HighSide Switch für Source-Spannungen: 1.2 - 42V (Ladungs-Pumpe)

[Robert T. (tillule)]

Servus miteinander,

ich habe einen DCDC-Wandler (V_IN = 12V), der zwischen 1.2V und 50V 
ausspucken soll. Diesen möchte ich über einen HighSide-Switch trennen, 
um den dahinter hängenden Akku zwischenzeitlich zu belasten.
Maximale Schaltfrequenz ist ca. 1Hz und es wird auch nicht in jedem 
Anwendungsfall geschaltet, sodass ein Bootstrap-Treiber den Zweck nicht 
erfüllt.

Ein Fertigbaustein a la PROFET, habe ich für meinen Anwendungsbereich 
nicht gefunden:
I_max = 10A
V_Drain_max = V_Source_max = 50V
V_Drain_min = V_Source_min = 1.2V

P-MOS mit V_threshold < 1.2V mit Vds >= 50V und zudem hübschem Rds habe 
ich nicht gefunden.
Da es also sowieso eine Gate-Spannungsaufbereitung geben muss, tendiere 
ich zu einem N-MOS (idR. kleinerer Rds)
Nachteil der N-Variante: ich muss die rippelige Ausgangsspannung des 
DCDC verwenden (um eine negative Gateversorgung herzustellen, könnte man 
die glatten 12V Eingangsspannung verwenden).

Um aus den 50V (50+Vgate)V zu erzeugen, habe ich über eine Zener 18V von 
den 50V abgezogen und diese Differenz dann mit einer Ladungspumpe 
verdoppelt. Ergebnis: (50+18)V
Für Ausgangs-Spannungen kleiner 12V speise ich die Eingangsspannung über 
eine Diode hinter der Pumpe ein.
Das Gate hängt über einen PullUp an der gepumpten Spannung und wird über 
einen kleinen FET auf Masse gezogen, um den HighSide Switch 
auszuschalten.
Damit Vgs nich aus den Specs gerät, muss man dann noch eine Zener 
zwischen G und S des HighSide-FETs hängen (und einen R vors Gate, um die 
Diode zu schützen).

Laut LTSpice kann man das so machen, aber schön kommt's mir nicht vor.

Nun die Fragen:
a) gibt es pfiffigere Möglichkeiten, als Abziehen und Differenz 
verdoppeln?
b) (50-18) generiere ich über Zener und Widerstand. Die Bezugsmasse muss 
daher über den R von der eigentliche Masse gefüttert werden => R darf 
nicht zu groß gewählt werden => Ruhestrom, auch wenn die Pumpe nicht 
belastet wird. Gibts schönere Möglichkeiten als Zener + R (V_out vom 
DCDC ist variabel!)?
c) Die Zener könnte ich noch bis auf 6V verkleinern, aber da sehe ich 
aktuell keinen Vorteil.
c) Derzeit habe ich 7.5k für besagten Widestand gewählt (max ca. 130mW 
im Ruhezustand). Damit die Pumpe die Gateversorgung unabhängig vom 
Belastungsfall halten kann, braucht man über dem Steuer-FET einen PullUp 
von ca. 40k, dann hat man noch einen Widerstand (bei mir zu 10K 
gewählt), um den Strom der Diodenschaltung zwischen Gate und Source zu 
begrenzen. Also 50k in der Summe über die das Gate geladen wird (10k im 
Falle der Entladung). Die simulierten Schaltzeiten sind im grünen 
Bereich, dennoch habe ich das Gefühl, mich ein wenig in die Ecke 
konstruiert zu haben. Ein P-MOS als Steuer-FET würde die Pumpenbelastung 
vom Off-Zustand des Switches in den On-Zustand verlagern - glaube an der 
Schraube drehe ich nochmal, ändert aber nichts am dauerhaft entstehenden 
Leistungsverlust.
d) wenn ich nun Ladungspumpe mit potentialgetrenntem DCDC vergleiche, 
dann sind die Verluste gateseitig grob gleich, aber ich würde mir die 
130mW für die Bezugsmassengenerierung sparen.
e) macht mir der Ripple auf der Ausgangsseite des DCDC Stress in 
kombination mit Pumpe bzw. eventuell potentialgetrenntem DCDC?
(würde gerne auf Filterspulten im Ausgang verzichten)

Danke schonmal - vllt. gibt's ja superschicke Lösungen/Topologien, die 
ich einfach noch nicht gefunden habe.

Lieben Gruß
Robert

[Peter Z. (Gast)]

Hi, du könntest einen galvanisch getrennten DC/DC-Wandler wie z.B. Sim-1 
1212S für die positive Gatespannung des N-Kanal-MOSFET verwenden. 
Ansteuern mit ein Gate-Drive-Optokoppler HCPL-3120.

