Hallo zusammen, ich stehe gerade auf dem Schlauch und auch nach 2 stündiger Googlesuche habe ich keine zufriedenstellende Antwort auf mein Problem gefunden. Der Frequenzgang eines Operationsverstärkers wird ja mit Hilfe eines internen Kondensators so korrigiert, das der Phasengang über einen weiten Frequenzbereich bei 90° liegt. Im Anhang ist ein Bode-Diagramm eines OPs als Beispiel. Wenn ich jetzt einen OP als invertierenden Verstärker betreibe und beispielsweise ein Sinussignal von 1kHz anlege, müsste ich nach meinem Verständnis eine Phasenverschiebung von 180° durch die Gegenkopplung + 90° durch den OP messen. Ich messe aber nur eine Phasenverschiebung von 180°, also halt die invertierung des Eingangssignals. Wo ist die 90° Phasenverschiebung des OPs hin? Kommt die 90° Phasenverschiebung des OPs nur bei sehr hohen Verstärkungen zum Tragen? Wenn ja, wieso? Viele Grüße
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die Leerlaufverstärkung des OPV (open loop gain) hat diese Phasenverschiebung. aber wenn der OPV mit Rückkopplung betrieben wird, dann bestimmt die Rückkopplung dessen Verhalten. die Eigenschaften der Leerlaufverstärkung spielen dann keine Rolle -zumindest solange die Schleifenverstärkung noch hoch genug ist. bei hohen Frequenzen wird die Schleifenverstärkung geringer, da machen sich die Begrenzungen der Leerlaufverstärkung bemerkbar.
Die beobachtete Phasenverschiebung steht (laut BODE) im direkten Zusammenhang mit der ABNAHME der Betragsfunktion (Beispiel: 20dB/Dekade>>>-90 Grad). Durch die Gegenkopplung gibt es aber nun einen - je nach Gegenkopplungsgrad - relativ großen Frequenzbereich mit nahezu konstanter Verstärkung (gerade DAS ist ja der Vorteil der GK). Dazu gehört dann auch eine dadurch verursachte Phasenverschiebung von nur ganz wenigen Graden (kaum zu sehen) - zusätzlich zu den 180 Grad durch den invertierenden Betrieb.
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Man kann sich diesen Sachverhalt auch gut mit einem Zeigerdiagramm verdeutlichen. Das einfachste Beispiel ist ein nichtinvertierender Verstärker mit A=1, bei dem der Ausgang direkt auf den invertierenden Eingang zurückgeführt wird. Der Einfachheit halber wird der Opamp als Tiefpass 1. Ordnung mit sehr hoher Differenzverstärkung, aber endlicher GBW angenommen. Die Ortskurve eines Tiefpasses 1. Ordnung ist ein Halbkreis im 4. Quadranten der komplexen Zahlenebene. Am rechten Ende des Halbkreises ist f = 0, in der Mitte f = GBW und am linken Ende f = ∞. Die Eingangsspannung Ue (blau) sei normiert 1 und habe die Phase 0°. Die Ausgangsspannung Ua (grün) hat dann bei f = GBW/4 die Amplitude 0,97 und die Phase -14°. Die Eingangsdifferenzspannung Ud = Ue - Ua (rot) hat gegenüber der Ausgangsspannung eine Phasenverschiebung von +90°, d.h. die Ausgangsspannung ist gegenüber der Eingangsdifferenzspannung um -90° verschoben. In diesem vereinfachten Modell sind diese -90° unabhängig von der Frequenz (s. Satz des Thales). Bei einem realen Opamp trifft dies zumindest über einen weiten Frequenzbereich zu. Es ist also kein Widerspruch, dass der Opamp die Phase um -90° verschiebt und dennoch die Phasenverschiebung der gegengekoppelten Schaltung deutlich geringer ist.
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Welcher Verlauf meiner gepufferten Verstärkerschaltung sieht eurer Meinung nach besser aus?
Phase schrieb: > Welcher Verlauf meiner gepufferten Verstärkerschaltung sieht eurer > Meinung nach besser aus? Keiner sieht gut aus. (Man sieht ihn fast nicht.)
Phase schrieb: > Welcher Verlauf meiner gepufferten Verstärkerschaltung > sieht eurer Meinung nach besser aus? Die Bilder haben nur 4800 x 3200 Pixel. Wie soll man denn auf so winzigen Darstellungen etwas erkennen? Da geht noch 'was.
Die Fragestellung war, welcher Verlauf für euch besser aussieht.
