Hallo, ich möchte einen Stockton-Richtkoppler auf einem Doppellochkern aufbauen. Anbei die Schaltung. (Der Stockton-Richkoppler wird zwischen einen Sender und eine Last eingeschleift und misst über einen Stromtransformator und einen Spannungstransformator den Strom und die Spannung zu / an der Last; daraus kann man auf die abgegebene Leistung, die reflektierte Leistung und das SWR schließen.) Ich verwende ein Wicklungsverhältnis von 1:9, das ist durch die nachfolgende Auswertungselektronik bedingt. Nun möchte ich für den Koppler einen möglichst kleinen Doppellochkern verwenden. In Frage kommen folgende Amidon bzw- Fair-Rite-Kerne in aufsteigender Größe BN43-2402, http://www.mouser.com/ds/2/150/2843002402-474350.pdf BN43-1502, http://www.mouser.com/ds/2/150/2843001502-474308.pdf BN43-302, http://www.mouser.com/ds/2/150/2843000302-33816.pdf BN43-202, http://www.mouser.com/ds/2/150/2843000202-480197.pdf Leider habe ich trotz ausgiebiger Suche nicht herausgefunden, wie ich diesen Kern dimensionieren muss. Der Kern darf nicht in die Sättigung geraten und nicht zu heiß werden. Von den beiden Primärwicklungen ist wohl diejenige des Spannungstransformators, vom Antennenanschluss gegen Masse (dritte von oben in meinem Bild) die limitierende, deshalb beschränke ich mich im Folgenden darauf. Ich kenne - die Geometrie der Kerne, also insbesondere die Querschnittsfläche und Länge - den relevanten Frequenzbereich (7 - 28 MHz, evtl. ab 3.5 MHz) - die maximale Leistung des Senders (5W) - die Impedanz des Senders (50 R) - daraus die HF-Spannung mit Urms = ca. 15.8 V - die Induktivität der obigen Primärwicklung mit 80 uH und diverse Parameter des Kerns aus den Datenblättern. Wenn ich das richtig gerechnet habe, fließen durch die 80 uH je nach Frequenz zwischen 4,5 und 2 mA. Wie kann ich rechnerisch (oder hilfsweise experimentell) bestimmten, welcher der kleinste Kern ist, der mit diesen Werten nicht in die Sättigung gerät und sich nicht zu stark aufheizt? Es wäre schlecht, wenn der Kern in die Sättigung geht, weil dann die Induktivität der Wicklung drastisch abnimmt und den Antennenausgang niederohmig gegen Masse ziehen würde. Der bekannte Mini-Ringkernrechner hat eine ensprechende Funktion, aber nicht für Doppellochkerne. Vielen Dank für Eure Hilfe! Martin
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Ich finde du solltest den Leuten alle Infos die du bisher dazu erhalten hast zur Verfügung stellen http://www.qrpforum.de/index.php?page=Thread&threadID=11515
Hallo Sven, kein Problem. Leider war im QRP-Forum bisher kein analytischer Ansatz dabei. Im Amateurfunkbereich werden Kerngrößen leider oft pi-mal-Daumen bestimmt. Meine Hoffnung ist, dass sich hier jemand findet, der solche Probleme z.B. beruflich beim Entwurf von Schaltnetzteilen o.ä. analytisch und ggfls. mit aktuellen Software-Werkzeugen behandelt. Das beste, was ich gefunden habe, ist Seite 2 dieses PDFs: http://www.qrp4fun.de/dl-qrp-ag/pdf/Balun.PDF Dort gibt es eine Formel, die aber für mich unklar ist - z.B. hinsichtlich der Einheiten und als Quelle nur "Firmenschriften von Profi Electronic (ex Elektronikladen) aus den Jahren 1994 und 1995" angibt. Wenn man sich überlegt, dass manche Step-up-Wandler wie der SC4503 mit 1.4 MHz Schaltfrequenz arbeiten, ist man ja schon fast im 160m-Band; insoweit denke ich, dass sich ähnliche Fragen bei entsprechenden Entwicklern laufend stellen. Martin
Die Doppellochkernen gibt es mit den unterschidlichsten Kernmaterialien. Wenn das irgendein unbekannter Kern ist, ist es am besten man mißt den Sättigungsstrom. Die Sättigung ist abhängig von Strom mal Windugszahl. Also eine Testwicklung aufbringen und dann mit einem einstellbaren Wechselstrom den Strom so lange erhöhen bis man Sättigung beobachtet.
