Ich baue gerade an einer gesteuerten Spannungsquelle (2..15V) mit linearer Strombegrenzung (0,1..20A). Mit der Spannungsquelle bin ich soweit zufrieden, nun geht es um die Auslegung des Strombegrenzers. Prinzipell möchte ich ein highside pMOSFET im Dauerbetrieb durchgeschaltet nutzen und im Fall einer Strombegrenzung einen geeigneten Arbeitspunkt finden um die Lastspannung zu reduzieren. Das Vorgehen ist ähnlich wie hier, nur die Beschaltung des MOSFETs muss natürlich komplett anders geschehen: http://apsolutions.com/mosfetcurrentlimit.html Zusätzlich wird, sobald der Begrenzer greift, anhand der gemessenen Drain-Source-Spannung der davorliegende Regler vorübergehend runtergefahren, sodass die Dauerverluste am pMOSFET klein gehalten werden können. Zunächst gilt es, ein MOSFET, zu finden. Im unbegrenzten 2V/20A-Dauerbetrieb soll am MOSFET nur eine geringe Spannung abfallen (<100mV + 50mV für den Shunt). Ich suche also einen Transistor mit RdsOn < 5mR Im Falle einer Begrenzung muss die Schaltung kurzzeitig kurzschlussfest sein. Da sprechen wir im schlimmsten Fall von 20A * 15V = 300W. Das ist viel, aber ein paar ms müssten ausreichen, bevor die Spannungsanpassung greift. Besagte Spanungsanpassung hat im schlimmsten Fall nur eine Auflösung von 1V. Demnach könnten im Dauerbetrieb eine Verlustleistung von 20W, mit etwas Sicherheit 30W anfallen. Ein kurzer Blick auf die verfügbaren Bauteile zeigt, dass man hier schon an gewisse Grenzen stößt. Beispielsweise hat der IPB180P04P4L einen geeigneten RdsOn aber bei 62K/W junction-to-ambient sind 30W Verlustleistung natürlich bereits völlig utopisch. 15V/20A wären aber aber laut "safe operating area" für 1ms im äußersten Fall möglich. Wie kann ich in PG-TO263 oder in LFPAK56 diese Wärme abführen? Wie würde ich einen Kühlkörper anbringen bei SMD-Bauteilen? Bringt ein Lüfter viel ohne Kühlkörper? Oder kommt man da mit Aluminium-PCBs weiter? Gibt es Transistoren mit eingebautem Temperatursensor, dass man das ganze Ding vor dem Hitzetod abschalten kann? Eine Alternative ist natürlich ein THT-Modell in TO-220. Aber da sind die RdsOn-Werte etwas schlechter, und das nur damit man ein Loch hat, um den Kühlkörper dranzuschrauben?
A. S. schrieb: > Da sprechen wir im schlimmsten Fall von 20A * 15V = 300W. Der verträgt aber maximal ganz kurz 140W, bei realen Temperaturen eher noch weniger. Da du den Transistor wohl kaum mit einem Dachdecker-Lötkolben an einen Kühlkörper aus Kupfer anlöten willst, solltest du dir wohl besser ein anderes Modell mit passenden Befestigungsmöglichkeiten suchen.
Hmm, du hast schon Recht, das passt alles nicht so richtig zusammen. Ich versteh nicht ganz, wie es gedacht ist, diese SMD-Dinger zu kühlen... Wenn man wirklich die 300W als Auslegungsziel hat - natürlich nicht als Dauerlast -, dann kommt man etwa beim SPP80P06 heraus. Datasheet: http://www.farnell.com/datasheets/1836007.pdf Aber selbst da bleiben einige Probleme: * der Arbeitspunkt wird in manchen Fällen bei V_GS < 0V liegen, wenn die Systemspannung niedrig, z.B. bei etwa 2V liegt. Ich freunde mich gerade damit an, noch -5V auf dem Board zur Verfügung zu stellen, denn "idealere" Transistoren sehe ich gerade nicht. * Der Kollege geht nur runter auf 23mR. Die fast 0,5V Spannungsabfall im Dauerbetrieb sind eigentlich nicht drin. Da baue ich ja eine Heizung; Mehrere parallel zu benutzen erscheint mir schwierig. Also müsste ich noch einen reinen Schalttransistor in Sättigung dazu parallel betreiben. Aber da habe ich gerade keine gute Idee, wie man das sinvoll ansteuert. Man möchte ja eine kontiniuerliche Strom-Spannungskurve im Transistorpaket, aber man möchte einen der Transistoren diskontinuierlich schalten... Mit bipolaren Transistoren werde ich wohl auch nicht glücklicher. Es gibt zwar ein paar in TO-204 mit 0.6K/W, die das gerade so aushalten könnten. Aber unter 0.5V Spannungsabfall bekomme ich die auch niemals. Was wäre noch möglich? Ich sehe hier ein paer fertige LDO-Regler mit externen NMOS-Transistoren und Ladungspumpen. Ich werde morgen mal durchdenken, ob sich diese als Strombegrenzer schalten lassen.