[Robert T. (tillule)]

Danke für die Reaktion!

DCDC als Alternative zur Pumpe ist mir bekannt und der gepostete Sim1 
ist so günstig, dass sich eine Pumpe wahrscheinlich selten lohnt. 
Derzeit hab ich die Rückseite der DCDC-Leistungs-Platine unbestückt 
(dachte an dünnere Wärmeleitfolie bei glatter Rückseite zur besseren 
Wärmeabfuhr), sodass mir SMD lieber ist als Bedrahtete - zur Not kann 
ich den SIM1 aber auch zu nem SMD zurecht biegen.
Opto-Gate-Treiber habe ich auch ein paar hier rumliegen - wenn's sonst 
nicht besser geht, dann halt nochmal 2.50€ für den Posten.

Dachte es gibt vllt. noch den einen oder andren Hausfrauen-Griff, um die 
gezeigte Schaltung glatt zu bügeln.

Der plöde HighSide-Switch ist ein wenig explodiert - hätt nicht gedacht, 
dass der "so viel" Liebe braucht. Aber wenns diese braucht, dann soll er 
sie bekommen.

Einen Fix hab ich gestern Abend noch mit einem Freund erarbeitet:
Die generierten (50-18)V über Zener und R (die dann als Bezugsmasse für 
die Pumpe dienen) kann man über einen OpAmp buffern und hat so weniger 
Ruhestrom (und ein So8-Gehäuse mehr auf der Platine + 
HighVoltage-OpAmp-Kosten).

Also galvanisch getrennter DCDC & Opto-Treiber - fertig.
Danke für die Ernüchterung ;)

Was mich noch ein wenig wundert:
wieso gibt's solche Chips nicht fertig für meine Anwendung? 
Opto-Gate-Treiber mit integrierter Ladungspumpe in einem So8 (edit: So8 
geht Pin-technisch nicht auf), 2 Kondensatoren außen dran und 99% der 
HighSide-Switche sind erschlagen!?

Lieben Gruß und Danke fürs Mitdenken
Robert

[Axel S. (a-za-z0-9)]

Robert T. schrieb:
> Was mich noch ein wenig wundert:
> wieso gibt's solche Chips nicht fertig für meine Anwendung?

Weil sowas kein Schwein braucht? Statt eines extra H-Side Switches würde 
man wohl einfach den Wandler abschalten. Und wenn man andererseits mal 
einen H-Side Switch braucht, dann nicht über einen so großen 
Spannungsbereich.

[Dieter W. (dds5)]

Ein N-Kanal auf der highside lässt sich bei niedriger Schaltfrequenz gut 
mit einem "photovoltaic optocoupler" ansteuern, z.B Avago ASSR-V621.

[Robert T. (tillule)]

> Weil sowas kein Schwein braucht? Statt eines extra H-Side Switches würde
> man wohl einfach den Wandler abschalten.
Eine Last von nem DCDC ohne Kondensatorentladung abwarten müssen zu 
trennen ist ein Sonderfall? Hätt gedacht, dass sowas nicht allzu selten 
vorkommt. Aber ich bin der wenig Erfahrene - wirst wohl Recht haben.

>"photovoltaic optocoupler"
Ui, sowas ist natürlich hübsch - spart man sich die 
Spannungsaufbereitung.
Bin beim ersten Googlen auf 3-4€ gestoßen (VO1263AAC) - gibts da noch 
günstigeres?
@Dieter Werner: ich werd meine Nüstern mal in der Richtung offen halten 
- gibts scheinbar von mehreren Herstellern.
Dual-Typen wie Vishay VO1263AAC sollte man auch parallel schalten können 
?!

Ich fasse mal zusammen was ich gelernt zu haben glaube:
- Die Topologie wie ich sie im ersten Beitrag gepostet habe ist grob 
gangbar.
- galvanisch getrennte DCDC zur Spannungserzeugung sind idR. der bessere 
Weg gegenüber Ladungs-Pumpen, da die Bauteilkosten für einen DCDC nicht 
mehr so böse sind wie Anno-und
- Wenn man bei der Pumpe bleibt, kann man mit zusätzlichem Buffer-OpAmp 
die Bezugsmasse für die Pumpe aufhübschen (kleinerer PullDown -> weniger 
Verlustleistung während unbelasteter Pumpe)
- ausgangsseitig ist eine direkte Speisung des Leistungs-FETs möglich, 
aber man kann den Dioden schützenden Gatewiderstand einsparen, wenn man 
einen Optokoppler nutzt.
- wenn man die Schaltverluste minimieren mag, nimmt man einen 
Opto-Gate-Treiber mit a) PushPull-Ausgang und b) ordentlich Wumms 
(unwichtig bei geringen Schaltfrequenzen)
- interessante Topologie: der Votovoltaic-Koppler, der keine 
HighSide-Spannungsversorgung braucht - Schaltzeiten entsprechend der ca. 
15-50uA Ausgangsstrom

Danke für die Lernkurve!