Phase schrieb: > Keiner mags kommentieren? Nö. Denn ohne dass bekannt ist, welche Kriterien du für "besser" hast, ist kann jede Antwort falsch der richtig sein. Wenn du z.B. eine Grenzfrequenz von 10MHz für den Verstärker forderst, sind beide Entwürfe annähernd gleich schlecht. Wenn du genau 1MHz Grenzfrequenz brauchst, ist der zweite Entwurf viel besser. Wenn du willst, dass bei 6MHz eine hohe Dämpfung erreicht wird, ist der erste Entwurf klar besser. Auch wenn es dir um einen "glatteren Frequenzverlauf" geht (z.B. um ein "gutmütiges Einschwingverhalten") dürfte der erste Entwurf besser sein. Wenn du eigentlich einen 6MHz-Oszillator bauen wolltest, ist wahrscheinlich der zweite Entwurf näher an einer funktionierenden Lösung. Übrigens stimmen noch nicht mal die Kurven, die du am 30.1. gezeigt hast, mit denen vom 29.1. überein.
Phase schrieb: > Die Fragestellung war, welcher Verlauf für euch besser aussieht. Alte Ing.-Weisheit: Nicht so "gut" (genau) wie möglich, sondern nur so "gut" wie nötig, um die Anforderungen zu erfüllen.
Ne, es soll eigentlich ein Kopfhörerverstärker werden und die Grenzfrequenz habe ich dafür recht hoch gewählt, damit die Phasenverschiebung bei den hohen Frequenzen noch gering ist. Das zweite Bild war eigentlich die ursprüngliche Schaltung, wo mich der Peak bei 6 MHz gestört hat. Ich habe dann einen R-C-Tiefpass in den Rückkoppelpfad gepackt und das Ergebnis ist, dass die Phasenverschiebung zu den hohen Frequenzen hin positiv ist.
Phase schrieb: > Ne, es soll eigentlich ein Kopfhörerverstärker werden und die > Grenzfrequenz habe ich dafür recht hoch gewählt, damit die > Phasenverschiebung bei den hohen Frequenzen noch gering ist. Danke für den Hinweis. Dazu mein Hinweis...bitte schau dir mal einige Schaltungen von Kopfhörerverstärkern an und erkenne, dass deine Überlegung zu Grenzfrequenz und Phasenverschiebung nicht ganz das trifft, was du vielleicht an Anforderung an deinen Verstärker im Kopf (schönes Wortspiel) hast! Gruß Rainer
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Hier nochmal ein Verlaufsdiagramm vom Strom. Die Schaltung arbeitet nach dem Howland-Prinzip, regelt also in Abhängigkeit vom Strom.
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Hier nochmal ein Verlaufsdiagramm vom Strom. Die Schaltung arbeitet nach dem Howland-Prinzip, regelt also in Abhängigkeit vom Strom. Die Grenzfrequenz habe ich mal runtergesetzt.
die auch :-) https://www.researchgate.net/publication/321197152_Howland_current_source_for_high_impedance_load_applications https://iopscience.iop.org/article/10.1088/1742-6596/407/1/012030/pdf die andere Schaltung wurde noch nicht gezeigt ?!
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Die Komplementäre Howland Schaltung geht aber auch nur, wenn jeder Kopfhörer eine eigene Masse hat. Die meisten Kopfhörer haben das halt nicht. Ich beschränke mich auch erstmal auf Kopfhörer mit 32 Ohm Impedanz.
Im Grunde genommen habe ich die verbesserte Howland-Schaltung um eine Transisor-Ausgangsstufe erweitert. Der Strom wird über einen Serienwiderstand vor der Last abgenommen.
Einen Kopfhörerverstärker in Howland Schaltung habe ich noch nie gesehen! Du könntest aber mal ein Schaltbild posten. Vielleicht bekommen wir dann auch mehr Klarheit über die diversen Anforderungen, die hier herumschwirren (und m.M. nach wenig mit Kopfhörerverstärkern zu tun haben) Gruß Rainer
Das Grunde genommen ist das Prinzip so wie hier in Bild 1: https://iopscience.iop.org/article/10.1088/1742-6596/407/1/012030/pdf
Phase schrieb: > Das Grunde genommen ist das Prinzip so wie hier in Bild 1: Ja, nur dass in diesem Papier die analytische Lösung gegen die Simulation gehalten wird und die sind "erstaunlicherweise" recht ähnlich. Aus der Praxis kann ich nur von Howland-Stromquellen abraten! Es sind mindestens zwei Widerstandsverhältnisse, durchaus auch komplex, "perfekt" einzustellen, was in der realen Welt nie einfach ist. Es ergeben sich halt ähnliche Probleme wie z.B. bei den Sym-Asym-Schaltungen. Trotzdem interessiert mich nach wie vor, wie der TO für seinen Verstärkerwunsch ausgerechnet auf Howland gekommen ist. Gruß Rainer
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