Danke, Günter! Es geht um das Material 43 von Amidon / Fair-Rite. Ich werde wohl so eine Schaltung nachbauen: http://www.dgkelectronics.com/quick-project-inductor-saturation-current-tester/ und dann mit einem Signalgenerator bei 7 MHz messen, ab welcher Spannung des Labornetzteils man Sättigung beobachten kann. Das sollte dann die Spitzenspannung sein, aus der man die übrigen Parameter berechnen kann. Falls es noch einen einfachen rechnerischen Weg gibt, wäre das natürlich immer noch gut. Viele Grüße Martin
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Martin H. schrieb: >Ich werde wohl so eine Schaltung nachbauen: Ja kann man so machen. Man beobachtet dort das der Strom zuerst linear ansteigt und dann steil ansteigt, an diesem Punkt setzt die Sättigung ein. >ab welcher Spannung >des Labornetzteils man Sättigung beobachten kann. Da denkst du falsch, die Spannung bestimmt nicht die Sättigung, sondern nur Strom mal Windungszahl. Also interessiert uns nur der Strom bei dem die Sättigung einsätzt. Man kann es auch ganz einfach mit 50Hz Wechselstrom machen. Also ein Netztrafo der uns vielleicht so 24V Wechselspannung liefert, dann ein einstellbaren Drahtwiderstand, der mit dem Prüfling in Reihe geschaltet wird und ein Oszillograf mit dem man die Spannung über den Prüfling beobachtet. So lange wir eine einigermaßen Sinuskurve sehen, haben wir noch keine Sättigung. Das einsetzen der Sättigung ist meistens nicht scharf. Zuerst wird die Kurve dreieckig und dann immer spitzer. An dieser Stelle beginnt die Sättigung, bis wir nur noch schmale Impulse sehen, dies ist ist dann totale Sättigung. Hat der Prüfling zum Beispiel 20 Windungen, und du hast einen Sättigungsstrom von 50mA gemessen, ist der Sättigungsstrom bei einer Windung 1A.
Hallo Günter, danke! Meine Spule arbeitet halt zwischen 7 und 28 MHz und ich dachte, dass der Sättigungspunkt frequenzabhängig sei. Deshalb wollte ich das im realen Frequenzbereich testen. Oder ist das unsinniger Zusatzaufwand? Alle anderen Ansätze, die ich kenne - z.B. auch der Mini-Ringkernrechner - erfordern die Angabe der Arbeitsfrequenz um zu prüfen, ob man sich noch unterhalb der Sättigung bewegen wird. Martin
Nach meinen Kenntnisstand ist die Sättigung nicht Frequenzabhängig, man kann eine Spule auch mit Gleichstrom in die Sättigung treiben.
Hier ist der Original Artikel von David Stockton: http://www.sm7ucz.se/Meters/Stockton_pwr_meter.pdf http://lcbsystems.com/StocktonBridgeSignalLevels.pdf Weiteres Studien/Referenz Material: http://k6jca.blogspot.ca/2015/01/notes-on-directional-couplers-for-hf.html http://www.collinsradio.org/wp-content/uploads/2015/05/Understanding-the-Bruene-Coupler-Transmission-Line-Bold.pdf http://www.arrl.org/files/file/Product%20Notes/2012%20Handbook/KAUNE.pdf Siehe Seite 11, Bild 4 und 5 http://sp-hm.pl/attachment.php?aid=1554 http://michaelgellis.tripod.com/direct.html mfg, Gerhard
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Hallo Gerhard, vielen Dank für die Links! Die Dimensionierung des Stockton-Kopplers hinsichtlich der Auswertung (und softwaregestützter Kompensation der Nichtlinearität der Diode als Detektor) habe ich schon - dabei habe ich mich im Wesentlichen an https://dl6gl.de/amateurfunk/swr-messbruecke-mit-software-korrektur-der-diodenkennlinie orientiert. Mein Problem ist festzustellen, ob ich den Stockton-Koppler mit einem Windungsverhältnis von je 1:9 auf einem Doppellochkern BN43-2402 bei einer Leistung von bis zu 5 W CW aufbauen kann, oder ob ich auf den größeren BN43-202 ausweichen muss. Für letzteres gibt es zahlreiche Baubeschreibungen, z.B. das Norcal Power Meter http://www.norcalqrp.org/ncpowermeter.htm und einige andere (zum Teil decken sich meine Links mit Deinen). Ich habe nur eine einzige Beschreibung gefunden, die einen BN43-2402 für 5 W verwendet, und zwar http://www.sm7ucz.se/Tuning_indicator/Tuning_indicator.htm Er beschreibt aber nicht, wie er zu der Aussage kommt, dass der Kern für 5 W ausreichend sei. Das Problem dieser Entscheidung ist, dass der Spannungstransformator (also der zwischen Antenne und Masse) einen Kurzschluss verursacht, wenn er durch Sättigung seine Induktivität verliert. Da das bei einem einfachen Sender ohne tolle Schutzschaltung, also bei vielen einfachen QRP-Transceivern, schnell den Endstufentransistor himmelt, sollte das nicht passieren. Man müsste also rechnerisch oder experimentell wissen, a) ob der BN43-2402 in dieser Nutzung noch nicht in die Sättigung geht und b) ob er sich durch Kernverluste etc. nicht zu stark erhitzt. b) kann man notfalls einfach messen, indem man den Richtkoppler an einen Transceiver mit 5 W anschließt und fühlt, ob er warm wird. a) merkt man erst, wenn es zu spät ist und, was viel schlimmer ist, wenn man so knapp dran ist, dass ein anderer, der meine Schaltung nachbaut, durch Bauteiletoleranzen (schnell 20% bei relevanten Kernparametern) oder Unterschiede in der Wicklung gerade drüberkommt. Für ein nachbausicheres und betriebssicheres Projekt müsste man es also wissen und nicht fühlen. Viele würden jetzt vielleicht sagen, man möge einfach den größeren Kern nehmen und gut ist. Erstens ist der aber deutlich größer, was bei meinem Projekt zumindest stört. Und zweitens weiß man dann immer noch nicht, wie weit man von der Sollbruchstelle entfernt ist. Wenn ich keinen analytischen Weg finde (den es für einfache Ringkerne im Mini-Ringkernrechner von DL5SWB (†) und DG0KW, http://www.dl0hst.de/mini-ringkern-rechner.htm gibt, dessen rechnerischer Ansatz mir aber nicht bekannt ist), werde ich wohl einen Messaufbau aus - Signalgenerator - Leistungs-FET - Shunt - Labornetzteil - Oszi aufsetzen und meinen Koppler solange stressen, bis er an seine Grenzen kommt. Weil das Problem ohnehin oft auftritt, macht der Aufwand vielleicht sogar Sinn. Und lehrreich ist es auf jeden Fall. Martin
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Da du vom Kern alle Angaben hast:
B ist die Flussdichte, die erreicht wird, wenn die Spannung V während der Zeit t anliegt. Dabei muss die Windungszahl N und der minimale Querschnitt Amin berücksichtigt werden. Diese Rechnung gilt allerdings nur, wenn Gleichspannung angelegt wird. In deinem Fall wird das aber trotzdem funktionieren, da die Spannungs/Zeitfläche bei Sinus kleiner ist als bei einem Rechteck mit der swlben Amplitude. Mit dieser Berechnung würdest du den Kern also überdimensionieren. Ich meine, um die Spannungsform zu berücksichtigen, müsstest du den Gleichrichtwert des Sinus verwenden... (halt die Spannungszeitfläche ;-)). Gruss!
Tobias P. schrieb:
Hallo Tobias,
danke!
Ich kannte folgende Variante für Wechselspannungen:
aus http://www.robkalmeijer.nl/techniek/electronica/radiotechniek/hambladen/cq-dl/1985/page496/index.html, der sie wohl aus einem Artikel von Doug DeMaw, W1FB, aus der "QST" Juni 1979 hat. Ich hätte also
Damit komme ich auf
oder
Welche Einheit kommt da raus? Gauss? mT? Und wo finde ich die maximale Flussdichte des Kernmaterials? Im Datenblatt steht nur versteckt, dass die Permeabilität von 800 für B < 10 G gilt. Der Mini-Ringkernrechner nennt 5.7 mT als Obergrenze, Das Datenblatt ist hier http://www.mouser.com/ds/2/150/2843002402-474350.pdf. Nochmals vielen Dank! Martin
Martin H. schrieb: > Nun möchte ich für den Koppler einen möglichst kleinen Doppellochkern > verwenden. Für einen Sender??? Könnte sein, dass es dann raucht.
