Hallo, ich habe eine teure Schaltung, die unter anderem auch einen FET steuert, an dem 50 V am Drain hängen. Sollte aufgrund eines Defekts ein Kurzschluss zwischen Drain und Gate entstehen, liegen 50 V am Gatetreiber an. Wer weiss, wohin sich der Strom dann alles so durchfrisst. Das kann im schlimmsten Fall bis zum via USB angebundenen Computer gehen. Das will ich vermeiden. Was ist da der bevorzugte Weg der Absicherung? Derzeit binde ich kapazitiv an, aber das hat dann wieder andere Nachteile.
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Hmm... Voltage suppressor dioden (TVS diode) (ala p6k z.b. oder wie sie heißen) könnte man da verwenden. Sind wie Z Dioden, aber für hochenergetische Transienten und sauschnell, können paar hundert Watt... Gibt es auch für Wechselspannung. Und die 50V schön mit Sicherung absichern.
@ Jan (Gast) >ich habe eine teure Schaltung, die unter anderem auch einen FET steuert, Wie schnell? Nur ein paar Dutzend Hertz oder viele, viele kHz? >an dem 50 V am Drain hängen. Sollte aufgrund eines Defekts ein >Kurzschluss zwischen Drain und Gate entstehen, liegen 50 V am >Gatetreiber an. Yo. >Was ist da der bevorzugte Weg der Absicherung? Viele Wege führen nach ROM. Ich habe u.a. ein T-Glied im Einsatz. Je zwei 100 Ohm Widerstände in SMD 0603 und in der Mitte gegen Masse eine Suppressordiode ala SMAJ12A. Ein Ende vom T geht an den Treiber, das andere ans Gate. Wenn der MOSFET einen Kurzschluß macht, wirkt der 1. Widerstand als Strombegrenzung und wenige ms später als Sicherung. Der 2. Richtung Treiber nur als Strombegrenzung, denn die Klemmspannung der Suppressordiode ist schon einiges höher als die Betriebsspannung. Das geht bis ein paar kHz ohne riesige Verschlechterung der Schaltzeiten.
Weitestgehend unbekannt geblieben ist mein "Geheim"-Rezept: Zwischen gate-Treiber-Ausgang und Gate kommt ein Schutzwiderstand, der bei +50V keine Gefahr darstellt, z.B. 100kOhm. Parallel dazu ein Kondensator von mehreren nF, ja nach gate-Eingangskapazität, nicht größer, als unbedingt sein muß - und natürlich mit ausreichender Spannungsfestigkeit gegenüber 50V. Im Falle des Durchbruchs wird dieser Kondensator einmal auf 50V geladen, danach kommt nichts mehr. Diesen kurzen Strompuls können die Treiber normalerweise ab. Ansonsten arbeitet das im Normalfall (fast) genauso wie ein Stück Draht - aufgrund des kapazitiven Spannungssteilers ist die gate-Spannung ein wenig abgeschwächt. Das sollte aber in der Praxis kein Problem darstellen
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Beitrag #5100055 wurde vom Autor gelöscht.
@Mark: Deine Methode meinte ich, als ich sagte, dass ich derzeit kapazitiv anbinde. So geheim ist die also wohl doch nicht ;) Die Schaltfrequenz liegt bei 100 kHz. Das habe ich vergessen zu erwähnen. Was wäre für diese Frequenz ideal?
Es hängt eher nicht von der Frequenz ab, sondern von der Eingangskapazität des anzusteuernden NMOS-Transistors. Für typische TO-220-Formate würde ich es mal mit 10nF || 100kOhm versuchen. Zur Kontrolle die gate-source-Spannung oszillographieren.
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Mit ideal meinte ich "ideales Verfahren", nicht den idealen Kerko. Was ist das eleganteste Verfahren mit den wenigsten Nachteilen? Kapazitiv? T-Glied? Optokuppler?
Jan schrieb: > Mit ideal meinte ich "ideales Verfahren", nicht den idealen Kerko. > > Was ist das eleganteste Verfahren mit den wenigsten Nachteilen? > > Kapazitiv? > T-Glied? > Optokuppler? meins natürlich! Was für eine Frage! Es ist übrigens KEINE "kapazitive Kopplung", darunter verstehe ich eine Ac-Kopplung, bestehend aus Koppelkondensator und gate-source-Widerstand.
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Jan schrieb: > Sollte aufgrund eines Defekts ein > Kurzschluss zwischen Drain und Gate entstehen, liegen 50 V am > Gatetreiber an. Tun sie das? Normalerweise würde ich erwarten, dass der Transistor dadurch voll leitend gesteuert wird und in der Folge die U_DS zusammenbricht. Das Gleiche, also ein S-D-Kurzschluß, passiert gewöhnlich, wenn die Isolation des Gate im Transistor durchschlägt.
