Guten Tag, Ich habe heute ein Spannungs- und Stromgeregeltes Netzteil aufgebaut. Die Schaltung dafür hatte ich mir vor einiger Zeit schon überlegt, bzw. aus anderen kombiniert. Sie gefällt mir dahingehend sehr gut, dass der Strom- und der Spannungsregler parallel arbeiten und man keine negative Spannungsversorgung benötigt. Nun sind bei mir aus den 15V Zwischenkreisspannung 25V geworden. Danach fing das Netzteil ab ca 14V Ausgangsspannung an irgendwie "chaotisch" zu schwingen. Auch die Stromregelung hat ein komisches Schwingverhalten. Sie schwingt in einer Art periodischen Gruppen (siehe OSZI Bilder im Anhang). Die Messungen des Spannungsreglers erfolgten bei Leerlauf, die des Stromreglers bei Kurzschluss am Ausgang. Hat jemand eine Ahnung, woher das Schwingen kommt, bzw. ob die Schaltung so überhaupt sinnvoll zu betreiben ist? (Funktionieren tut sie zumindest in einem gewissen Rahmen :-) ) Auch Tipps für Verbesserungen sind erwünscht. Insgesamt stelle ich an das Netzteil keine großen Anforderungen, aber die Reglung sollte wenigstens stabil funktionieren, auch bei Kurzschluss am Ausgang. Grüße Fabian
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Fabian G. schrieb: > aus den 15V Zwischenkreisspannung 25V geworden. Da dürfte sich mancher Arbeitspunkt geändert haben? Prüfe selbst. DB LM324 http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm124-n.pdf
Hallo, konsultiere das Datenblatt des LM324 bzgl. der Kondensatoren C8 und C10. Stichwort: "capacitive loads on output" bei den Regel-OPs. Zum Testen mal rausnehmen und Schwingverhalten erneut prüfen.
C7 und C11 müssen weg. Sie verhindern die gewünschte Gegnkopplung von C8 und C10. Typische Werte von C8 und C10 sind im Bereich einge 100pF bis einige nF. Insgesamt ist das mal wieder diese unsägliche Schaltung mit Transistor Q2 zur Nachverstärkung. Damit bringt man völlig unkontrolliert eine Menge zusätzlicher Verstärkung in den Regelkreis. Kein Wunder wenn das öfters schwingt.
Hi, C8 und C10 machen den Regler erst zum selbigen. Aber die Richtung ist gut. An die maximum capacitive load des OPAmp habe ich nicht gedacht. Ich werde morgen mal ein wenig an den Kapazitäten schrauben und vielleicht einen anderen OPAmp einsetzen. Gruß Fabian
Fabian G. schrieb: > machen den Regler erst zum selbigen Nur hat Fabian die Spannung wesentlich erhöht, was die OPVs weniger freuen wird, falls diese 25V ohne Last noch höher werden?
Hallo,
> C8 und C10 machen den Regler erst zum selbigen.
Wohl nicht; sie stellen hier nur eine kapazitive Ausgangslast dar, die
über die Kondensatoren C7 bzw. C11 AC-mäßig auf GND gelegt sind. Mit dem
"Regeln" der OPs haben sie hier rein gar nichts zu tun ...
C8 und C10 haben die Aufgabe die Verstärkung bei hohen Frequenzen zu reduzieren da sonst der Regler schwingt. C7 und C11 müssen unbedingt weg.
C7 und C11 dürften das Hauptproblem sein. Die Referenzspannung sollte man aber auch noch ungleich 0 V wählen. Ein Emitterwiderstand für Q2 um die Verstärkung zu reduzieren wäre auch noch ganz gut. Der Spannungsabfall am Shunt wird auch noch nicht mit ausgeregelt. Die Sicherung gehört vor den Gleichrichter.
