Konkret geht es um einen 24A. Aber ich denke, die Frage kann man auf jeden µC übertragen. Laut AMR darf man einen IO-Pin mit maximal 40mA belasten. Ein empfohlener Maximalwert fehlt jedoch. Hat es schonmal jemand geschafft, einen Pin zu killen, indem er direkt an das Gate angeschlossen wurde? Es fliessen dann gut 100mA, jedoch nur einige us lang. Das aber wiederum sehr oft. Der Durchschnittsstrom ist dennoch maximal nur wenige mA gross.
Noch nie über einen längeren Zeitraum ohne ausprobiert, mit 10 Ohm am Gate aber über Jahre keine Ausfälle bei 10kHz.
Reiner schrieb: > Hat es schonmal jemand geschafft, einen Pin zu killen, indem er direkt > an das Gate angeschlossen wurde? Sicher, aber garantiert nicht durch den Gate-Aufladestrom, ein Ausgang ist selbst-limitierend durch den Abschüreffekt des MOSFETs, sondern durch den über COSS rückgekoppelten Strom, wenn das Drain des MOSFETs aus welchem grund auch immer in einer Mikrosekunde um mehrere hundert Volt hochschnellt, dann koppelt das ins Gate, zieht das hoch, und der Strom fliesst von aussen über die Schutzdiode des uC nach +5V ab, mit einer Stromstärke die zum Zünden des internen Thyristors reicht und den IC in Latchup-Kurzschluss bringt, woraufhin er vom vollen Strom des Netzteils gegrillt wird, wenn das genug bring, wie ein PC Netzteil. Er wird also nicht vom Strom über den Ausgang gegrillt, sondern durch den latch up Strom.
Problem ist beim Schalten, dass Du zwischen Gate und Drain eine Kapazität hast und es dir bei schnellen Schaltvorgängen die Gatespannung über 5V anheben kann.
Reiner schrieb: > Laut AMR darf man einen IO-Pin mit maximal 40mA belasten. Ein > empfohlener Maximalwert fehlt jedoch. Wie ein empfohlener Maximalwert? Bis 40mA bleibt er garantiert heile, ab 40mA kann er sofort kaputt gehen. Was willst Du da mehr empfohlen bekommen?
> Konkret geht es um einen 24A Was ist das, ein neuer Mercedes? > Es fliessen dann gut 100mA, jedoch nur einige us lang. Glaube ich Dir nicht. Ich habe mal den Kurzschluss-Strom bei 5V an mehreren AVR µC gemessen, und alle lieferten dabei ungefähr 50mA. Und was steht im Datenblatt als maximal erlaubter Wert? bei den meisten ist es 200mA. Also alles im grünen Bereich. Solange du das nicht mit vielen Pins gleichzeitig machst. Allerdings können so starke Stromschwankungen die Stabilität der Versorgungsspannung beeinträchtigen. Deine 40mA rühren eher von dem Anspruch, dass dabei noch gültige Logikpegel aus dem Ausgang heraus kommen. Bei mehr als 40mA ist damit nicht mehr zu rechnen. Das ist aber egal, sonage du an den selben Ausgang nicht noch weitere Bauteile hängst, die saubere Logikpegel benötigen.
Beim direkten Anschliessen an meinen MOSFET kann es vorkommen, dass der uC neu startet. In seltenen Fällen kann auch der Pin zerstört werden. Auf jeden Fall einen in Serie geschalteten Widerstand verwenden!
> Beim direkten Anschliessen an meinen MOSFET kann es vorkommen, dass > der uC neu startet. Eben weil: > Allerdings können so starke Stromschwankungen die Stabilität der > Versorgungsspannung beeinträchtigen. > Auf jeden Fall einen in Serie geschalteten Widerstand verwenden! Besser ist das. Wenn man keinen Plan hat, welcher das sein soll, würde ich mal mit 100 Ohm anfangen.
Mick schrieb: > Beim direkten Anschliessen an meinen MOSFET kann es vorkommen, dass der > uC neu startet Man sollte nie irgendetwas an einen µC direkt anschließen solange er läuft.