@ Hp M. (nachtmix) >> Sollte aufgrund eines Defekts ein >> Kurzschluss zwischen Drain und Gate entstehen, liegen 50 V am >> Gatetreiber an. >Tun sie das? Nicht immer, aber oft. >Normalerweise würde ich erwarten, dass der Transistor dadurch voll >leitend gesteuert wird und in der Folge die U_DS zusammenbricht. Das ist der Idealfall.
Taugt die Methode (R||C) im Gatepfad auch bei 100% "on"? Ich vermute mal: Ja ;-) Ich stelle mir das so vor, das der Einschaltimpuls durch den Kondensator geht und der hochohmige Widerstand lediglich die Leckströme kompensieren muss. Ist meine Vermutung richtig?
Ja, der Widerstand sorgt dafür, dass der Kondensator entladen bleibt, so dass über ihm keine nennenswerte DC-Spannung abfallen kann. Wenn aber weder nennenswerte AC- noch DC-Spannung über dieser RC-Kombination abfallen, wird das gate-Signal unverfälscht durch gelassen, unabhängig von Amplitude, Frequenz oder Tastverhältnis.
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@Mark Space (voltwide) >Ja, der Widerstand sorgt dafür, dass der Kondensator entladen bleibt, so >dass über ihm keine nennenswerte DC-Spannung abfallen kann. Das ist nur die halbe Wahrheit! Mach mal einen Sprung des Tastverhältnisses von 0.2 auf 0.5. Dann dauert es SEHR lange, bis sich das wieder eingeschwungen hat. Da dieser "Trick" nicht in der Masse der MOSFET-Ansteuerungen verwendet wird, wird er wohl auch ein paar nennenswerte Nachteile haben. > Wenn aber >weder nennenswerte AC- noch DC-Spannung über dieser RC-Kombination >abfallen, wird das gate-Signal unverfälscht durch gelassen, unabhängig >von Amplitude, Frequenz oder Tastverhältnis. Falsch!
Bei 100kHz würde ich die klassische Diodenklemmung machen, sprich, eine kapazitätsarme 1A Diode Geht vom Treiberausgang zur Versorgung des Treibers. Diese wird mittels Crow Bar Schaltung geschützt, d.h. wenn durch Rückspeisung die Spannung deutlich über den Nennwert steigt, macht ein Thyristor einen harten Kurzschluß. Dabei wirkt dann der Gatewiderstand, der in Normalfall eher im Bereich von 1-20 Ohm liegt, auch als Schmelzsicherung.
Viel zu komplizierz... Würde immer noch eine zB 12V TVS Diode verwenden :) die ist im Normalfall passiv und verändert Signal / Timing nicht :)
Die brennt im Ernstfall durch und muß dann ersetzt werden.
Falk B. schrieb: >>Ja, der Widerstand sorgt dafür, dass der Kondensator entladen bleibt, so >>dass über ihm keine nennenswerte DC-Spannung abfallen kann. > > Das ist nur die halbe Wahrheit! Mach mal einen Sprung des > Tastverhältnisses von 0.2 auf 0.5. Dann dauert es SEHR lange, bis sich > das wieder eingeschwungen hat. Und? Solange die Spannung am Kondensator klein im Vergleich zur Threshold-Spannung des Mosfets ist (und das ist sie, wenn man ihn deutlich größer als die Eingangskapazität des Mosfets wählt), stört das überhaupt nicht. Nur wenn man ihn zu klein wählt, kann es passieren, dass der Mosfet nicht richtig sperrt oder nicht richtig durchschaltet.
@Mampf unterwegs (Gast) >Viel zu komplizierz... Würde immer noch eine zB 12V TVS Diode verwenden >:) die ist im Normalfall passiv und verändert Signal / Timing nicht :) Naja, die hat auch eine gewisse Kapazität, aber das schafft der Gatetreiber schon. @ Mark Space (voltwide) >Die brennt im Ernstfall durch und muß dann ersetzt werden. Ja und? Der MOSFET ist so oder so defekt!
@Yalu X. (yalu) (Moderator) >Und? Nicht und? Sondern das ist Mist, weil sich dann die Ansteuerspannung des MOSFETs zwischenzeitlich deutlich ändert. Simulier es! >überhaupt nicht. Nur wenn man ihn zu klein wählt, kann es passieren, >dass der Mosfet nicht richtig sperrt oder nicht richtig durchschaltet. Nein, das ist auch bei großem Koppelkondensator so!