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Ok, danke erstmal für die vielen Hinweise. Ich habe es jetzt doch gleich noch ausprobiert, weil es mich interessiert hat. Ohne C7 und C11 läuft es ohne Probleme. Trotzdem habe ich die Schaltung nochmal etwas überarbeitet. oszi40 schrieb: > falls diese 25V ohne Last noch höher werden? Nein, 25V sind circa die peak Leerlaufspannung des Trafos, werden also eher weniger. Informant schrieb: >> C8 und C10 machen den Regler erst zum selbigen. > Wohl nicht; sie stellen hier nur eine kapazitive Ausgangslast dar Ich dachte, in dieser Konfiguration arbeitet der OPAmp als Integralregler? Oder war die Aussage nur auf die "alte" Konfiguration mit C7 und C11 nach Masse bezogen? Lurchi schrieb: > Die Referenzspannung sollte > man aber auch noch ungleich 0 V wählen. Die Referenzspannung wird auf einer anderen Platine eingestellt und ist hier nur auf Masse gezogen, falls die andere Platine nicht verbunden ist. Lurchi schrieb: > Die Sicherung gehört vor den Gleichrichter. Wenn ich das mache, müsste die Sicherung ja den gesamten Ladestrom der Kondensatoren aushalten. Demzufolge könnte ich keine flinke Sicherung mehr verwenden. Bisher habe ich eine träge Sicherung auf der Primärseite des Trafo und dann noch diese nach den Kondensatoren. Ich denke, dass es damit für seinen Zweck ausreichend abgesichert ist oder gibt es einen guten Grund dafür, den Gleichrichter und die Kondensatoren mit abzusichern? Edit: Auf dem ersten Schaltplan waren die Labels COMP_U und COMP_I nach den Subtrahieren vertauscht.
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Fabian G. schrieb: > Wenn ich das mache, müsste die Sicherung ja den gesamten Ladestrom der > Kondensatoren aushalten. Demzufolge könnte ich keine flinke Sicherung > mehr verwenden. > Bisher habe ich eine träge Sicherung auf der Primärseite des Trafo und > dann noch diese nach den Kondensatoren. Ich denke, dass es damit für > seinen Zweck ausreichend abgesichert ist oder gibt es einen guten Grund > dafür, den Gleichrichter und die Kondensatoren mit abzusichern? Einen Grund? Nöööö, ganz sicher nicht! Hier im Forum und anderswo hast Du bestimmt noch nie was von abgerauchten Gleichrichtern und geplatzten Kondensatoren gelesen. Nein, sowas kommt praktisch nie vor! <Ironie/OFF Die Sicherung soll nicht Deine Transistoren sichern, das könnte die auch gar nicht (nichtmal eine super-duper-flinke). Sie soll vor allem Folgeschäden eines Fehlers (Deine Hütte brennt dadurch ab) verhindern. Daher ordnet man diese vor den Gleichrichter an. Old-Papa
Fabian G. schrieb: > Auch Tipps für Verbesserungen sind erwünscht. -Der SU169 ist wohl der ungeeignetste Typ den man an der Stelle einbauen kann, 1000V aber kaum Stromverstärkung, das dürfte auch den BC547 (Q1) überfordern. -Wozu U2C? Die Ausgangsspannung kann U2B über einen einfachen Spannungsteiler bekommen. -Die Zusammenführung der OPV-Ausgänge auf den Ausgangs-Emitterfolger würde ich so nicht machen. Sondern: D5/D6 raus und 2 Transistoren verwenden, die kollektorseitig verbunden sind und von denen jeder einen Emitterwiderstand bekommt. Die Basen an den jeweiligen OPV-Ausgang. Durch die Emitterwiderstände kann man für den Strom- und Spannungszweig jeweils unterschiedliche Gegenkopplungen einstellen und so die Schleifenverstärkung für jeden Zweig optimieren. Damit erreicht man eine höhere Regelgeschwindigkeit und/oder bessere Stabilität. -Die 1N4007 sind zu schwach für 10mF.
Das ist kein Labornetzteil, sondern ein Schaltungskiller. Was passiert beim Ein-/Ausschalten bzw. bei Ausfall der OPV-Versorgung?