Stefan U. schrieb: > Und was steht im Datenblatt als maximal erlaubter Wert? bei den meisten > ist es 200mA. Also alles im grünen Bereich. Solange du das nicht mit > vielen Pins gleichzeitig machst. Du solltest mal das Handbuch genauer lesen. Es ist nämlich ziemlich peinlich, wenn man eine grosse Fresse hat und dann trotzdem Bullshit redet. Du verwechselst hier nämlich offensichtlich den erlaubten Strom, der durch einen Vcc Pin fliessen darf mit dem Strom, der durch einen IO-Pin fliessen darf. Des weiteren ist der Kurzschlussstrom bedingt durch Serienschwankungen nicht generell zu beziffern. Ich habe schon tinys mit 67mA und 75mA gehabt. Das liegt alles über den AMR.
Ok, bei 75mA hätte ich auch Schiss.
Ich glaube dem Reiner das mit den 75mA. Kann druchaus sein. Unabhängig davon lautet meine Antwort auf die urspüngliche Farge, daß ich noch nie einen Mikrocontroller durch Kurzschluss einzelner Pins kaputt bekommen habe. 74er TTL IC's sind da erheblich empfindlicher.
Wahrscheinlich läuft es für immer, insbesondere bei einem Einzelstück. Worauf es ankommt ist die Gateladung. Es macht einen gewaltigen Unterschied, ob man einen Leistungs-MOS mit 100mC treiben will, oder einen 2N7002 mit irgendwas pC. Einen 2N7002 oder BSS123 kann man bedenkenlos mit einem Controllerpin treiben. Die liegen bei <1nC. Einen FET mit 100nC mit 10kHz wohl nicht. Wenn man das tun will, darf man sich ein echtes Geschoß von einem FET mit gewaltigem Merit zulegen. Da ist der Gatetreiber billiger :-) Wer einen Leistungs-MOS mit 24A sauber steuern will, wird einen Gatetreiber nehmen. Oder mindestens einen Gatewiderstand. So einfach dranflanschen ist Pfusch.
MurksMurksMurks schrieb: > Worauf es ankommt ist die Gateladung. Kannst du ja umrechnen. Für die diversen CMOS und TTL-Familien ist ein "FAN-Out" angegeben, der angibt, wieviele Eingänge mit einem Ausgang steuerbar sind. Bei CMOS sind die Eingänge ebenfalls Gates. Aus einer TI-Appnote für 74HCT : Fan-Out von ~1000 bei (extrem-Worst-Case) 15 pF pro Gate geht noch einigermaßen. d.H. 15nF Last am Ausgang gehen noch, ohne dass dabei die Rise/Fall-Zeiten um mehr als 500ns verschlechtert werden. Und das ohne Angst-Widerstand dazwischen. --> Appnote "HCMOS Design Considerations" von TI. oder von vermutlich jedem anderen Hersteller. die AVR-IOs sind da nicht sooo verschieden von, vermutlich sogar noch kräftiger.
Stefan U. schrieb: > Unabhängig davon lautet meine Antwort auf die urspüngliche Farge, daß > ich noch nie einen Mikrocontroller durch Kurzschluss einzelner Pins > kaputt bekommen habe. Ändert nix daran, dass - ein I/O-Pin beim AVR mit maximal 20 mA spezifiziert ist - die absolute maximum ratings bei 40 mA liegen - der Vcc-Pin maximal 200 mA verträgt - und bei anderen Mikrocontrollern deutlich geringere Werte zu erwarten sind. Ein Arduino Due (Atmel SAM3X) spezifiziert je nach Pin zwischen 3 und 15 mA maximal.
Ich hab hier einen IRFP460Z mit 0.6 mm Cu verlaengert fuers Brotbrett. Der bekommt sein Gate-Signal u.a. auch regelmaessig von (5V-)Controller-PINs. Kaputt gegangen ist da noch nie etwas. Wegen fehlender Freillaufdiode hat der IRFP460Z dabei auch schon Spannungen von 600 V am Drain ueberlebt. Mit einem Labor-NT das nicht mehr als 1 A am Ausgang schafft, ist das schon ziemlich unkaputtbar.