Hp M. schrieb: > Martin H. schrieb: >> Nun möchte ich für den Koppler einen möglichst kleinen Doppellochkern >> verwenden. > > Für einen Sender??? > > Könnte sein, dass es dann raucht. Nein, für einen Stockton-Richtkoppler zwischen Sender und Last/Antenne. Mit einem BN43-202 raucht nix, Elecraft hat sogar mal ein W1-Wattmeter auf den Markt gebracht, dass mit einem BN43-302 angeblich bis 140 W(!) funktioniert hat: http://www.elecraft.com/manual/W1_Power_Meter_Rev_D.pdf
Mir ist immer noch nicht klar,
a) in welcher Einheit das Ergebnis der obigen Formel ist und
b) wo ich den maximalen Flux herbekomme.
Im Datenblatt
http://www.fair-rite.com/43-material-data-sheet/
gibt es nur den wagen Hinweis
"Initial Permeability@ B < 10 gauss"
Ferner müsste ich wohl auch noch klären, wie stark sich der Kern durch
Verluste in meiner Konfiguration erwärmt. Der Mini-Ringkernrechner kann
so etwas auch berechnen, aber leider nicht für Doppellochkerne.
Martin
Martin H. schrieb: > Mir ist immer noch nicht klar, > > a) in welcher Einheit das Ergebnis der obigen Formel ist und b) wo ich > den maximalen Flux herbekomme. Du musst SI-Einheiten in die Gleichung einsetzen, dann kommen auch SI-Einheiten raus. Bei meiner Gleichung also Volt, Sekunden und Quadratmeter. Raus kommen dann Tesla. Bei deiner Gleichung kommt irgendwas komisches heraus, du hast dort noch diesen merkwürdigen Faktor 10^8 drin. Was soll der bringen? Gauss wird übrigens mit Vorteil im cgs-Einheitensystem benutzt. Im SI rechnet man vorteilhafterweise mit Tesla ;-) Gruss
Tobias P. schrieb: > > Bei deiner Gleichung kommt irgendwas komisches heraus, du hast dort noch > diesen merkwürdigen Faktor 10^8 drin. Was soll der bringen? > Der Faktor 10^8 in der Formel kommt vermutlich daher, dass der Autor (siehe Link) - die Fläche in cm^2 statt m^2 angeben (=10^4) und - das Ergebnis in Gauss statt in Tesla haben wollte (nochmal 10^4). Der maximale Flux in ist hier also ca 26 Gauss oder 2,6 mT und läge damit unter der Sättigungsflussdichte von 5,7 mT, die der Mini-Ringkernrechner für das Material 43 angibt (wobei ich immer noch nicht weiß, woher dieser Wert stammt; das Datenblatt schweigt dazu). Das wäre dank Deiner Hilfe nun klar, danke! In meiner Anwendung gibt es aber immer noch zwei Problemkreise: 1. Der Kernquerschnitt ist ja asymmetrisch, die Wicklung, die diesen Flux verursacht, geht nur durch das eine (in meinem Fall rechte) Loch des Doppellochkerns. Ist das ein Problem oder egal? 2. Da ja beide Transformatoren auf demselben Kern liegen, gibt es zusätzlich noch die Wirkung des Stromtransformators (eine Wicklung durch das andere Loch). Wenn die Last (Antenne) rein resistiv ist, wären beide Wirkungen phasengleich (stimmt das?). a) Verbessert oder verschlechtert das die Situation? Intuitiv würde ich sagen, dass sich der Flux addiert, bin mir aber nicht sicher ob und warum. b) Für die Berechnung der Flussdichte des Stromtransformators ist mir nicht klar, welche Spannung eingesetzt wird, denn er ist ja in Serie zur Last (Antenne) geschaltet. Meine Intuition sagt, dass der Spannungsabfall an dieser einen Wicklung dem Verhältnis von Impedanz dieser Wicklung bei der Arbeitsfrequenz durch die Summe aus Lastimpedanz und Impedanz der Wicklung entspricht, weil ja nicht die gesamte Spannung aus dem Sender an diesem Punkt abfällt. Der Strom, der durch die eine Windung fließt, ist aber natürlich der Gesamtstrom.
Oder irre ich hier? Vielen Dank für Eure Hilfe! Martin
Die Sättigungflussdichte von Ferriten liegt zwischen 200 bis 400 mT, also deutlich höher als die besagten 5.7 mT.