Mark S. schrieb: > Die brennt im Ernstfall durch und muß dann ersetzt werden. Das stimmt natürlich. Wobei im Normalfall nichts passieren sollte. Wenn doch etwas passiert, und die Diode kaputt geht, dann weiß man wenigstens, dass da etwas faul ist (EMV Probleme, false triggering etc) und man kann das Problem untersuchen. So hat man die Möglichkeit, das Problem bei der Ursache zu beheben. Bei einer Schutzeinrichtung, bei der die Diode nicht kaputt geht, kann es schwierig werden, einen Fehler im Normalbetrieb zu erkennen.
Falk B. schrieb: >>Und? > > Nicht und? Sondern das ist Mist, weil sich dann die Ansteuerspannung > des MOSFETs zwischenzeitlich deutlich ändert. Simulier es! Hab ich. Die Spannung ändert sich erwartungsgemäß um maximal Ud·Cin/(Ck+Cin) wobei Ud die Ausgangsspannung des Gate-Treibers, Cin die Eingangskapazität des Mosfets und Ck die Kapazität des Koppelkondensators ist. Für Ck=10·Cin und Ud=11V ändert sich die Gatespannung also um maximal 1V. Das Gate sieht also im worst Case 10V statt 11V oder 1V statt 0V. Sauber ein- und ausschalten wird der Mosfet trotzdem. Wenn das eine Volt Änderung zuviel ist, nimmt man eben Ck=20·Cin.
Nur eine Suppressor-Diode einzubauen halte ich für unzureichend, weil noch gar nichts über die 50V gesagt wurde. Wenn daran eine Last hängt, so 1-2A, muss die Diode schon eine ordentliche Dauerleistung abführen, um die Sicherung der Versorgung ansprechen zu lassen. Es muss mithin auch für die 50V eine begrenzende Maßnahme ergriffen werden, die beschriebene Crow-Bar-Schaltung halte ich für das mindeste, um mehr als 100W solide kurzzuschließen und träge Sicherungen auszulösen. Mit der Steilheit der Schaltflanken/ der Schaltgeschwindigkeit und deiner Schaltfrequenz kann man sogar den Einfluss der zusätzlichen Kapazitäten wie die von TVS-Dioden ausrechnen. Die Anbindung mit C||R halte ich für suboptimal. Je nach eingesetztem Kondensatortyp ändert sich das Schaltverhalten u.U. dramatisch (Spannungs- und Temperaturabhängigkeit der Kapazität). Ein 100k-Widerstand kommt auch in verschiedenen Geschmacksrichtungen, darunter solche mit spiraligem Schliff und folglich einer zusätzlichen Serien-/Parallelinduktivität.
Boris O. schrieb: > Die Anbindung mit C||R > halte ich für suboptimal. Je nach eingesetztem Kondensatortyp ändert > sich das Schaltverhalten u.U. dramatisch (Spannungs- und > Temperaturabhängigkeit der Kapazität). Ein 100k-Widerstand kommt auch in > verschiedenen Geschmacksrichtungen, darunter solche mit spiraligem > Schliff und folglich einer zusätzlichen Serien-/Parallelinduktivität. Ach was! - hast Du irgendwelche Belege für Deine kühnen Behauptungen?
Ich bin jetzt ein bisschen irritiert. Bisher wurde immer gesagt, daß zwischen µC und Gate immer ein Widerstand (z.B. 100 Ohm) gehört. Ein direkter Anschlus sei falsch, weil beim Umladen des Gates zu viel Strom fließt. Und jetzt wird hier ein hochohmiger Widerstand mit Kondensator parallel dazu empfohlen. Dann haben wir doch wieder einen hohen Umladestrom!
Stefan U. schrieb: > Und jetzt wird hier ein hochohmiger Widerstand mit Kondensator parallel > dazu empfohlen. Dann haben wir doch wieder einen hohen Umladestrom! Zum RC-Glied kommt noch ein 100R in Reihe dazu, dann stimmt wieder alles.
Stefan U. schrieb: > Dann haben wir doch wieder einen hohen Umladestrom! Der ist nicht höher als mit einem Stückchen Draht zwischen Treiber und gate. Serienwiderstände sind dabei unbenommen, wie der Vorposter schon schrieb.
Und ja, es ist (aufgrund der 5 Größenordnungen Unterschied) egal, ob der 100k parallel zum C oder zum 100R+C liegt. Wichtig ist nur, dass auch im Worst case C >> Cgate ist. Wenn der Mosfet z.b. bei <=2.7V schaltet und am Ausgang des µC >= 3V anliegen, dann C >= 10*Cgate.
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