Der Vollständigkeit halber würde ich bei einem Re-Design empfehlen zwischen Gate und Masse einen hochohmigen Ableitwiderstand als Pegel Bezugspunkt vorzusehen um zu verhindern das beim Start des uC bevor die IO-Pins als Ausgänge konfiguriert sind, unerwünschte Schaltvorgänge durch hochschweben des Gate Drive Pins vorkommen können. Es empfiehlt sich immer nichts dem Zufall überlassen zu wollen. Als Wert genügen 10K-1M.
Reiner schrieb: > Der Durchschnittsstrom ist > dennoch maximal nur wenige mA gross. Der Gatestrom ist nicht das Problem, sondern der Sourcestrom und die Drainspannung. Bei Leistung wird jedes Stückchen Draht zu Widerstand + Induktivität, d.h. es kann sehr viel Spannung daran abfallen und die killt dann rückwärts den MC, wenn der nicht geschützt wird.
Mick schrieb: > Beim direkten Anschliessen an meinen MOSFET kann es vorkommen, dass der > uC neu startet. Kein Abblockkondenstaor nah zwischen VCC und GND ?
Reiner schrieb: > Stefan U. schrieb: >> Und was steht im Datenblatt als maximal erlaubter Wert? bei den meisten >> ist es 200mA. Also alles im grünen Bereich. Solange du das nicht mit >> vielen Pins gleichzeitig machst. > > Du solltest mal das Handbuch genauer lesen. Es ist nämlich ziemlich > peinlich, wenn man eine grosse Fresse hat und dann trotzdem Bullshit > redet. Du verwechselst hier nämlich offensichtlich den erlaubten Strom, > der durch einen Vcc Pin fliessen darf mit dem Strom, der durch einen > IO-Pin fliessen darf. Oh Mann, hirnlose Idioten unterwegs. Ja, beim AVR steht als Maximalstromn 20mA pro Pin, damit die Ausgangsspannung auf der erlaubten Spannung für einen definierten Logikpegel bleibt. DAUERSTROM für einen seriösen LOGIKPEGEL. JEDER uC kann kurzfristig am Aussgangspin einen Kurzschluss ab, er muss das können weil er andere CMOS Eingänge treiben soll, die ebenfalls wie Kondenstaoren wirken und erst mal aufgeladen werden müssen. LIEFERN kann der Chip nie mehr Strom als er zumindest kurzzeitig verträgt, die MOSFETs schnüren vorher ab. Ein DAUERNDER Kurzschluss, womöglich noch an mehreren Pins, führt aber zum Aufheizen am Innenwiderstand des Ausgangstransistors und macht in der Folge vielleicht den IC kaputt - durch Überhitzung, also thermisch limitiert. Kurzfristig schadet er nicht. Während dieser Überlastung, in der mehr als 20mA fliessen, vielleicht 40 oder 65, erreicht der Pin vermutlich noch nicht seine Logikpegelspannung von unter 0.9V bzw. über 4.2V, aber das ist ja auchd er Übergang von einem Logikzustand in den anderen, bei einem MOSFET-Gate werden gar keine Logikpegel erwartet. Die 40mA verträgliches Maximum pro Pin gelten bei Strom von AUSSEN, über die Eingangsschutzdioden abfliessend, also z.B aus 7V von aussen in einem mit 5V versorgten IC oder mit -2V auf einen an GND, es ist der Strom unter dem der parasitäre Thyristor für den LatchUp garantiert noch nicht zündet. Zum zünden reichen auch kurz (1uS oder kürzer) mehr als 40mA, so viel mehr daß es garantiert mehr sind.