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>Was wäre noch möglich? Schaltnetzteil. Es ist nun mal so, daß heutige Transistoren üblicherweise gar nicht mehr so auf Linearbetrieb ausgelegt sind (kleinerer SOA-Bereich), sondern lieber schalten wollen. Zumal man die Ptot-Angaben eher als theoretische Grenzen betrachten sollte, die in der üblichen Praxis eher bei weitem nicht erreichbar sind. >Wie kann ich in PG-TO263 oder in LFPAK56 diese Wärme abführen? Gar nicht. >Wie würde ich einen Kühlkörper anbringen bei SMD-Bauteilen? Bringt ein Eher schlecht für diese Leistungen. >Lüfter viel ohne Kühlkörper? Oder kommt man da mit Aluminium-PCBs >weiter? Mit viel Druckluft kannste den vielleicht gut runterkühlen. Oder wassergekühlt bei ordentlichen Strömungsgeschwindigkeiten ... >Gibt es Transistoren mit eingebautem Temperatursensor, dass man das >ganze Ding vor dem Hitzetod abschalten kann? Gibt's, kann Dir aber keinen Typen nennen.
A. S. schrieb: > Hmm, du hast schon Recht, das passt alles nicht so richtig > zusammen. Ich stelle das ganze Konzept in Frage. Wenn du die Spannung bereits regelst, dann hast du doch schon ein Stellglied. Da baut man eine Strombegrenzung doch nicht dazu, sondern sondern nutzt dieses Stellglied gleich mit zur Strombegrenzung. > Ich versteh nicht ganz, wie es gedacht ist, diese > SMD-Dinger zu kühlen... Nein. Du verstehst die Angaben im Datenblatt nicht. Vor allem die Verlustleistung ist ein rein theoretischer Wert, der nur bei idealer Kühlung erreicht wird. Im Datenblatt setzt man dann nur eine Fußnote "gilt bei Gehäusetemperatur 25°C" und überläßt es dann dem Anwender, wie er das Gehäuse auf Umgebungstemperetur hält. > Aber selbst da bleiben einige Probleme: > * der Arbeitspunkt wird in manchen Fällen bei V_GS < 0V liegen, wenn die > Systemspannung niedrig, z.B. bei etwa 2V liegt. Ich freunde mich gerade > damit an, noch -5V auf dem Board zur Verfügung zu stellen, denn > "idealere" Transistoren sehe ich gerade nicht. Das ist das nächste. Man baut das nicht mit p-Kanal MOSFETs. Gerade wegen der negativen Gatespannung. Sondern selbstverständlich mit n-Kanal Typen. Die höhere Gatespannung hat man ja ohnehin - aus dem Netzteil vor der Spannungregelung.