Hallo Martin, nach dem Durchforsten Deiner Beiträge zum Thema im QRP-Forum sind mir ein paar fehlerhafte Prämissen aufgefallen wodurch Deine Schlußfolgerungen bzw. Berechnungen nicht stimmen können:
1 | Es gibt noch mehrere andere Baubeschreibungen, die das auf einem solchen Kern realisieren, und bei QRP scheint das trotz der fehlenden Trennung zwischen den beiden Transformatoren gut zu funktionieren. |
Ein Doppellochkern sieht zwar auf den ersten Blick wie ein einzelner Kern aus, es handelt sich jedoch um 2 völlig getrennte Ferritkerne die sich nicht gegenseitig sehen.
1 | Ich habe mal die Flächen der BN-XX-2402 und BN-XX-202 berechnet; im Prinzip handelt es sich um zwei Halbkreise, ein Rechteck minus die beiden Löcher. |
Das ist die Stirnfläche des DLK nicht die gesuchte Querschnittsfläche. Um die Querschnittsfläche zu berechnen machst du gedanklich einen Schnitt senkrecht zur Stirnfläche, entlang eines Loches. Mit dem Stapeln mehrerer Ringkerne oder mit einem längeren DLK wird die Querschnittsfläche vergrößert. Empfohlene max. Flussdichten um die Temperatursteigerung des Ferritkerns gering zu halten (Amidon Datenbuch bzw. auch im Ringkernrechner verwendet): 100kHz ... 500Gauss 1MHz ... 150Gauss 7MHz ... 57Gauss 14MHz ... 42Gauss 21MHz ... 36Gauss 28MHz ... 30Gauss Sättigungsflussdichte: Material 43: 2750Gauss Material 61: 2350Gauss Wegen Sättigung musst du Dir bei hohen Frequenzen (HF Bereich) wenig bis gar keine Gedanken machen. Bevor der Kern jemals in Sättigung geraten kann, ist dieser wahrscheinlich schon längst samt Cu-Draht verglüht. Bei der Berechnung des Stockton Richtungskopplers kann man folgendermaßen vorgehen: 1. DLK Bei einem DLK reicht es wenn man nur den Spannungstrafo betrachtet. Am Stromtrafo tritt im Vergleich zum Spannungstrafo nur ein Bruchteil der Spannung und damit der Flussdichte auf. Die Formel zur Berechnug der Flussdichte ist dir ja bekannt. In die Formel setzt man normalerweise anstatt der Effektivspannung die Spitzenspannung ein um einen kleinen Sicherheitsabstand zu bekommen. Um auch den ungünstigsten Fall abzudecken (offener Ausgang = SWR unendlich) kannst du die Leerlaufspitzenspannung des Generators verwenden. Die Flusdichte sollte dann für alle interessierenden Frequenzen unterhalb der empfohlenen Werte bleiben. Ist das nicht der Fall ist ein größerer DLK-Kern vorzusehen. 2. Zwei getrennte Kerne Man beginnt hier z.B. mit dem Stromtrafo und bestimmt die notwendige Kerngröße die selbst bei hohen Leistungen typ. recht klein ausfällt. Der ungünstigste Fall wäre hier ein Kurzschluß (= SWR unendlich) am Ausgang des Kopplers. Die durch den Kurzschlußstrom am Sekundär des Stromtrafos erzwungene Spannung wird zur Berechnung der max. auftretenden Flussdichte herangezogen. Aufgrund der errechnetetn Werten ist ein Kern mit ausreichendem Querschnitt zu wählen. Verwendet man für den Spannungstrafo die gleichen Kerne wie im Stromtrafo müssen etliche davon gestapelt werden um genügend Querschnittsfläche zu bekommen, sodaß für alle Frequenzen die max. empfohlenen Flussdichte nicht überschritten wird.
Warum können Kerne heiß werden? Einmal durch Wirbelstromverluste im Kern. Die sind materialabhängig und frequenzabhängig. Die Hersteller geben ja für ihre Kerne Frequenzbereiche an, wo sie eine hohe Güte also wenig Verluste haben. Ich gehe mal davon aus, wenn diese Frequenzangaben nicht überschritten werden, sind die Wirbelstromverluste so gering, daß man sie vernachlässigen kann. Wovon können sie noch heiß werden? Bleibt eigentlich nur noch die magnetische Sättigung über. Wenn man den Sättigungsstrom bei einer niedrigen Frequenz ermittelt gilt dieser ermittelter Wert auch bei hohen Frequenzen, weil wenn man sich Formeln vom Magnetismus anschaut, findet man darin keine Frequenzparameter. https://www.elektronik-kompendium.de/sites/grd/1003181.htm Robert M. schrieb: >Wegen Sättigung musst du Dir bei hohen Frequenzen (HF Bereich) wenig bis >gar keine Gedanken machen. Bevor der Kern jemals in Sättigung geraten >kann, ist dieser wahrscheinlich schon längst samt Cu-Draht verglüht. Warum werden Kerne dann heiß wenn sie zu klein sind, ist daß nicht eine direkte Folge der Sättigung?