(º°)·´¯`·.¸¸.·´¯`·.¸¸.·´¯`·.¸¸.·´¯`·.¸¸.·´¯`·.¸¸.· schrieb im Beitrag #5092474: > Wegen fehlender Freillaufdiode hat der IRFP460Z dabei auch schon > Spannungen von 600 V am Drain ueberlebt. Alle FET haben den Avalanche-Breakdown, der ist reversibel. Bei einigen FET ist das eigens erlaubt und sogar spezifiziert (Avalanche rated), bei anderen nicht spezifiziert, aber trotzdem vorhanden. Ich habe noch keinen FET gesehen, der bei (normalen) induktiven Lasten wie einem Relais daran eingegangen wäre. Heiß werden sie schnell, kaputt nicht so schnell. Drum wundert es mich nicht. Sowas nutzen tut man aber üblicherweise nicht so gerne. Erstens benötigt man avalanve-rated FET, zweitens konzentrieren sich die Verluste vom Entmagnetisieren UND schalten im FET. Michael B. schrieb: > JEDER uC kann kurzfristig am Aussgangspin einen Kurzschluss ab, Mööööööp. Siehe auch: Beitrag "PIC24FV32KA301 - Ports nicht kurzschlussfest?" Ist kein Einzelfall. Ich hatte es auch schon. Bei unterschiedlichen Herstellern.... Michael B. schrieb: > das können weil er andere CMOS Eingänge treiben soll, die ebenfalls wie > Kondenstaoren wirken und erst mal aufgeladen werden müssen. Es ist ja ok, wenn man seine Bastelprojekte so baut. Aber wer alle, die seriöse Empfehlungen geben im aggresiven Proletenton beleidigt, ist ein richtige Depp, sorry das so schreiben zu müssen.
Ich nehm in Serie einen Widerstand nach Ausgangsspannung/Maximalstrom des µC-Pins. Damit ist garantiert, daß auch im Einschaltmoment nichts überschritten wird. Das geht so extrem aber auch nur, weil ich bei der konkreten Anwendung keine Schaltzeiten zu beachten brauche, und vor allem weil keine PWM genutzt wird. Wenn man den Widerstand zu hoch nimmt und dann die PWM zu schnell, kann es sein, daß man den FET im Zwischenbereich betreibt, wo er dann je nach Laststrom ziemlich warm werden kann. Das sollte man bei der Kombi von Serienwiderstand und PWM überprüfen. Ach ja, und nach Masse nen 56k nehm ich auch noch.
MurksMurksMurks schrieb: > Es ist ja ok, wenn man seine Bastelprojekte so baut. ALLE Schaltungsdesigns hängen an CMIS Ausgänge auch mehrere CMOS Eingänge und bekommen dadurch kurzfristig Umladeströme die dem Kurzschlussfall entsprechen, und die AusgangsMOSFETs in den Abschnürstrombereich treiben. Das ist normales Schaltungsdesign, und was deutlich anderes als Dauerkurzschluss der dann zu thermischen Schäden führt - wie wohl auch in deinem verlinkten thread.
MaWin schrieb: > ALLE Schaltungsdesigns hängen an CMIS Ausgänge auch mehrere CMOS > Eingänge und bekommen dadurch kurzfristig Umladeströme die dem > Kurzschlussfall entsprechen, und die AusgangsMOSFETs in den > Abschnürstrombereich treiben. > > Das ist normales Schaltungsdesign, und was deutlich anderes als > Dauerkurzschluss der dann zu thermischen Schäden führt - wie wohl auch > in deinem verlinkten thread. Naja, es mach schon einen Unterschied, ob man da 100pC herausdrücken muss, oder 100nC oder mehr (wie bei Leistungsmos nicht unüblich). Dass der Pin davon im Schnitt nicht kaputtgehen wird, schrieb ich ja schon. Das größere Problem ist aber, dass es etwas dauert, bis der arme winzige Pin die 100nC herausgedrück hat. In der Zeit fallen am FET teils enorme Verluste an, weil er im Linearbetrieb werkelt. Verdammt noch mal, lasst eure Absoluten Wahrheiten mal stecken. FET != FET, Arduino-huschpfusch-Makerdreck != sauberes Serienprodukt.
