Hi In Wikipedia Artikel https://de.wikipedia.org/wiki/Schaltverluste lese ich gerade wie man die Schaltverluste an einem Mosfet berechnet. Mir scheint bisher alles logisch zu sein, doch verstehe ich irgendwie nicht, warum bei meinem fiktiven Beispiel, das ich mir ausgedacht habe, die Verlustleistung so hoch ist. Es ist ja nicht so abwegig, dass ein Motor oder ein anderes Device zB mit 8A oder 10A betrieben wird. Es ist auch nicht abwegig, den Motor mit einer Frequenz anzusteuern, die für Menschen nicht hörbar ist, zB 20kHz (PWM). Nun kann man doch auch einen Motor auch bei 24V betreiben, was auch nicht so eine extrem hohe Spannung ist. Ich denke auch Rise&fall Zeiten von 1.5us sind nicht so abwegig und ausreichend. Wenn ich nun zB einen Mosfet wähle, der einen RDSon von 10mOhm hat, berechnen sich die Verluste folgendermassen: Gesamtverlust= Durchlassverlust + Schaltverluste = Pv = Pd + Ps Die Durchlassverluste sind relativ leicht zu berechnen Pd = Id^2 * RDSon = (10A)^2 * 10mOhm = 1W Ps scheint jedoch ein wenig schwieriger zu berechnen zu sein. Wenn ich die Formel gemäss Wikipedia wie im Bild angegeben verwende ist: Ps = Ub*Id*(toff2-toff1)*f/2 Wenn ich das richtig verstehe entspricht (toff2-toff1) meiner angenommenen Ausschaltzeit, also 1.5us. ton und toff sind ja gleich Demnach ergibt sich dann für Ps: Ps= 24V*10A*1.5us*20000Hz/2 = ca. 3.5W Das ist schon ziemlich viel. Kann das denn sein?
Georg schrieb: > Das ist schon ziemlich viel. Kann das denn sein? Wenn Du Dir vor Augen hältst, daß 20kHz eine Zykluszeit von 50us sind, ja. D.h. zu 6% ist der MosFet quasi im Linearbetrieb. Georg schrieb: > ton und toff sind ja gleich Eigentlich nicht.
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Er meint die Zeiten, die das Ding zum öffnen und sperren benötigt. Da kann man mit einer guten Treiberstufe und entsprechend hohen Gate-Umladeströmen recht viel dran drehen, aber vor allem sollte man sich fragen, ob man eine so hohe Frequenz braucht. Man hat ja auch noch die Rückschlagspannung aus den induktiven Anteilen, die man irgendwie wegschaffen muß, damit sie die FETs nicht zerstört und zu schnelles Schalten der FETs kann Probleme mit Schwingungen und EMI bringen. Wenn die Mikroruckler nicht stören, würde ich solche Motoren mit 100..300Hz ansteuern. Das erzeugt zwar ein hörbares Summen, welches ich aber nicht als nervig empfinde.
Ben B. schrieb: > Er meint die Zeiten, die das Ding zum öffnen und sperren benötigt. > Genau das hatte ich gemeint, ja. > Da kann man mit einer guten Treiberstufe und entsprechend hohen > Gate-Umladeströmen recht viel dran drehen, aber vor allem sollte man > sich fragen, ob man eine so hohe Frequenz braucht. Man hat ja auch noch > die Rückschlagspannung aus den induktiven Anteilen, die man irgendwie > wegschaffen muß, damit sie die FETs nicht zerstört und zu schnelles > Schalten der FETs kann Probleme mit Schwingungen und EMI bringen. > > Wenn die Mikroruckler nicht stören, würde ich solche Motoren mit > 100..300Hz ansteuern. Das erzeugt zwar ein hörbares Summen, welches ich > aber nicht als nervig empfinde. Ja, das stimmt schon, aber im Moment wollte ich nur auf die Diskussion hinaus, warum hier bei so einer noch geringen Frequenz von 20kHz so hohe Verluste im FET auftreten. Ich meine es gibt Anwendungen, da sind die Frequenzen weitaus höher, wo man sagt, dass dann eher die Durchlassverluste zu vernachlässigen sind als die Schaltverluste. Hier ist es aber umgekehrt, die Schaltverluste sind grösser wie die Durchlassverluste. Ich habe immer noch den Eindruck, dass meine Berechnung nicht ganz richtig ist. Könnt ihr wirklich bestätigen, dass es so passt, wie es von mir berechnet wurde?