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Robert M. schrieb: > > Ein Doppellochkern sieht zwar auf den ersten Blick wie ein einzelner > Kern aus, es handelt sich jedoch um 2 völlig getrennte Ferritkerne die > sich nicht gegenseitig sehen. > >
1 | Ich habe mal die Flächen der BN-XX-2402 und BN-XX-202 berechnet; |
2 | > im Prinzip handelt es sich um zwei Halbkreise, ein Rechteck minus die |
3 | > beiden Löcher. |
> > Das ist die Stirnfläche des DLK nicht die gesuchte Querschnittsfläche. > Um die Querschnittsfläche zu berechnen machst du gedanklich einen > Schnitt senkrecht zur Stirnfläche, entlang eines Loches. Mit dem Stapeln > mehrerer Ringkerne oder mit einem längeren DLK wird die > Querschnittsfläche vergrößert. > Habe ich das richtig verstanden, wie in der beigefügten Skizze gezeigt? Dann wäre die Fläche also
Beim BN43-2402 also (4.2 mm - 1.7 mm)* 6.2 mm = 15.5 mm^2 Das wäre dann zwei Mal die Schnittfläche der Wand. Martin
Martin H. schrieb: > Habe ich das richtig verstanden, wie in der beigefügten Skizze gezeigt? > > Dann wäre die Fläche also > ADLK=(Daußen−Daußen)∗h > A_{DLK} = (D_{außen} - D_{außen})* h > Beim BN43-2402 also (4.2 mm - 1.7 mm)* 6.2 mm = 15.5 mm^2 > > Das wäre dann zwei Mal die Schnittfläche der Wand. Nur die Hälfte, d.h. 7,75mm². Biegt man gedanklich den Ringkern auf, wird sofort klar das es sich nur um eine einzelne "grüne" Fläche handelt. Der FT37-43 hat eine ähnliche Querschnittsfläche. Der Ringkernrechner zeigt auf dass z.B. bei 5W/7MHz/10Wdg. der Temperaturanstieg unbedenklich (50Ohm Last) ist, bei hohem Stehwellenverhältnis der Kern jedoch ziemlich warm wird. Der Hesteller empfiehlt mit der Kerntemperatur unterhalb 75°C zu bleiben, kurzzeitig sind auch noch 100°C OK. Sobald die Curie Temperatur überschritten wird (ca. 130°C bei 43er Material), verliert der Kern seine magnetischen Eigenschaften.
Günter Lenz schrieb: > Warum können Kerne heiß werden? Einmal durch > Wirbelstromverluste im Kern. Wirbelstromverluste nur bedingt da diesbezüglich leitfähiges Material notwendig ist. Es geht um Hystereseverluste und Verluste im Kupferdraht. Mit steigender Frequenz wachsen die Kernverluste durch das immer schnellere Ummagnetisieren linear an, wodurch auch die vom Hersteller empfohlene Flussdichte kontinuierlich abnimmt. Bei konstanter Frequenz steigen die Kernverluste mit dem Quadrat der Flussdichte.