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Hi, ich habe jetzt noch so einiges geändert und versucht alle Ratschläge unzusetzen. ArnoR schrieb: > Der SU169 ist wohl der ungeeignetste Typ den man an der Stelle einbauen > kann, 1000V aber kaum Stromverstärkung, das dürfte auch den BC547 (Q1) > überfordern. Ich habe mit dem in der Schaltung zwar schon knapp über 1A gezogen, habe aber trotzdem mal geschaut was ich noch so rumliegen habe. Neuer Typ: 2N3055 mit ca der zehnfachen Stromverstärkung. ArnoR schrieb: > Wozu U2C? Die Ausgangsspannung kann U2B über einen einfachen > Spannungsteiler bekommen. Da es den sowieso gibt (Referenzwert für die Spannungsanzeige), dachte ich es könne nicht schaden, sich die zwei Widerstände zu sparen. Um das aber ein wenig zu entkoppeln habe ich jetzt wieder den Spannungsteiler genutzt. ArnoR schrieb: > -Die 1N4007 sind zu schwach für 10mF. Bist du dir da sicher? Der reine Kupferwiderstand meines Trafos sind ca 1Ω, was bei 25V zu kurzzeitig 25A Ladestrom führen würde. Laut Datenblatt halten die 1N4007 kurzzeitig einen Impuls von 30A aus. Peter D. schrieb: > Was passiert beim Ein-/Ausschalten bzw. bei Ausfall der OPV-Versorgung? Das habe ich mir gerade an meiner bereits aufgebauten Schaltung angesehen. Sieht tatsächlich eher bescheiden aus. In der neuen Schaltung habe ich eine kleine Transistorschaltung eingebaut, welche den Ausgang erst "Scharfschaltet", wenn die OPAmp Spannung ca. 11V überschreitet. Zumindest in der Simulation funktioniert das sehr gut. Vielen Dank nochmal an alle für die guten Hinweise und Tipps!
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Wie weit willst du dein Netzteil spannungsmäßig denn runter regeln können? Auf wenige mV? Dann empfehle ich die Schaltung noch um den Teil im Anhang zu erweitern. Dein Feedback-Netzwerk beträgt 10 kΩ, der 2N3055 darf mehrere 100 uA Leckstrom haben. 100 uA an 10 kΩ verursachen schon 1 V Spannungsfall. 1 uA würden noch für 10 mV Spannungsfall sorgen. Mein Schaltungsvorschlag wird dafür sorgen, dass der Leckstrom von 100 uA zum größten Teil ungebremst zur Masse am Feedback-Netzwerk vorbei geführt wird. Als Transistor kannst du da einen BC547 oder ähnliches benutzen. Und wenn du nicht soviel Leistung verheizen willst kannst du einen Step-Down Schaltregler (z.B. LM2596) vorschalten und diesen so regeln, dass die Spannung über 2N3055 und dem Sense-Widerstand immer konstant (z.B. 3V) ist. Dann wird der KK auch nicht ganz so groß sein müssen. Du hast ja noch einen OPV über den man dafür benutzen könnte.
Fabian G. schrieb: > Laut > Datenblatt halten die 1N4007 kurzzeitig einen Impuls von 30A aus. Das ist die Grenzbelastbarkeit für 5ms ohne anschließende weitere Belastung. In deiner Schaltung fließt (bei 1R Quellwiderstand) beim Einschalten im Spannungsmaximum ein Spitzenstrom von ca. 21A bei einer Viertelperiode Stromfluss (5ms), etwa 12ms später eine Halbperiode (6ms) mit einem Spitzenwert von 9A, etwa 15ms danach eine Halbperiode (5ms) mit 5A... Ich würde das als grenzwertige Belastung bezeichnen und nicht machen. Ein GBU4 braucht etwa so viel Platz wie 4 stehende 1N4007.
Zur Ansteuerung des 2N3055 würde ich den BD135 empfehlen. Der BC547 ist in dieser Rolle ziemlich grenzwertig.
