Hey alle zusammen Ich bin derzeit dabei, einen 15 VA Sperrwandler zu konzipieren und überlege, welchen Current Mode PWM Controller ich nehmen soll. Ich bin dabei auf den altbewährten UC3842 gestoßen..könnt ihr mir diesen bei einer voraussichtlichen Eingangsspannung zwischen 130-200Vdc und einer Ausgangsspannung von 3000Vdc empfehlen? Noch einen angenehmen Morgen..und vielen Dank! Flyman
Der hat halt recht viel Stromaufnahme im Leerlauf und hat wenn ich mich recht erinnere auch keinen dedizierten Stromsparmodus (Pulse Skipipng etc.). Aber bei deiner Leistungsanforderung vlt. auch kein Problem. Ist wohl einer der meistbenutzten Power ICs. Hab bisher nur gute Erfahrungen damit gemacht.
Der ist schon okay, aber Du solltes eher den 3844 oder 3845 nehmen. Die haben ein toggle FF intern und können so nicht über 50% Tastgrad. Das verringert ganz erheblich das Risiko in die Sättigung zu laufen. Die Teile sind nicht wirklich spannend aber dafür leicht zu überblicken. Das Prinzip funktioniert bis heute nur das moderne ICs einen Haufen zusätzlicher Features mitbringen. Leading Edge blanking um das RC glied an der I-Messung zu vermeiden, pulse skipping für light load etc. pp. Braucht man aber alles nicht um sich erstmal ranzutasten. Für einen klassischen festfrequenten Flyback ohne viele Tricks und Kniffe kann ich den empfehlen.
Michael K. schrieb: > Der ist schon okay, aber Du solltes eher den 3844 oder 3845 nehmen. > Die haben ein toggle FF intern und können so nicht über 50% Tastgrad. > Das verringert ganz erheblich das Risiko in die Sättigung zu laufen. Durch Pulse-by-Pulse Current Limiting besteht diese Gefahr gar nicht, und wenn er mit großem Verhältnis hochsetzt, dann braucht er Tastverhältnisse über 50%.
ArnoR schrieb: > Michael K. schrieb: >> Der ist schon okay, aber Du solltes eher den 3844 oder 3845 nehmen. >> Die haben ein toggle FF intern und können so nicht über 50% Tastgrad. >> Das verringert ganz erheblich das Risiko in die Sättigung zu laufen. > > Durch Pulse-by-Pulse Current Limiting besteht diese Gefahr gar nicht, > und wenn er mit großem Verhältnis hochsetzt, dann braucht er > Tastverhältnisse über 50%. Ausserdem kann man per Rt<680 Ohm begrenzen.
ArnoR schrieb: > Durch Pulse-by-Pulse Current Limiting besteht diese Gefahr gar nicht, Aber klar. Wird der Kern seine Energie nicht komplett los schaukelt der sich langsam hoch und geht dabei voll in den CCM. Dafür sind die Bauteile oft nicht ausgelegt und das führt auch zu ganz merkwürdigem Regelverhalten.
Michael K. schrieb: > Wird der Kern seine Energie nicht komplett los schaukelt der sich > langsam hoch und geht dabei voll in den CCM. Na und? Das passiert bei jedem Einschalten der Schaltung bis die Ausgangsspannung hochgelaufen ist. Deshalb ist die Stromabschaltung ja auch drin, sonst fliegt die Schaltung sofort ab.