Robert M. schrieb: > Martin H. schrieb: > >> Habe ich das richtig verstanden, wie in der beigefügten Skizze gezeigt? >> >> Dann wäre die Fläche also >> ADLK=(Daußen−Daußen)∗h >> A_{DLK} = (D_{außen} - D_{außen})* h >> Beim BN43-2402 also (4.2 mm - 1.7 mm)* 6.2 mm = 15.5 mm^2 >> >> Das wäre dann zwei Mal die Schnittfläche der Wand. > > Nur die Hälfte, d.h. 7,75mm². Biegt man gedanklich den Ringkern auf, > wird sofort klar das es sich nur um eine einzelne "grüne" Fläche > handelt. > Danke! Dann komme ich auf folgende Werte: BN43-2402 7.750000 mm**2, 133.267898 mm**3 BN43-1502 12.210000 mm**2, 424.025895 mm**3 BN43-302 19.055000 mm**2, 661.737382 mm**3 BN43-202 26.547500 mm**2, 921.935090 mm**3 FT23-43 2.204000 mm**2, 31.158316 mm**3 FT37-43 7.552500 mm**2, 169.054009 mm**3 Ich werde dann mit den Formeln aus der Hilfe zum Mini-Ringkernrechner nun die Flußdichte für verschiedene Kerne bei steigender Leistung und für 3.5 - 28 MHz berechnen und plotten. Zum Stromtransformator: Kann ich den wirklich bei der Belastung vernachlässigen? Ich sehe ein, dass an ihm nur ein Teil der RF-Spannung abfällt, da er ja in Serie zur Last geschaltet ist. Dafür habe ich nur eine Windung und es fließt der gesamte Strom durch diese eine Windung. Noch zwei Beobachtungen: 1. Der AL-Werb der DLKs ist höher als der der Ringkerne (ca. 300 - 400 nH vs. 850 nH). Dadurch hat die eine Windung des Stromtrafos eine höhere Induktivität und dadurch eine höhere Reaktanz. Verschlechtert das nicht die Einfügedämpfung? 2. Bei einem Bruene-Koppler hat man ja nur einen Stromtransformator, der nach Deinen Erläuterungen ja viel kleiner sein kann. Wäre es dann für einen möglichst kleinen Richtkoppler nicht besser, eine Bruene-Koppler zu nehmen und die Kalibrierung in Software zu erledigen, und auf die Vorteile des Stockton-Kopplers (leichte Kalibrierung, wenn Koppler einigermaßen gut gebaut) zu verzichten? Nochmals vielen (!) Dank für Deine Hilfe! Martin
Martin H. schrieb: > Zum Stromtransformator: Kann ich den wirklich bei der Belastung > vernachlässigen? Ich sehe ein, dass an ihm nur ein Teil der RF-Spannung > abfällt, da er ja in Serie zur Last geschaltet ist. Dafür habe ich nur > eine Windung und es fließt der gesamte Strom durch diese eine Windung. Bsp: Quelle 15,7V eff. (5 Watt) mit Ri=50Ohm / N=1:10Wdg I-trafo / N=10:1Wdg. U-Trafo Worst Case 1: Ausgang kurzgeschlossen Die Wechselspannungen an den zwei 50Ohm Messports (FWD/REV) betragen jeweils 1/N x 15,7V =1,57V. Dieser Spannungswert steht auch an der Sekundärwicklung (10Wdg.) des Stromtrafos an. Worst Case 2: Ausgang offen Abermals stehen an beiden Messports 1,57V an. Die Spannung an der Sekundärwicklung (10Wdg) des Stromtrafos beträgt wiederrum nur 1,57V. Da der Ausgang des Richtkopplers offen ist, liegt am Spannungstrafo nun die volle Leerlaufspannung der Quelle, 2 x 15,7V = 31,4V an. Es lässt sich feststellen, dass der Stromtrafo nie mehr als 1/N der Quellspannung sieht, am Spannungstrafo im schlimmsten Fall jedoch die doppelte Quellspannung ansteht. > 1. Der AL-Werb der DLKs ist höher als der der Ringkerne (ca. 300 - 400 > nH vs. 850 nH). Dadurch hat die eine Windung des Stromtrafos eine höhere > Induktivität und dadurch eine höhere Reaktanz. Verschlechtert das nicht > die Einfügedämpfung? Die AL-Werte der DLKs gelten nur wenn man für die Wicklung beide Löcher gleichzeitig benutzt, z.B. für einen Balun. Da hier ein einziges Loch je Trafo Verwendung findet, ist der AL-Wert zu halbieren. Beide Messports des Richtkopplers sind mit 50Ohm abgeschlossen. Die ohmsche Last die der Stromtrafo sieht, wird mit 1/N² herunter transformiert, wodurch tatsächlich nur ein vernachlässigbar kleiner, ohmscher Widerstand in Reihe zur Antenne liegt. Die Einfügedämpfung liegt unter 0.05dB für N=10. > 2. Bei einem Bruene-Koppler hat man ja nur einen Stromtransformator, der > nach Deinen Erläuterungen ja viel kleiner sein kann. Wäre es dann für > einen möglichst kleinen Richtkoppler nicht besser, eine Bruene-Koppler > zu nehmen und die Kalibrierung in Software zu erledigen, und auf die > Vorteile des Stockton-Kopplers (leichte Kalibrierung, wenn Koppler > einigermaßen gut gebaut) zu verzichten? Ja der Kern für einen Bruene-Koppler fällt, relativ zur Sendeleistung betrachtet, klein aus. Das erkauft man sich jedoch mit der Notwendigkeit eines Abgleichs des C-Spannungsteilers, der Kompensations der Messbrücke für kleine Frequenzen und womöglich auch des Amplitudengangs.