MurksMurksMurks schrieb: > Verdammt noch mal, lasst eure Absoluten Wahrheiten mal stecken. FET != > FET, Arduino-huschpfusch-Makerdreck != sauberes Serienprodukt. Für das Serienprodukt kann man einfach berechnen, wie groß das Mosfet-Gate sein darf, dass ohne Widerstand an deinen IO-Pin darf. Hängt von der gewünschten Schaltfrequenz, maximalen Rise/Fall-Zeiten usw. ab. Die Formeln dafür sind kein Geheimnis, stehen nur nicht in jedem einzelnen Datenblatt, sondern in Family-Datasheets und Appnotes. Meistens ist genug Luft, dass man sich garnicht damit beschäftigen muss. Überschlagsmäßig, Electrical Characteristics × Milchmädchen / Pi × Daumen => bis 50 nC Gate Charge sind für einen normalen AVR-IO-Pin bei AVR-typischen PWM-Frequenzen kein Thema. Da kommt man mit einem Power-FET leicht drüber, aber für 24A (wie im Eröffnungs-Post verlangt) gibt's auch passendes. IRLU2905 wär evtl. ganz knapp auf Kante geeignet. Ein Tiny85 treibt den mit 125kHz PWM ohne Probleme. Nop schrieb: > Ich nehm in Serie einen Widerstand nach Ausgangsspannung/Maximalstrom > des µC-Pins. Damit schreibst du nur "Ich hab nicht verstanden, wie FETs funktionieren" in deinen Schaltplan. Schlimmer noch, je nachdem was geschaltet werden soll, kann es sein dass sich dein FET wegen der Miller Kapazität ungewollt einschaltet oder nur sehr verzögert ausschaltet, weil dein Widerstand das Abfließen der Gate-Ladung verhindert. Dann brennt der FET auch gerne mal durch. Ja, auch in "Profi-Schaltplänen" ist ab und zu ein Gate-Vorwiderstand. Der ist meistens im Bereich weniger Ohm, und dient dazu, Schwingungen zu dämpfen. Nicht als IO-Pin-Schutz.
> Alle FET haben den Avalanche-Breakdown, der ist reversibel. Bei einigen > FET ist das eigens erlaubt und sogar spezifiziert (Avalanche rated), bei > anderen nicht spezifiziert, aber trotzdem vorhanden. IRFP460: Features Repetitive avalanche energy rated Womoeglich hab ich dieses "Feature" auch nicht genutzt, weil: Maximum Ratings VDSS TJ= 25°C to 150°C 500 V Die induktive Last war eine recht grosse Ringkerndrossel (so ca. 70 mm Durchmesser). Aber danke fuer die Erklaerung.
AntiMaker schrieb: > Damit schreibst du nur "Ich hab nicht verstanden, wie FETs > funktionieren" in deinen Schaltplan. Wieso, halt spannungsgesteuert am Gate. Und im Moment des Einschaltens ist die Eingangskapazität eben ein Kurzschluß nach Masse. > Schlimmer noch, je nachdem was geschaltet werden soll, kann es sein dass > sich dein FET wegen der Miller Kapazität ungewollt einschaltet Wo soll dafür das Spannungslevel am Gate dauerhaft herkommen? Und wieso sollte er einschalten, wenn er über 56k eh nach Masse gezogen wird? > oder nur > sehr verzögert ausschaltet, weil dein Widerstand das Abfließen der > Gate-Ladung verhindert. Deswegen schrieb ich, daß man damit keine PWM machen sollte und auch nichts, wo die Schaltzeiten wichtig sind. Um einen langsamen Verbraucher ein- und auszuschalten, ist das kein Thema.