Georg schrieb: > Ich meine es gibt Anwendungen, da sind die > Frequenzen weitaus höher, wo man sagt, dass dann eher die > Durchlassverluste zu vernachlässigen sind als die Schaltverluste. Da werden Gate-Treiber verwendet, die Ströme im Ampere-Bereich liefern, um die Gate-Kapazität nicht im "Schneckentempo" umzuladen.
Georg schrieb: > Ich habe immer noch den Eindruck, dass meine Berechnung nicht ganz > richtig ist. Nein, deine Rechnung ist nicht korrekt. Ich habe noch keinen MOSFET gesehen, der t_on und t_off 1,5,uS hat. Nicht vewechseln mit Flankensteilheit der Steuersignale, die kommen auch exttra noch dazu
Naja 10A sind für einen modernen N-FET so ziemlich genau nichts. Also kein Wunder wenn die Umschaltverluste höher werden als die reinen Durchlassverluste. > Da werden Gate-Treiber verwendet, die Ströme im Ampere-Bereich > liefern, um die Gate-Kapazität nicht im "Schneckentempo" umzuladen. Gutes Beispiel dafür sind die leistungsstärkeren (~1kW) Tripath-Endstufen. Die verwendeten PWM-Frequenzen bis in den Mhz-Bereich und mit den angegebenen FETs von damals (heute könnte man sie bestimmt mit besseren ausrüsten) kam man so auf bis zu 6..7W Treiberleistung allein für das Umladen der FETs.
Georg schrieb: > Ich habe immer noch den Eindruck, dass meine Berechnung nicht ganz > richtig ist. Könnt ihr wirklich bestätigen, dass es so passt, wie es von > mir berechnet wurde? Weder die Durchlassverluste, noch die Schaltverluste sind plausibel.
Tany schrieb: > Georg schrieb: >> Ich habe immer noch den Eindruck, dass meine Berechnung nicht ganz >> richtig ist. > Nein, deine Rechnung ist nicht korrekt. Ich habe noch keinen MOSFET > gesehen, der t_on und t_off 1,5,uS hat. Nicht vewechseln mit > Flankensteilheit der Steuersignale, die kommen auch exttra noch dazu Ja klar, aber wie Ben folgend schreibt, Ben B. schrieb: und zu schnelles > Schalten der FETs kann Probleme mit Schwingungen und EMI bringen. > > Wenn die Mikroruckler nicht stören, würde ich solche Motoren mit > 100..300Hz ansteuern. Das erzeugt zwar ein hörbares Summen, welches ich > aber nicht als nervig empfinde. bekommt man es irgendwann mit der EMV zu tun. Also braucht es irgend einen Kompromiss und man legt die Schaltzeiten so aus, dass man die EMV Prüfung übersteht und zugleich aber nicht allzu hohe Verluste generiert. Jetzt natürlich interessiert mich folgendes: Wenn ich einen Treiber für die Ansteuerung der FETS nutze, kann ich doch auch mit den Gatewiderständen die Einschaltzeiten beeinflussen, oder wie es halt mit meinem Beispiel der Fall ist, mit dem uC, der die FETs mit 3.3V ansteuert. Mit einem entsprechenden Gatewiderstand stelle ich dann den Strom so ein, dass die gewünschte Einschaltzeit erreicht wird. Jetzt komme ich wieder zurück zu der Aussage von dir Tany. Klar, dass Mosfets viel schneller schalten (im ns Bereich), aber ich stelle doch genau die Einschaltzeit des FETs mit dem Gatewiderstand ein oder etwa nicht? Wenn nein, was stelle ich dann ein damit?
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wenn du absichtlich so schlecht wie möglich ansteuerst, kommt halt Mist hinten raus. Das hier ist Impulsfolge über Widerstand am gate (grün) und Verlustleistung (rot).