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Hallo Robert, alle: Nochmal ganz herzlichen Dank für Eure Hilfe! Ich denke, ich habe es jetzt verstanden. Heute habe ich alles nochmal durchgerechnet. Dazu habe ich folgende Annahmen getroffen: 1. Da es ja "nur" um die Erwärmung durch die Kernverluste geht und wir weit von der Sättigung entfernt sind, kann man den Duty Cycle berücksichtigen. Ich bin mal von 50 % für CW und SSB ausgegangen, bei digitalen Modulationsarten müsste man mit 100 % rechnen. 2. Die Formel für die Flussdichte nutzt die Spitzenspannung (daher der Faktor 4,44 - das ist SQRT(2)/(2*Pi). Wenn es nur um die Erwärmung geht, ist ohne Sicherheitszuschlag eigentlich eher die RMS-Spannung relevant. 3. Das SWR spielt insoweit eine Rolle, als die reflektierte Spannung ggfls. zu der Vorwärtsspannung hinzukommen kann, je nach Impedanz der Last. In meinem Szenario ist ein SWR von 1:2.0 eigentlich ausreichend, 1:3.0 die Obergrenze, die das Gerät bei 5W noch aushalten muss, weil das keiner mit CW-Dauerstrich machen wird, dem seine QRP-Endstufe lieb ist. Ich habe angenommen, dass die Spannung am Spannungstransformator bei einem SWR von 1:2.0 das 1.33fache und bei 1:3.0 das 1.5fache der Generatorspannung ist, weil ja 33 bzw. 50 % der Spannung reflektiert werden. Mit diesen Annahmen kommt man zu den beigefügten Ergebnissen. Die Amidon-Empfehlung habe ich hier mangels anderer Angaben mit diskreten Stufen geplottet, vermutlich fällt sie aber bei den Übergängen nicht so steil ab. Dann würde der kleine BN43-2402 für CW und SSB mit 5 W von 7 - 28 MHz noch genügen. Passt das so? Viele Grüße, Martin
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Nachtrag: In der Hilfe-Funktion zum Mini-Ringkernrechner steht auch, wie man die Erwärmung berechnet: Zunächst braucht man die Kernverluste pro Volumen (mW/cm^3):
a, b, c, d, sind Materialkonstanten, die ich eventuell noch aus dem Mini-Ringkernrechner herausbekomme. f ist die Frequenz, B der magnetische Fluss. Der erste Term sind die Hysteresis-Verluste, der zweite die Eddy-Current-Verluste. Die absoluten Kernverluste sind dann
Damit und mit der Oberfläche des Kerns kann man als Näherung den Temperaturanstieg in Grad Celsius bestimmen:
Wie gesagt, das ist alles aus dem PDF der Hilfefunktion des Mini-Ringkernrechners entnommen.
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Martin H. schrieb: > 1. Da es ja "nur" um die Erwärmung durch die Kernverluste geht und wir > weit von der Sättigung entfernt sind, kann man den Duty Cycle > berücksichtigen. Ich bin mal von 50 % für CW und SSB ausgegangen, bei > digitalen Modulationsarten müsste man mit 100 % rechnen. SSB ist im Gegensatz zu RTTY, FM etc. weniger ein Problem, die Durchschnittsleistung liegt hier unter 5W PEP. Liegt der Kern flach auf der Platine auf, kann die Massefläche etwas Wärme abführen. Als Alternative bieten sich zwei Rücken an Rücken, aufrecht stehende DLKs an, wodurch die Querschnittsfläche verdoppelt wird. https://www.google.com/patents/US6114924
Hallo Martin, habe gerade eine Abhandlung zu dem Thema der Spulenverluste in gekoppelten Übertragern in dem Archiv der EDN, zufällig beim Stöbern, gefunden. Vielleicht hilft Dir das etwas beim Verständnis der Vorgänge. Der Artikel bezieht sich auf die Leistungsübertragung bei Schaltreglern, aber es gibt durchaus Parallelen zu Deiner Problematik. https://www.edn.com/design/analog/4443200/Addressing-core-loss-in-coupled-inductors Gruß Markus
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