Nop schrieb: > Wieso, halt spannungsgesteuert am Gate. Eben. Damit fehlt dir das Verständnis für die FETs der CMOS-Ausgangsstufe, und warum diese eine Kapazitive Last umladen können. Vielleicht hilft eine einfache Faustregel: "IO-Pins geben Spannung aus, FET-Gates sind Spannungsgesteuert, man kann deshalb beides direkt verbinden". Nop schrieb: > Wo soll dafür das Spannungslevel am Gate dauerhaft herkommen? Wer hat was von dauerhaft gesagt? Das wird kapazitiv eingekoppelt. "Grundlagenwissen Kondensatoren" fehlt leider in den Arduino-Tutorials. Und nein, 56k leiten das nicht schnell genug ab. Nop schrieb: > keine PWM machen Dann ist ein Vorwiderstand erst recht nutzlos.
AntiMaker schrieb: > Ja, auch in "Profi-Schaltplänen" ist ab und zu ein Gate-Vorwiderstand. > Der ist meistens im Bereich weniger Ohm, und dient dazu, Schwingungen zu > dämpfen. Nicht als IO-Pin-Schutz. Genau so ist es. Ich hab auch schon Datenblätter gesehen, wo zwar immer Gatewiderstände eingezeichnet waren, als Wert aber 0 Ohm empfohlen wurde. MfG Klaus
AntiMaker schrieb: > Eben. Damit fehlt dir das Verständnis für die FETs der > CMOS-Ausgangsstufe, und warum diese eine Kapazitive Last umladen können. Wenn meine Anwendung es ermöglicht, nicht nur im Mittel, sondern zu jedem Zeitpunkt in den Spezifikationen des Controllers zu bleiben, dann tue ich das auch. > Wer hat was von dauerhaft gesagt? Das wird kapazitiv eingekoppelt. Was soll da eingekoppelt werden, wenn man keine PWM macht? Einen FET mit Vorwiderstand, wenn man keine PWM macht und keine kurzen Schaltzeiten braucht, wozu mag man das einsetzen? Als Schalter vielleicht? > "Grundlagenwissen Kondensatoren" fehlt leider in den Arduino-Tutorials. Deine Glaskugel befindet sich noch im Prototypenstadium, wie es aussieht. Stattdessen hättest Du mein Posting lesen können, dann wäre Dir folgender Abschnitt vielleicht aufgefallen: "Das geht so extrem aber auch nur, weil ich bei der konkreten Anwendung keine Schaltzeiten zu beachten brauche, und vor allem weil keine PWM genutzt wird. Wenn man den Widerstand zu hoch nimmt und dann die PWM zu schnell, kann es sein, daß man den FET im Zwischenbereich betreibt, wo er dann je nach Laststrom ziemlich warm werden kann. Das sollte man bei der Kombi von Serienwiderstand und PWM überprüfen." > Und nein, 56k leiten das nicht schnell genug ab. Die reichen, daß es nicht von selber einschaltet. Wenn der Controller noch gar nicht initialisiert ist, reichen die genau dazu nämlich auch. > Dann ist ein Vorwiderstand erst recht nutzlos. Siehe oben. Abgesehen davon ist der Gatewiderstand eh eine Glaubensfrage, und das übliche "ich liege richtig, weil Du keine Ahnung hast" zählt hier im Forum zum belanglosen Grundrauschen.
Ich versuche mal, das mit der Eingekoppelten Spannung über die Kapazität zu erklären.