A. K. schrieb: > Zur Ansteuerung des 2N3055 würde ich den BD135 empfehlen. Oder gleich den 2N3055 gegen einen Darlington wie einen TIP120 austauschen ;)
Ja, ok ich muss zugeben der 2N3055 war einfach der Nächste, der mir in die Hände gefallen ist. Mich würde trotzdem interessieren, wo die Angabe zum leakage current steht? Ich habe gerade drei verschiedene Datenblätter durchgeschaut und nirgendwo eine Angabe dazu gefunden. Als Nächster in meiner Kiste für "Transistoren, die weg müssen" liegt ein BDX67B. Der hat einen typischen hFE von 5200 in meinem Betriebsbereich und ist gleich ein Darlington. Eine Angabe zum leakage current habe ich auch hier nicht gefunden. Was haltet ihr davon? Wenn ich so darüber nachdenke habe ich glaube ich auch noch irgendwo ein paar TIP120 rumliegen. Die würden vermutlich von der Dimensionierung her sogar bessser in ein 20V 1A Netzteil passen, als ein 16A Endstufentransistor.
Fabian G. schrieb: > Mich würde trotzdem interessieren, wo die Angabe zum leakage current > steht? Ich habe gerade drei verschiedene Datenblätter durchgeschaut und > nirgendwo eine Angabe dazu gefunden. Die nennt sich Collector Cut Off Current (Uce= 30V, IB = 0 A) und liegt bei max. 0.7 mA beim 2N3055. Bei Datenblatt von On Semi auf Seite 2 zu finden. Ich hab einen BU806 bei mir drin und ohne meinen Schaltungsvorschlag habe ich am Ausgang etwa 0.5 V. Mein Feedbacknetzwerk ist 12.2 kΩ stark, heißt also der hat bei mir 40 uA Leckstrom. Der BU806 darf bis zu 100 uA haben. Das Netzteil hab ich aber zwei mal aufgebaut, das zweite hat grad mal 20 mV am Ausgang, also grad mal 1.6 uA Leckstrom. Hab das mit dem BC547 also nachgerüstet und komme damit auf unter 1 mV am Ausgang. Mir war das wichtig, es kommt halt drauf an ob es einem wichig ist oder nicht. Wenn man mit dem Netzteil eh nicht in diesem Bereich groß arbeiten will kanns auch wurscht sein.
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Nagut, dann fällt der BDX67 ja eher gleich flach, mit 1mA. Aber auch beim TIP120 mit 0.5mA siehts ja eher bescheiden aus. Ich weiß, dass das Maximalwerte sind, aber dann hätte ich ja im schlimmsten Falle 5V, wenn der Ausgang nicht belastet ist. Ist das denn ein realistischer Wert? Ich meine, ich werds sowieso mal ausprobieren und im Notfall einen auswählen der dann ein entsprechend geringes leakage hat. Normalerweise habe ich eher selten was im Millivoltbereich zu tun aber wenn man diese Fähigkeit mit einem Transistor und zwei Widerständen bekommt, kann man die ja auch gleich mit einbauen.
Fabian G. schrieb: > Nagut, dann fällt der BDX67 ja eher gleich flach, mit 1mA. Aber auch > beim TIP120 mit 0.5mA siehts ja eher bescheiden aus. Du musst halt schaun wieviel sie wirklich haben. Das im Datenblatt ist ja nur ein maximaler Wert, du kannst auch Glück haben und deiner hat dann nur 1 uA oder weniger. Und dann fragst du dich ob es wirklich schlimm ist wenn dein Netzteil im unbelasteten Fall bei der 0V-Stellung immer noch 10 mV an den Klemmen hat. Normalerweise ist das total unkritisch.
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So, die nächste Schaltungsvariante ist fertig. Soweit sieht das meiner Meinung nach jetzt schonmal ganz gut aus. Ich denke ich habe jetzt fast alle Tipps umgesetzt. Ich würde die Platine demnächst dann mal layouten und alles ausprobieren. Nochmal vielen Dank für alle Tipps.