Jens G. schrieb: > Schaltnetzteil. Axel S. schrieb: > Ich stelle das ganze Konzept in Frage. genau da beißt sich die Katze in den Schwanz. Gerade hier im Board hat man mir erklärt, dass Schaltnetzteile böse sind, wenn man die Spannung in einem so großen Umfang einstellen können möchte, wie ich. Ich habe es geschafft, die Spannungsquelle nach meinen Vorstellungen in Buck-Topologie auszulegen, aber einen Buck-Regler mit "einstellbarem" Strom kenne ich leider nicht. Der Shunt ist immer konstant, teilweise sogar intern. So lange icht nicht irgendwelche OPAmps in einen Regelkreis baue, der mit hunderten kHz läuft, kommt man hier bei der einstellbaren Strombegrenzung auch nicht weiter. Und laut µc.net wäre das dann auch irgendwie unbrauchbar als sinnvolle Strombegrenzung. Also: die nächsten Tage einen Blick auf die nMOSFETs riskieren und hoffen, dass man die hohen Gatespannungen irgendwie hinbekommt. Ich melde mich wieder :)
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A. S. schrieb: > Axel S. schrieb: >> Ich stelle das ganze Konzept in Frage. > > genau da beißt sich die Katze in den Schwanz. Gerade hier im Board hat > man mir erklärt, dass Schaltnetzteile böse sind, wenn man die Spannung > in einem so großen Umfang einstellen können möchte, wie ich. Das ist bestimmt richtig. Also weil du es nicht richtig kannst, machst du es doppelt falsch? Das klingt logisch. > Ich habe es geschafft, die Spannungsquelle nach meinen Vorstellungen in > Buck-Topologie auszulegen, aber einen Buck-Regler mit "einstellbarem" > Strom kenne ich leider nicht. Du kennst offensichtlich eine Menge nicht. > Der Shunt ist immer konstant, teilweise sogar intern. Und wozu der Shunt gut ist, hasst du also auch nicht verstanden. > So lange icht nicht irgendwelche OPAmps in einen > Regelkreis baue, der mit hunderten kHz läuft ??? > kommt man hier bei der > einstellbaren Strombegrenzung auch nicht weiter. Und laut µc.net wäre > das dann auch irgendwie unbrauchbar als sinnvolle Strombegrenzung. <seufz> Ich bin dann raus. Frickel du mal schön allein weiter ...
A. S. schrieb: > aber einen Buck-Regler mit "einstellbarem" > Strom kenne ich leider nicht. Jeder normale Spannungswandler hat einen Feedback Eingang mit er üblicherweise erkennt, wann die gewünschte Ausgangsspannung erreicht ist. Den selben Pin kann man auch mit ein bisschen äußerer Beschaltung zur Strombegrenzung verwenden. Hier ist ein Beispiel: https://www.edn.com/add-trimmable-current-limit-to-dc-dc-supply/ Da wird einfach der Feedback Pin hoch gezogen, wenn der Laststrom ein gewisses Limit überschreitet. Es gibt aber auch ICs, die dafür einen separaten Eingang haben, das vereinfacht die äußere Beschaltung.
Axel S. schrieb: > <seufz> Montage sind schwierig, oder? Schade, gestern noch hilfsbereit und heute muss Frust raus? Darunter leidet dieses board ziemlich. Naja, falls ich irgendwas gesagt habe, wovon du dich persönlich angegriffen fühlst, tut's mir leid. War nicht meine Absicht. Ich steh selten morgens auf und frage mich, wem ich den heute eine so doofe Frage stellen werde, dass er beleidigt ist. Ich frickel dann mal weiter... Stefan ⛄ F. schrieb: > Den selben Pin kann man auch mit ein bisschen äußerer Beschaltung > zur Strombegrenzung verwenden. Die Idee hatte ich noch nicht. Direkt übernehmen kann nich das zwar nicht, weil es wieder 0.65V Spannungssabfall am Shunt verursacht. Aber wenn du meinst, dass ein OPVerstärker-Schaltung im Regelkreis kein Problem ist, dann wäre das vielleicht ein valider Ansatz. Eleganter ist es alle mal!
A. S. schrieb: > Direkt übernehmen kann nich das zwar > nicht, weil es wieder 0.65V Spannungssabfall am Shunt verursacht. Würde ich auch nicht so machen, aber sie Schaltung verdeutlicht das Prinzip.
A. S. schrieb: > Ich baue gerade an einer gesteuerten Spannungsquelle (2..15V) mit > linearer Strombegrenzung (0,1..20A). Aha, 300 Watt. Wie reduzierst du denn die Spannung, auch als Linearregler ? A. S. schrieb: > Wie kann ich in PG-TO263 oder in LFPAK56 diese Wärme abführen? Da sie maximal für 1ms auftritt, brauchst du sie nicht abführen, das Kupferstück im Transistor nimmt den Puls auf und langsam geht die Wärme nach draussen bevor der nächste Impuls kommt. Der MOSFET ist nur für Schaltbetrieb gebaut und vollkommen ungeeignet als Linearregler, sein SOA Diagramm enthält keine DC Kurve.