1 | D |
2 | ||--------[Last]------o Vcc |
3 | GND |----[===]---|| |
4 | 100k ||-----| GND |
5 | S |
Der Transistor soll ein N-Kanal Mosfet sein. Der MOSFET hat eine Kapazität zwischen D und G, sowie eine weitere zwischen G und S. Nun schalten wir die Versorgungsspannung schlagartig von 0 auf 100V ein. Wie haben nun zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren, die sich von 0 auf 100V aufladen:
1 | GND |------||------+-------||------o Vcc |
2 | S-G G G-S |
Die beiden Kondensatoren bilden einen Kapazitiven Spannungsteiler. Beide laden sich auf, bis sie zusammen gerechnet die 100V erreicht haben. Wenn dabei der Kondensator zwischen S und G zu viel Spannung erreicht, schaltet der MOSFET ungewollt den Laststrom ein. Der Pull-Down Widerstand kann dabei helfen, diesen Effekt zu unterdrücken. Dazu muss er aber deutlich weniger als 100k Ohm haben. Oder man steuert den MOSFET ausreichend niederohmig an:
1 | D |
2 | ||--------[Last]------o Vcc |
3 | µC o-----[===]---|| |
4 | 33 Ohm ||-----| GND |
5 | S |
Wenn der µC beim Einschalten einen Low Pegel liefert, wird ein Teil des Ladestroms über den 33 Ohm Widerstand und den Ausgangstreiber des µC nach GND abgeleitet. Der G-S Kondensator kann sich so nicht mehr zu weit aufladen. Das Ganze nützt aber wenig, wenn der Ausgang des µC wie üblich im Einschaltmoment hochohmig ist. Deswegen muss man manchmal einen niederohmigen Pull-Down Widerstand verwenden, bzw, eine aktive Treiberschaltung die das Gate runter (auf GND) zieht. Die internen Kapazitäten des MOSFET stören auch beim Abschalten des Laststromes, besonders bei Induktiven Lasten und bei hohen Versorgungsspannungen. Im Abschaltmoment kann die Spannung am Gate durch den Ladestrom des D-G Kondensators zu hoch geraten, wosurch der Transistor wieder Leitend wird. Bei Induktiven Lasten kann dies zu einem unerwünschten Schwingkreis führen. Alles klar jetzt?
Nop schrieb: > zu > jedem Zeitpunkt in den Spezifikationen des Controllers zu bleiben, dann > tue ich das auch. Dann hast du noch nie einen µC in einen Sockel gesteckt? Oder in ein Breadboard? Oder auf eine Platine gelötet? Das alles bewirkt nämlich zusätzliche Kapazität, die im Datenblatt nicht explizit erlaubt ist! OMG! die µC-Pins selber haben auch Kapazität! Sofort abknipsen! Oh! Das Datenblatt trifft Aussagen über Temperatur, aber nicht zur maximalen Umgebungshelligkeit? d.H. VERBOTEN! Einzig erlaubter Betriebszustand: Ohne Beinchen, Ohne Strom, Ohne Licht in einer ESD-Schutzkiste? Oder kann es vielleicht doch sein, dass die Datenblatt-Schreiberlinge von einem beim Leser vorhandenen minimalen Grundwissen ausgehen? Wenn du in deinem Sonderfall da einen Widerstand verbauen kannst der die Funktion nicht beeinträchtigt, und auch verstehst warum der Widerstand nicht stört, ist das ja in Ordnung, auch wenn der Widerstand überflüssig ist. was mich stört sind die Leute die behaupten, dass vor das Gate ein Widerstand muss, als einzige Quelle haben: "Weil der 12-Jährige Akne-Bubi von arduino-1337-haxxor.blogspot-fakebook.com das so in seinem Youtube-Video gesagt hat", und dann gegen jede Begründung, egal ob aus den physikalischen Grundlagen hergeleitet, aus Appnotes, aus Büchern, aus Eval-Board-Schaltplänen, aus Wikipedia oder sonstwo hergeholt, absolut Beratungsresistent sind. Ist eine ähnliche Krankheit wie der bescheuerte Aref<>AVcc Kurzschluss, der ständig immer neu im Internet auftaucht. Und nein, da kann man nicht "pädagogisch wertvoll" mit könnte/sollte/wäre schön drum herumreden, da braucht es klare Ansagen. Ja, ich führe diese Diskussion nicht zum ersten Mal. Ist nicht gut für meinen Blutdruck, darum: Raus, auf's Fahrrad, in die Sonne. EOD für mich. PS. Danke @Stefan, hast dir viel Mühe gegeben. Hoffentlich hilfts :)