Nein. Auch beim Hochlaufen geht der Kern nicht in Sättigung (wenn korrekt dimensioniert). Die Cycle-by-Cycle-Limitation greift (bzw. muss auch im Normalfall) noch VOR der Kernsättigung ein. Um das Ganze noch zu entschärfen (dass eben keine kurzen sehr hohen Stromaufnahmen beim Einschalten auftreten) haben zumindest moderne Regel-ICs eine Soft-Start-Funktionalität. Viele Regler (und ich würde auch niemals vom Gegenteil ausgehen, da Unsinn) sind übrigens nicht in der Lage, bei Kernsättigung schnell genug einzugreifen, da u.a. aus Stabilitäts- gründen keine so schnellen Stromanstiege ausgewertet werden (können/ sollen/dürfen). Daher darf der Kern unter keinen Umständen in Sättigung gehen. In keinem Betriebsfall.
asg schrieb: > Nein. > > Auch beim Hochlaufen geht der Kern nicht in Sättigung Von Kernsättigung war doch gar nicht die Rede und die wird durch eine vernünftige Dimensionierung der Stromabschaltung verhindert. Es war gerade von der Stromabschalterei zur Vermeidung der Sättigung die Rede: ArnoR schrieb: > Durch Pulse-by-Pulse Current Limiting besteht diese Gefahr gar nicht (gemeint war die Sättigung) ArnoR schrieb: > Deshalb ist die Stromabschaltung ja > auch drin, sonst fliegt die Schaltung sofort ab. asg schrieb: > Daher darf der Kern unter keinen Umständen in Sättigung gehen. > In keinem Betriebsfall. Ja natürlich, davon reden wir die ganze Zeit.
ArnoR schrieb: > Michael K. schrieb: >> Wird der Kern seine Energie nicht komplett los schaukelt der sich >> langsam hoch und geht dabei voll in den CCM. > > Na und? Das passiert bei jedem Einschalten der Schaltung bis die > Ausgangsspannung hochgelaufen ist. Deshalb ist die Stromabschaltung ja > auch drin, sonst fliegt die Schaltung sofort ab. Bei 50% max Duty passiert das eben nicht weil der Duty garnicht so groß werden kann das der Kern seine Energie nicht wieder loswird. Natürlich ist CCM ein Problem einer falschen Dimensionierung und natürlich kann ich durch RT und auch durch andere Maßnahmen den duty cycle begrenzen. Meine Anregung gleich einen 44/45 zu verwenden bezog sich auch darauf das Florian sich selbst als Anfänger bezeichnet (anderer Thread) und da gibt es genügend Probleme zu lösen und man verhaut sich auch mal bei der Dimensionierung. CCM ist aus mehreren Gründen ein Problem wenn es länger anhält. Im DCM ist die Diode weit weniger belastet. CCM verursacht dramatische inversströme. Die Regelung versagt bei CCM und flippt ziemlich aus. Bei großem Ausgangselko merkt man das weniger an U-out sondern an dem infernalischen fiepen und kreischen der Regelschwingung. Mal kurz in den CCM bei abnormalen Bedingungen hält das Teil aus. Wenn es darum geht die Spule ideal auszunutzen ohne in den problematischen CCM Bereich zu gehen, dann nennt sich das CrM (Critical Conduction Mode) oder BCM (Boundary Conduction Mode) und es gibt eigene ICs dafür. Wir reden aber doch noch über ein gutmütiges regel IC für einen robusten 15W Flyback ohne große Fallstricke ?
Michael K. schrieb: > Die Teile sind nicht wirklich spannend aber dafür leicht zu überblicken. > Das Prinzip funktioniert bis heute nur das moderne ICs einen Haufen > zusätzlicher Features mitbringen. > Leading Edge blanking um das RC glied an der I-Messung zu vermeiden, > pulse skipping für light load etc. pp. > Braucht man aber alles nicht um sich erstmal ranzutasten. Welche ICs kannst du denn empfehlen, wenn man gerne die Features verwenden möchte? Mir ist bis dato auch immer der UC38xx empfohlen worden, und ich habe damit gute Erfahrungen gemacht. Deshalb meine Frage, welche "moderneren" ICs zu empfehlen sind, die weitere Features mit sich bringen. Gruß,
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Michael K. schrieb: > Bei 50% max Duty passiert das eben nicht weil der Duty garnicht so groß > werden kann das der Kern seine Energie nicht wieder loswird. Natürlich passiert das. Wenn bei Tastverhältnis 50% die Ausgangsspannung kleiner als 2Ue ist, also beim Hochlaufen (Ausgangskondensator aufladen), wird der Kern über die Einschaltzeit mit Ue aufgeladen und über die gleiche Zeit mit weniger als Ue entladen, da kann der Kern die Energie gar nicht vollständig abgeben. Der Strom wird immer größer und der Kern geht ohne Überstromabschaltung in die Sättigung. Siehe Anhang, dort Tastverhältnis konstant 50%.