Stefan ⛄ F. schrieb: > Hier ist ein Beispiel: > https://www.edn.com/add-trimmable-current-limit-to-dc-dc-supply/ > Da wird einfach der Feedback Pin hoch gezogen, wenn der Laststrom ein > gewisses Limit überschreitet Das funktioniert aber nur, wenn das Netzteil überhaupt so weit runterregeln kann. Die meisten Chips haben ein minimale Feedback von 1.2V, bei Kurzschluss reicht das aber nicht um den Strom zu begrenzen, und die meisten Netzteile mit UC384x erzeugen neben der Sekundärspannung die über TL431 und Optokoppler zurückregelt aber auch die Spannung für den UC384x mit einer extra-Wicklung auf Primärseite, die können also nicht unter 1.2V regeln wegen der Optokoppler-LED und gehen schon viel früher, bei einem 12V Netzteil beispielsweise bei 6V, in Hicup-Überladt weil der Primarschaltregler keine ausreichende Betriebsspannung mehr bekommt..
Angehängte Dateien:
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mic5158.png
94 KB
MaWin schrieb: > Das funktioniert aber nur, wenn das Netzteil überhaupt so weit > runterregeln kann. Die meisten Chips haben ein minimale Feedback von > 1.2V, bei Kurzschluss reicht das aber nicht um den Strom zu begrenzen, ich habe mir das nochmal angesehen. Mein DC-DC-Abwärtsregler hat eine minimale Feedbackspannung von 0.4V. Es ist genau wie du sagst: Unterhalb dieser Spannung fährt der Regler in den angesprochenen "Hiccup" Mode, bis der "Kurzschluss" entfernt wurde. Ich hatte es aber eher so verstanden, als wäre der Vorschlag von stefanus, den FB-Pin *hoch*zuziehen, falls der Grenzstrom überstiegen wurde, damit der Regler weniger in die Spule pumpt als nötig wäre, um die vorgegebene Konstantspannung zu halten. Im Datenblatt steht jetzt nicht, wie weit die Ausgangsspannung absinken kann, bevor schlimme Dinge passieren. Die minimale Ausgangsspannung ist zwar mit 0.8V angegeben, aber das liegt wohl nur daran, dass das die interne Referenzspannung ist. Der Schreiber geht wohl davon aus, dass niemand auf die Idee kommt, etwas anderes zu machen als den Ausgang direkt an den Feedbackpin anzuschließen. Relevant erscheint mir noch die minimale on-Zeit meines Reglers. Die erzeugt bei 24V Eingangsspannung schon bis zu 2V vor dem Shunt. Man kann natürlich jetzt einen 100mR Shunt wählen, der im Kurzschlussfall genau diese 2V abbekommt und, um trotzdem im Normalbetrieb eine saubere Regelung zu haben, den Feedback-Spannungsteiler hinten anschließen. Aber so habe ich natürlich bis zu 40W DC-Verluste. Eher Käse. A. S. schrieb: > Was wäre noch möglich? Ich sehe hier ein paer fertige LDO-Regler mit > externen NMOS-Transistoren und Ladungspumpen. Lasst uns nochmal hier weiterdenken. Viel gibt es zwar nicht, aber ich habe den MIC5158 gefunden (Datenblatt: https://4donline.ihs.com/images/VipMasterIC/IC/MCRL/MCRLS02054/MCRLS02054-1.pdf?hkey=52A5661711E402568146F3353EA87419) Der bietet eine Strombegrenzung und dazu sogar eine "gratis" Spannungsregelung, falls nötig. Das alles mit einem externen nMOSFET und einer eingebauten Ladungspumpe. Zusammen mit einem IRLB3034PBF sollte das doch meine Anforderungen erfüllen, oder? Datenblatt nMOS: http://www.farnell.com/datasheets/332453.pdf
A. S. schrieb: > Zusätzlich wird, sobald der Begrenzer greift, anhand der gemessenen > Drain-Source-Spannung der davorliegende Regler vorübergehend > runtergefahren, sodass die Dauerverluste am pMOSFET klein gehalten > werden können Kannst nicht die gemessene Drain Source Spannung als Feedback für den Vorregler übergeben?
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