn du ein Noise-Problem hast, würde ich erst mal überlegen, den LM358 aus der verlinkten AN gegen etwas mit geringerem Rauschen auszutauschen. Selbst der 10kOhm-Widerstand hat "nur" ein Rauschen von 13nV/sqrt(Hz), der LM358 hat ein Vielfaches davon.
Der nicht invertierende Verstärker ist in der Regel vom Rauschen her günstiger. Das Rauschen kommt auch nur zu einem Eher kleinen Teil von den Widerständen. Auch das Mikrofon selber hat auch schon Rauschen, und dabei auch einen Anteil der etwa wie 1/f zu tiefen Frequenzen hi zunimmt. Das ist auch nicht verwunderlich, denn intern ist der Sensor ein eher kleiner Kondensator, der zu niedrigen Frequenzen immer hochohmiger wird.
Das Problem diser Schaltung ist, dass die Störungen auf der Versorgungsspannung zu mindestens 50% direkt als Eingagngssignal erscheinen und somit mitverstärkt werden. Meine Schulnote für diese Schaltung wäre eine 5.
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Fortgeschrittener schrieb: > ein Rauschproblem im tiefrequenten Bereich Neben Bauteilauswahl könnte der Arbeitspunkt und wird der gewählte Eingangswiderstand eine Rolle spielen, wie man am beiliegenden, alten Beispiel sieht.
Helmut S. schrieb: > Das Problem diser Schaltung ist, dass die Störungen auf der > Versorgungsspannung zu mindestens 50% direkt als Eingagngssignal > erscheinen und somit mitverstärkt werden. Meine Schulnote für diese > Schaltung wäre eine 5. Korrekt. Von daher ist es sinnvoll, mit zwei Arbeitswiderständen verteilt auf die pos und neg Leitung zu arbeiten und dann einen echten Differenzverstärker hinter zu schalten. Und was das Rauschen betrifft: Alles graue Theorie, das Eigenrauschen der Elektret-Kapsel dominiert i. A. sogar das Rauschen eines LM358.
Mark S. schrieb: > Helmut S. schrieb: >> Das Problem diser Schaltung ist, dass die Störungen auf der >> Versorgungsspannung zu mindestens 50% direkt als Eingagngssignal >> erscheinen und somit mitverstärkt werden. Meine Schulnote für diese >> Schaltung wäre eine 5. > > Korrekt. Von daher ist es sinnvoll, mit zwei Arbeitswiderständen > verteilt auf die pos und neg Leitung zu arbeiten und dann einen echten > Differenzverstärker hinter zu schalten. > Und was das Rauschen betrifft: Alles graue Theorie, das Eigenrauschen > der Elektret-Kapsel dominiert i. A. sogar das Rauschen eines LM358. Normalerweise nimmt man RC-Filter mit sehr großer Zeitkonstante für die Versorgung der Mikrofonkapsel und des u/2 Spannungsteilers. Genau diese RC-Filter fehlen in dieser Schaltung.