ArnoR schrieb: > Natürlich passiert das. Okay, für einen Boost stimmt das weil der leere Elko für einen lange Duty Cycle sorgt auch ohne das der MosFet durchschaltet. Sobald Potentialtrennung ins Spiel kommt stimmt das aber nicht mehr. Es ist auch ein erheblicher Unterschied ob das mal beim Einschalten passiert oder bei jeder Überlast oder Unterspannung. Alexander schrieb: > Mir ist bis dato auch immer der UC38xx empfohlen worden, und ich habe > damit gute Erfahrungen gemacht. Deshalb meine Frage, welche "moderneren" > ICs zu empfehlen sind, die weitere Features mit sich bringen. Bleib beim UC384X. Das hohe Übersetzungsverhältniss und die 3000V werden spannend genug. Alleine TI hat 474 Offline & DCDC Controller: http://www.ti.com/lsds/ti/power-management/offline-and-isolated-dc-dc-controllers-and-converters-products.page STM und Fairchild lohnen auch einen Besuch. Pulse Skipping soll die Effizienz bei geringer Last verbessern. Leading Edge Blanking ersetzt nur das RC Glied an der I-Messung. CrM / BCM findest Du bei den meisten PFC Controllern, dafür braucht man aber eine zusätzliche Wicklung (oder Schaltungstricks) um den Strom-Nulldurchgang zu erkennen. Spread Spectrum, also das aufspreizen der Schaltfrequenz über einen weiteren Bereich um leichter durch den EMI Test zu kommen braucht Du nur bei den festfrequenten Topologien. BCM CrM bringen das von Haus aus mit. Interleaving, also mehrere Stufen die phasenversetzt arbeiten brauchst Du erst bei deutlich höheren Leistungen. Intergrierter Switch ist ein nette Sache, aber da muß man bei 130V / 15W schon etwas suchen. Power Integration hat sowas, aber die sind manchmal recht eigenwillig. (https://ac-dc.power.com/)
Michael K. schrieb: > Okay, für einen Boost stimmt das weil der leere Elko für einen lange > Duty Cycle sorgt auch ohne das der MosFet durchschaltet. > Sobald Potentialtrennung ins Spiel kommt stimmt das aber nicht mehr. Nichts davon stimmt. In meinem Beispiel sorgt der Elko in keiner Weise für irgendeine Veränderung des Tastverhältnisses. Das ist über die gesamte Zeit konstant 50% ein, 50 aus. Der Mosfet schaltet immer! Was du meinst ist das Aufladen des Elko auf Ue-Uf über die Diode. Dazu braucht der Mosfet nicht schalten und da kann man den Strom auch nicht durch Messung des Sourcestromes/Abschaltung des Mosfet begrenzen. Aber das ist hier nicht das Thema! Es spielt überhaupt keine Rolle, ob potentialgetrennt oder nicht. Auch bei Potentialtrennung muss der Trafo die gespeicherte Energie an den Ausgang loswerden. Ob er die Spannung auf die Eingangsspannung draufsetzt oder nicht, ist unerheblich. Je nach Übersetzungsverhältnis und momentaner Ausgangsspannung ist auch dann bei 50% Tastverhältnis keine ausreichende Entladung des Trafos möglich.