Stefan U. schrieb: > Ich versuche mal, das mit der Eingekoppelten Spannung über die Kapazität > zu erklären. Erstmal, danke für das ausführliche Posting. > Der Pull-Down Widerstand kann dabei helfen, diesen Effekt zu > unterdrücken. Dazu muss er aber deutlich weniger als 100k Ohm haben. Das ist einsichtig. Den Fall habe ich selber nicht, weswegen 56k reichen, weil ich nicht mehr Strom als nötig vergeuden will. > Das Ganze nützt aber wenig, wenn der Ausgang des µC wie üblich im > Einschaltmoment hochohmig ist. Weswegen der Gatewiderstand dann auch irrelevant ist. Abgesehen davon würde ich grundsätzlich keinen Controller zum Ableiten von Störimpulsen benutzen wollen. > Deswegen muss man manchmal einen > niederohmigen Pull-Down Widerstand verwenden Der dann wiederum den Controller-Pin ständig belastet, wenn selbiger auf high ziehen will. Zudem sind reine Pull-Widerstände eben deswegen nicht niederohmig, sondern normal so im Kiloohm-Bereich. > bzw, eine aktive > Treiberschaltung die das Gate runter (auf GND) zieht. Das wäre das einzig Saubere, wenn man diese Situation hat. Das hat dann aber mit dem Gatewiderstand und der Frage, ob man den FET an den Controller anschließen kann, nicht mehr soviel zu tun. > Die internen Kapazitäten des MOSFET stören auch beim Abschalten des > Laststromes, besonders bei Induktiven Lasten und bei hohen > Versorgungsspannungen. Das ergibt Sinn - solche Lasten hatte ich nicht auf dem Schirm. In dem Fall kommt man aber im Grunde allein schon aus EMV-Gründen nicht um Zerocrossing herum. Weswegen ich auch nicht wirklich auf die Idee gekommen bin, daß jemand sowas schalten will, indem er einen FET direkt an einen Controller setzt.
> In dem Fall kommt man aber im Grunde allein schon aus EMV-Gründen > nicht um Zerocrossing herum. Bei PWM willst du sicher kein Zerocrossing verwenden.
@ Nop (Gast) >> Das Ganze nützt aber wenig, wenn der Ausgang des µC wie üblich im >> Einschaltmoment hochohmig ist. >Weswegen der Gatewiderstand dann auch irrelevant ist. Abgesehen davon >würde ich grundsätzlich keinen Controller zum Ableiten von Störimpulsen >benutzen wollen. Das muß er aber, wenn er das Gate stabil auf gewünschtem Pegel halten will. >> Deswegen muss man manchmal einen >> niederohmigen Pull-Down Widerstand verwenden >Der dann wiederum den Controller-Pin ständig belastet, wenn selbiger auf >high ziehen will. Zudem sind reine Pull-Widerstände eben deswegen nicht >niederohmig, sondern normal so im Kiloohm-Bereich. Ein R im Ohmbereich war damit auch nicht gemeint. >> bzw, eine aktive >> Treiberschaltung die das Gate runter (auf GND) zieht. >Das wäre das einzig Saubere, wenn man diese Situation hat. Das hat dann >aber mit dem Gatewiderstand und der Frage, ob man den FET an den >Controller anschließen kann, nicht mehr soviel zu tun. Das ist nicht die einzig saubere Sache, sondern eine Alternative, wenn man fette Mosfets schnell umschalten will. Bei kleineren Mosfets kann auch der µC den Part des Treibers übernehmen. >> Die internen Kapazitäten des MOSFET stören auch beim Abschalten des >> Laststromes, besonders bei Induktiven Lasten und bei hohen >> Versorgungsspannungen. >Das ergibt Sinn - solche Lasten hatte ich nicht auf dem Schirm. In dem >Fall kommt man aber im Grunde allein schon aus EMV-Gründen nicht um >Zerocrossing herum. Weswegen ich auch nicht wirklich auf die Idee >gekommen bin, daß jemand sowas schalten will, indem er einen FET direkt >an einen Controller setzt. Zerocrossing? Du pickst Dir wohl auch wirklich nur sehr spezielle Fälle heraus, nur damit Deine Argumente stimmen ...
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