Fabian G. schrieb: > So, die nächste Schaltungsvariante ist fertig. ..und sie sieht eigentlich genau so schlimm aus wie die erste. Erstens: du hast entschieden zuviele Transistoren im Signalweg. Zweitens: deine OpV's können einen richtig großen Ausgangsspannungsbereich überstreichen, also nutze dies aus. Lasse sie NICHT auf irgend einen Transistor arbeiten, der nochmal ohne fette Gegenkopplung eine Menge Verstärkung in die Regelschleife bringt und den effektiv nötigen Spannungshub des OpV's auf wenige 100 mV oder so einengt. Drittens: deine REF_I und REF_U Signale sind falsch angelegt. Direkt am Poti kannst du ja nen Glättungskondensator anbringen, aber von dort aus sollte es einen Widerstand zum OpV-Eingang haben und dazu einen zweiten Widerstand in Reihe zu deinen Gegenkopplungs-Kondensatoren. So kriegt der OpV eine ohmsche Gegenkopplung und eine berechenbare Verstärkung für Frequenzen, wo die Impedanz des Gegenkopplungs-C's kleiner wird als die eingefügten Widerstände. Und er muß nicht auf eine Kapazität arbeiten, was nicht jedem OpV gefällt. Ich würde mal sagen 1K von Uref nach E- und von dort aus nochmal 1K zum Gegenkopplungs-C. So wie das jetzt ist, sieht der OpV lediglich die Verlustwiderstände beider Kondensatoren und die Parallelschaltung des Potis mit dem Runterzieher. Da kommt nur unvorhersagbares Verhalten bei raus. W.S.
W.S. schrieb: > Erstens: du hast entschieden zuviele Transistoren im Signalweg. Hää? Meinst du etwa die vielen Transistoren in den OPV? Da würde ich dir zustimmen. W.S. schrieb: > Lasse sie > NICHT auf irgend einen Transistor arbeiten, der nochmal ohne fette > Gegenkopplung eine Menge Verstärkung in die Regelschleife bringt Nein, stimmt nicht. Der Ausgangsteiler R19/R20 bringt eine Dämpfung von 10, der Transistor Q5 bringt eine Verstärkung von ~10, insgesamt hebt sich das genau auf. Es gibt in der Schleife keine nennenswerte zusätzliche Verstärkung. Außerdem ist der gegengekoppelte Q5 schneller als der OPV und macht daher auch keine unerträgliche Phasendrehung.Die Schaltung verhält sich in etwa wie der OPV mit dem TIP120.
Die Ref. Spannungen für den Sollwert müsste man noch über Widerstände anlegen, nicht direkt an die kennzeichneten Punkte. Die Widerstände sind schon entscheidend für die Regeleigenschaften. Der Shunt ist auch die HIgh side gewandert - da hilft er ein wenig der Endstufe, ist aber nicht so ohne weiteres für die Stromregelung zu gebrauchen. Die Stromregelung funktioniert ohne den Shunt an der low side nicht. Die Emitterwiderstände an Q1, Q5 sind so zu groß - so kann die Ausgangsspannung kaum bis auf 0 runter geregelt werden, weil R6 einfach zu viel Strom liefern kann wenn die Spannung klein ist. Vermutlich müsste man R6 durch eine Stromquelle (z.B. 1 - 2 mA) ersetzen, damit es überhaupt passt. Dann geht es auch mit den 100 Ohm oder ggf. sogar etwas mehr. Für Q7 sollte man schon eine etwas größere Bauform wählen um die Wärme los zu werden.
Lurchi schrieb: > Für Q7 sollte man schon eine etwas größere Bauform wählen um die Wärme > los zu werden. So heiß wird der aber gar nicht, SOT23 sollte locker genügen. Da kommts wahrscheinlich nicht mal zu 50 mW Leistungsumsatz, schafft ein SOT23 locker weg.