So, vielen Dank für all das Feedback. Da ich gerne das Funktionsprinzip eines UC3842 vollständig nachvollziehen möchte/will, suche ich derzeit erfolglos nach Internetseiten oder Docs, die mir dabei helfen könnten. Das Datenblatt des Uc3842 reicht mir zur Erklärung nicht so ganz aus, da ich leider noch zu wenig Kenntnisse besitze. Könntet hier mir in dieser Hinsicht weiterhelfen?
Danke! Das wird dann die Lektüre für den heutigen/morgigen Tag sein :D Bleibt dann neben dem Optokoppler nur noch die Frage, wie ich meinen Leistungsmosfet dimensioniere, der sowohl für den UC3842 als auch auf meinen Speichertrafo stimmig ist. Ich habe Schaltfrequenzen bei ca. 50kHz und eine Sperrspannung von ca. 900V anliegen. Diese beiden Parameter werden aber wohl kaum genügen, um den passenden MOSFET zu bestimmen. Wie gehe ich hierbei vor?
Florian M. schrieb: > Ich habe Schaltfrequenzen bei ca. > 50kHz und eine Sperrspannung von ca. 900V anliegen. Diese beiden > Parameter werden aber wohl kaum genügen, um den passenden MOSFET zu > bestimmen. Wie gehe ich hierbei vor? Bei Sperrwandler kann man das Windungsverhältnis n1/n2 so anpassen, dass die Sperrspannung nicht so hoch steigt. Im Normalfall wäre dann zwischen 500V - 600V. Es gibt genügenf MOSFET dafür.
Das Windungszahlenverhältnis kann ich ja dann nur durch eine geringere Windungszahl verändern, was widerrum eine Vergrößerung des Kerns bzw. Kernquerschnitts zur Folge hätte..ist das wirklich zu empfehlen? Woher weiß ich, welchen MOSFET ich nehmen soll bzw. welche Parameter sind zur Auswahl eines MOSFETs wichtig? Vielen Dank!
Florian M. schrieb: > Das Windungszahlenverhältnis kann ich ja dann nur durch eine geringere > Windungszahl verändern, Du müßtest n(sec)/n(prim) vergrößern, dann kannst Du mit dem Duty-Cycle runter, weil man in (angenommen) demselben Kern dieselbe Energie in kürzerer Zeit speichert. Das steigert am FET die RMS-Strombelastung, verringert aber die nötige Sperrspannung. Und es sinkt die Strombelastung der Sekundärdioden, allerdings steigt DEREN nötige Sperrspannung etwas an... da kann man sich halt etwas heraussuchen, was besser paßt / am Schluß effizienter ist. > was widerrum eine Vergrößerung des Kerns bzw. > Kernquerschnitts zur Folge hätte.. Nicht zwingend. Höhere Frequenz und minimal weniger n(prim) kann evtl. wieder gleiche oder mehr Leistung übertragen. Hmmm... durchrechnen würd ich das halt. > ist das wirklich zu empfehlen? Ja, ist es. (Meistens. Zumindest sollte man´s durchrechnen/überprüfen. Der Rds(on) ist ja auch bei heutigen (meist SJ-) FETs im 600/650-Volt-Bereich deutlich niedriger als bei höhersperrenden Typen, und auch die Schalterkapazitäten sind bei 600/650-Volt-Typen deutlich geringer. > Woher weiß ich, welchen MOSFET ich nehmen soll bzw. welche Parameter > sind zur Auswahl eines MOSFETs wichtig? Naja - das kommt drauf an. Der einzige Wert, der unabhängig von der geplanten Topologie und deren Eigenschaften feststeht, ist die "Figure-of-Merit" = Rds(on) * Q(gate). Man kann da vieles benutzen, Hauptsache, der FET hat die auftretenden Ströme ganz locker, und die Spannungen noch deutlich, "im Griff".