Danke für die vielen Hinweise. Zu den Bauteilen: der OPA stand für mich noch nicht fest, aber alle Widerstände sind Metallfilm. Zum Rauschen, ja es geht um das thermische Widerstandsrauschen, da der OPA so gewählt wird, daß das Stromrauschen am Plus- und Minuseingang zu vernachlässigen ist und das Spannungsrauschen des OPA geringer als das thermische Widerstandsrauschen. Sehr interessant fand ich außerdem die Grafik von oszi40, das verstehe ich so ohne Erklärungen aber nicht vollständig. Dank ArnoR ging ich erneut auf Suche und mir gefiel folgender Entwurf: Beitrag "Re: Vorverstärker für Elektret-Mikrofon" Den habe ich für meine Zwecke modifiziert: ___ .----o---|___|---o-----o------------o 3V | | R5 220 | | .-. --- C4 | --- C5 R1 | | --- 470µ | --- 100n 4.7k | | | | | '-' --- |\ | --- _ | | \| | / \--o-------------|+ \ |(Mic) | )----o--||----. | \_/--. o-|- / | C3 | | | | /| | 2.2µ | --- | |/--- | .-. | | | | R4 (Last) o----||----o | | 2.35k | C2 | '-' | 2.2n | | | ___ | --- o---|___|--' | R3 .-. 2.2k R2 | | 680 | | '-' | C1 --- 10µ --- | --- Warum habe ich Änderungen vorgenommen? 0) Dank Helmut S. habe ich einen Tiefpaß (R5,C4) gegen Störungen auf der Versorgungsspannung hinzugefügt -3dB@1.54Hz: 1/(2*pi*0.000470*220). Tiefere Störungen werden durch die zwei späteren Hochpässe wirkungsvoll beseitigt. (Hier stellt sich die Frage, wie groß R5 maximal sein darf, um C4 möglichst klein zu bekommen? Faustregel?) 1) Meine Mikro-Kapsel hat einen großen Innenwiderstand von etwa 5kOhm und um den Arbeitspunkt anzupassen, mußte R1 größer. Das Widerstandsrauschen am Pluseingang wird entsprechend durch etwa 2.42k definiert und beträgt etwa 0.90µV bei 27°: sqrt(4*1.38065*10-23*(27+273.15)*20000*2420). 2) R2 und R3 bestimmen das Widerstandsrauschen am Minuseingang und sollten daher so klein wie möglich sein (ohne den Ausgang des OPV zu stark zu belasten). Hier ergibt sich nun 519Ohm und 0.41µV. 3) Der OPV wird so gewählt, daß das Stromrauschen der Eingänge und sein Spannungsrauschen deutlich geringer sind, als das Widerstandsrauschen am Pluseingang, so daß das Gesamtrauschen hauptsächlich durch die Quellimpedanz entsteht. Dies leistet z.B. ein MAX4477 (der sich auch mit 3V betreiben läßt). Er hat 4.5nV/sqrt(Hz) und damit 0.64µV Spannungsrauschen. 4) C1/R2 ergeben einen Hochpaß mit -3dB@23.4Hz: 1/(2*pi*0.00001*680), wobei unterhalb von 5.5Hz die Verstärkung nicht unter 0dB fällt: 1/(2*pi*0.00001*(680+2200)). 5) R2/R3 ergeben 12.5dB Verstärkung: 20*log10(1+2200/680). 6) C2/R3 ergeben einen Tiefpaß mit -3dB@32.9kHz: 1/(2*pi*0.0000000022*2200). Der -1dB-Punkt liegt bei 16.7kHz. 7) C3 ergibt mit R4 (Last der folgenden Eingangsstufe) einen weiteren Hochpaß mit -3dB@30.8Hz: 1/(2*pi*0.0000022*2350). Ich habe mich bemüht, daß die Gesamtlast für den OPA deutlich über 1k liegt. Sie besteht aus der Parallelschaltung von R4 und der Serie aus R2 und R3 und liegt bei 1.3k: 1/(1/2350+1/(680+2200))). Mein Problem ist nun, daß die Impedanz von C2 bei hohen Frequenzen gegen 0 geht, daß also die Gesamtlast am OPA für Frequenzen überhalb von 32.9kHz deutlich ansteigt, bis sie 527Ohm erreicht: 1/(1/2350+1/680) Da nimmt bei vielen OPAs der Klirrfaktor deutlich zu. Trotzdem ist es doch eine gängige Schaltung, C2 als Tiefpaß hinzuzufügen, oder? Zumindest 100pF sind häufig zu sehen. Wenn R2 zu klein ist, müßte ein großer C2 hörbaren Klirr verursachen? Ich könnte: 1) einen besser geeigneten OPA nehmen 2) C2 verringern (dann würde aber der Tiefpaß weniger stark zupacken) 3) R2 und R3 vergrößern (dann würde das Widerstandsrauschen am Minuseingang ansteigen) 4) die Last der nächsten Stufe verringern (z.B. mit R4=5k ergäbe sich bei hohen Frequenzen minimal eine eigentlich akzeptable OPA-Last von 600Ohm) 5) hohe Frequenzen ev. schon am Pluseingang filtern durch einen kleinen C gegen Masse (wie dimensionieren, welche Nachteile brächte das, Last für die Kapsel, Klirrfaktor?). Was tun?
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