Mir fällt da noch eine Methode ein:
ich nutze die galvanische Trennung des Optos (sei es nun ein Treiber 
oder ein "normaler" Koppler) ja nur um das Source-Potential als Bezug 
für die generierte Spannung (Pumpe oder DCDC) zu nutzen. Man könnte ja 
auch ein OpAmp zwischen der generierten Spannung und 
FET-Source-Potential bespannen und müsste dann das Steuersignal über 
Zener und PullUp/-Down an das OpAmp-Potential von 5V auf 
5V+Source-Potential anpassen. Ist so etwas auch ein "gängiger" Weg?

[Stefan F. (Gast)]

Warum nicht einfach ein Relais nehmen?

[Robert T. (tillule)]

>Warum nicht einfach ein Relais nehmen?
Hab kurz quergeschaut über Datenblätter günstiger Relays (10A, 50Vdc) 
und grob folgende Einträge gefunden:

>Contact resistance 100 mΩ max.
Verlustleistung um Faktor 30 größer als FET mit Rds ca. 3mOhm

>Operate time 10 ms max.
>Release time 5 ms max.
Hab meine Specs nicht vollständig ausgeführt .... ich will die Last 1 
mal pro Sekunde für 5ms belasten und muss sie dafür 5ms+Schaltzeiten vom 
DCDC trennen. 15ms fürs hin und herschalten (+Entprellzeiten, auf die 
ich noch nicht eingegangen bin) ist was viel. Mir schwebt ne 
größenordnung von 1-2ms pro Schaltvorgang vor.

Massigere Relays werden einen geringeren Kontaktwiderstand haben, sind 
aber auch energetisch aufwändiger zu schalten (beschleunigen). Und wenn 
ich denn eins finde, was den Wünschen genügt, kostet's 15€ und baut so 
groß wie ne Packung Streichhölzer.

Für die Vollständigkeit bzgl. möglichen Schaltern gut zu erwähnen, aber 
scheided in dem Fall aus.

Die votovoltaic Optos scheinen mir wunderbar zu sein .... Frau und Kind 
bremsen ein wenig aus - ich versuch später mal Schaltzeiten für 
uA-Treiber per LTSpice zu erfühlen

Danke nochmals an alle für die Hilfe!
Lieben Gruß
Robert

[Dieter W. (dds5)]

Robert T. schrieb:
> Dual-Typen wie Vishay VO1263AAC sollte man auch parallel schalten können
> ?!

Im Datenblatt von Avago ist das ausdrücklich erwähnt, für höhere 
Spannung beide Kanäle in Reihe und für mehr Strom parallel schalten.

[Robert T. (tillule)]

Hab soeben 10 x VOM1271 (Vishay) bestellt:
SingleChannel, SOP4
8.4V, 15uA (bei I_F = 10mA von möglichen 50mA - also noch ein wenig 
pimpbar)

Ich hing eine Weile fest an der Größenordnung Strom und dachte der 
Schaltung lieber mehr Strom zu gönnen.
VO1263AAC hätte was mehr Wumms, aber kein Turn-Off-Glied drin - 
Turn-Off-Glied ist kein großes Tennis, sondern scheinbar üblicherweise 
ein p-Kanal JFET & ein dicker R (siehe PNG).

Doch dann haben die Preise der kleineren Kollegen begeistert.
Mit 1.5€ (15€ für 10Stk.) ist der ganze Käse abgefrühstückt und das, was 
der gewählte Zieltyp weniger an Wumms hat, hat der dickere mehr an 
TurnOff-Delay der Photovoltaik-Stufe (knapp 400uS zum Ausschalten).

Was ich noch nicht so recht verstanden habe:
dachte es wird ein Strom generiert (so ist's zumindest bei Photodioden). 
Die Datenblätter dieser Photovoltaik Koppler sprechen von
- Open Circuit Voltage und
- Short Circuit Current

Wobei ich in einem Datenblatt einen Graphen "OutputVoltage über I_F" 
gesehen habe. Lässt vermuten, dass erstmal die Spannung "geregelt" wird 
und dann bei erreichen des Short Circuit Current einbricht.

LTSpice verspricht mit beiden Grenzwerten (CC oder CV als Speisequelle 
des Schaltenden Gates) glücklich zu werden