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Florian M. schrieb: > Das Windungszahlenverhältnis kann ich ja dann nur durch eine geringere > Windungszahl verändern Nein. Wenn du das Verhältnis n1:n2 in Richtung eines kleineren Wertes ändern willst, dann kanst du n1 verkleinern oder n2 vergrößern (oder beides) > was widerrum eine Vergrößerung des Kerns bzw. > Kernquerschnitts zur Folge hätte Da schon die Voraussetzung nicht stimmt, trifft diese Schlußfolgerung nicht zu. > Woher weiß ich, welchen MOSFET ich nehmen soll bzw. welche Parameter > sind zur Auswahl eines MOSFETs wichtig? Der MOSFET muß den Spitzenstrom und die Spitzensperrspannung auf der Primärseite des Trafos aushalten. Außerdem müssen alle Betriebszustände innerhalb der SOA liegen. Und wenn man dann noch Auswahl hat, bevorzugt man MOSFET mit kleinerer Gateladung, weil die einfacher (sprich: mit weniger Verlusten) anzusteuern sind.
So, nochmal vielen Dank für die vorigen Kommentare! Wenn ich eine der beiden Windungszahlen verändere, geht das ja automatisch auch mit einer Veränderung der Eingang-und/oder Ausgangsspannung einher..diese sollten sich aber nicht vergrößern bzw. verkleinern..oder seh ich das jetzt falsch? Sorry für die naiven Fragestellungen
Ist nicht naiv. Sind doch genau die richtigen Fragen, wenn man fragt, was man selbst nicht weiß. Ich bin auch kein Experte für Sperrwandler, aber m. Erachtens liegt der Knackpunkt allgemein darin, daß ein Sperrwandler keinen Trafo hat, sondern zwei gekoppelte Spulen. Die hat ein Trafo auch, aber der Unterschied ist die Betriebsweise: Beim SW überträgt die Primärwicklung während der Einschaltzeit keine Energie an die Sekundärseite. Die Diode sperrt. Sondern die Energie wird zuerst im Kern (Luftspalt) gespeichert, und erst dann in richtung sekundär "entlassen", wenn der Schalter geöffnet wird. Echte Trafos übertragen (bis auf eine kleine Phasenverschiebung, also Verzögerung, mit steigender Frequenz immer weniger wichtig) praktisch exakt während der Einschaltdauer Energie/Spannung. Und das meist (Ausnahmen wie Forward) auch noch mit symmetrischer Wechselspannung. Der SW aber wird mit Gleichstrompulsen betrieben. Dabei hat man den Vorteil, daß verschiedene Dimensionierungen funktionieren können. Wenn man a.) n(primär) senkt, und/oder b.) n(sek) erhöht, passiert folgendes: a.) Die nötige Energie läßt sich etwas schneller im Kern (im Luftspalt eigentlich) speichern, weil der Strom schneller ansteigt. a,b.) Durch das veränderte ÜVerhältnis ist auch U(sek) höher. Beides erlaubt eine Verringerung der Einschaltdauer. Erstmal, weil sonst der Strom zu hoch würde. Außerdem, weil dann auch U(out) zu hoch würde. Hoffe, das stimmt soweit. Sonst bitte korrigieren, Leute. Nachtrag: Ich werfe das Ding bald weg. Wieder Doppelpost. Sorry.
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Grade durchgelesen, was entscheidendes vergessen, "einzuklemmen", und zwar zwischen: "...und erst dann in richtung sekundär "entlassen", wenn der Schalter geöffnet wird."... Der nun abreißende primäre Stromfluß durch L(prim) erzwingt eine Spannungsumkehr, daher kann die sekundäre Diode nun leiten und die zuvor gespeicherte Energie [I(prim)² * 1/2 L(prim)] wird zu C(out) übertragen. D.h. aber auch, daß bei Sperrwandlern mit unbelasteter Sekundärwicklung gefährlich hohe Spannungen entstehen würden! (Vgl. Zündspulenprinzip) ...und: "Echte Trafos über..." usw. Da Gefahr besteht, wollte ich das hinzufügen.
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