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M. K. schrieb: > Lurchi schrieb: >> Für Q7 sollte man schon eine etwas größere Bauform wählen um die Wärme >> los zu werden. > > So heiß wird der aber gar nicht, SOT23 sollte locker genügen. Da kommts > wahrscheinlich nicht mal zu 50 mW Leistungsumsatz, schafft ein SOT23 > locker weg. Das stimmt, ich habe ihn mit seiner Gleichstromverstärkung und dem Vorwiderstand so eingestellt, dass im angestrebten Betriebsbereich ca. 1mA fließt. Selbst wenn der OPAmp voll durchsteuert sollten maximal 10mA fließen (aber auch die Ausgangsspannung entsprechend absinken). Aber der wird vermutlich eh noch TO92 weil ich den nicht im SOT23 dahabe. Lurchi schrieb: > Die Emitterwiderstände an Q1, Q5 sind so zu groß - so kann die > Ausgangsspannung kaum bis auf 0 runter geregelt werden Darüber habe ich auch schon nachgedacht, deswegen stehen die 100 noch in Klammern. Ich habe ja schon am TIP120 mit der Diode davor ca. 2V Spannungsabfall. Wenn ich jetzt mit der Schleifenverstärkung etwas höher gehe, z.B. auf ungefähr 1.5 mit 68Ω Emitterwiderständen, sollte ich ja wieder bis an die 0V regeln können. Lurchi schrieb: > Die Ref. Spannungen für den Sollwert müsste man noch über Widerstände > anlegen, nicht direkt an die kennzeichneten Punkte. Ok, die kommen noch mit rein und dafür die pulldown Widerstände raus. Lurchi schrieb: > Der Shunt ist auch die HIgh side gewandert - da hilft er ein wenig der > Endstufe, ist aber nicht so ohne weiteres für die Stromregelung zu > gebrauchen. Das verstehe ich nicht. Wieso soll ich ihn dort nicht zur Strommessung nutzen können?
Fabian G. schrieb: > Das verstehe ich nicht. Wieso soll ich ihn dort nicht zur Strommessung > nutzen können? Kannst du in deinem Fall locker. Ich hab ihn auch da. Wahrscheinlich war das eine Anspielung darauf, dass man dann auf die Spannung achten muss, so ein OPV darf nur selten eine Spannung größer als seine Versorgungsspannung an den Eingängen sehen. Bei dem Spannungsbereich, in dem du aber arbeitest, sollte das kein Problem sein.
Naja der LM324 kann, wenn ich das richtig im Datenblatt gelesen habe, bis 32V Eingangsspannung, unabhängig von der Versorgungsspannung (Maximum Ratings). Bei den empfohlenen Werten steht zwar bis Versorgungsspannung, aber im Notfall könnte man die Widerstände am Subtrahierer OPAmp noch so anpassen, dass die Eingänge im "grünen" Bereich bleiben. Dann müsste ich nur für die Messung später nochmal verstärken. Edit: Ich werde das gleich so machen, da mein ADC-zu-7Segment IC auch von 0-200mV ausgesteuert werden kann. Problem gelöst. Jetzt liegt eben auch die Referenzspannung im 100mV Bereich aber das sollte denke ich funktionieren.
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Fabian G. schrieb: > ADC-zu-7Segment IC ? ADC? Fabian G. schrieb: > Naja der LM324 kann, wenn ich das richtig im Datenblatt gelesen habe, > bis 32V Eingangsspannung, Wo hast du denn das gelesen? Das Datenblatt sagt zu Input Common-Mode Voltage bei einer Versorgung von 30 V dass man an das untere Rail ran darf und vom oberen Rail 1.5 V drunter bleiben sollte.
M. K. schrieb: > Fabian G. schrieb: >> ADC-zu-7Segment IC > > ? ADC? Ich nutze den ICL7106 für die Stromanzeige und den MAX1498 für die Spannungsanzeige. Man könnte das sicherlich auch mit einem Mikrocontroller machen, aber da ich die eh noch rumliegen habe, habe ich damit dann keine Arbeit mehr. > Fabian G. schrieb: >> Naja der LM324 kann, wenn ich das richtig im Datenblatt gelesen habe, >> bis 32V Eingangsspannung, > > Wo hast du denn das gelesen? Das Datenblatt sagt zu Input Common-Mode > Voltage bei einer Versorgung von 30 V dass man an das untere Rail ran > darf und vom oberen Rail 1.5 V drunter bleiben sollte. Ok, dann habe ich mich da wohl verguckt. Die 1.5 unter Rail ergeben mit der internen Schaltung auch viel mehr Sinn. Aber das Problem ist ja eh schon gelöst.
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