Helge schrieb: > wenn du absichtlich so schlecht wie möglich ansteuerst, kommt halt > Mist > hinten raus. Das hier ist Impulsfolge über Widerstand am gate (grün) und > Verlustleistung (rot). Hi Helge Ja was ist dann so die Einschaltezeit, die man mit dem Gatewiderstand einstellt und so gut wie nötig und so schlecht wie möglich ist? Ich meine die Schaltung muss ja keine Raumsonde steuern oder so. Welche Zeit soll man bei unwesentlichen Schaltungen in etwa einstellen? 1u, 500ns oder doch 50ns? Die meisten FETs schalten ja irgendwo zwischen 4-20ns? 20ns wenn es einer der trägen ist. H. H. schrieb: > Georg schrieb: >> Ich habe immer noch den Eindruck, dass meine Berechnung nicht ganz >> richtig ist. Könnt ihr wirklich bestätigen, dass es so passt, wie es von >> mir berechnet wurde? > > Weder die Durchlassverluste, noch die Schaltverluste sind plausibel. Kann mir denn niemand ein Beispiel machen? Ich meine es ist ja nicht so, dass mir hier jemand die Hausaufgaben machen soll. Ich habe es versucht und komme einfach nicht weiter und nach deiner Aussage sind wohl beide Anteile nicht plausibel, wobei mir nicht geheuer ist, warum zumindest die Durchlassverluste nicht plausibel sind. Die Berechnung erfolgt ja einfach nach Schema F: P= I^2 * R, Man hat einen Strom der im On-Zustand durch die DS-Strecke fliesst und den RDSon, sprich 10A^2 x 10mOhm. Was soll denn da nicht plausibel sein? Die Formel habe ja nicht ich erfunden, die ist einfach so definiert.
Georg schrieb: > Die Berechnung erfolgt ja einfach nach Schema F: P= I^2 * R, > Man hat einen Strom der im On-Zustand durch die DS-Strecke fliesst und > den RDSon, sprich 10A^2 x 10mOhm. Was soll denn da nicht plausibel sein? > Die Formel habe ja nicht ich erfunden, die ist einfach so definiert. Naja, die 10A sind der Motorstrom, wenn ich dich richtig verstanden habe. Der Strom durch den FET is geringer und folgt dem Tastgrad. Steuerst du deinen Motor mit einem Tastgrad unter 100%, hast du keine 10A mehr als Grundlage für deine Durchlassverluste. Entsprechend sind 10A 10A 10mOhm nicht einfach Schema F, sondern nur für den Fall Tastgrad=100% wahr. Aber dann hast du keine PWM mehr, und verlierst entsprechend Kontrolle über deinen Motor. Aber hey, dann sind deine Schaltverluste auch 0, und du brauchst dir über Schaltgeschwindigkeiten keine Gedanken mehr machen ;) Gruß,
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Alex -. schrieb: > Georg schrieb: >> Die Berechnung erfolgt ja einfach nach Schema F: P= I^2 * R, >> Man hat einen Strom der im On-Zustand durch die DS-Strecke fliesst und >> den RDSon, sprich 10A^2 x 10mOhm. Was soll denn da nicht plausibel sein? >> Die Formel habe ja nicht ich erfunden, die ist einfach so definiert. > > Naja, die 10A sind der Motorstrom, wenn ich dich richtig verstanden > habe. Der Strom durch den FET is geringer und folgt dem Tastgrad. > Steuerst du deinen Motor mit einem Tastgrad unter 100%, hast du keine > 10A mehr als Grundlage für deine Durchlassverluste. > > Entsprechend sind 10A 10A 10mOhm nicht einfach Schema F, sondern nur > für den Fall Tastgrad=100% wahr. Aber dann hast du keine PWM mehr, und > verlierst entsprechend Kontrolle über deinen Motor. Aber hey, dann sind > deine Schaltverluste auch 0, und du brauchst dir über > Schaltgeschwindigkeiten keine Gedanken mehr machen ;) > > Gruß, Hi Alex Ja ich verstehe was du meinst. Da war ich mit meinen Gedanken auch schon. Klar, wenn der Motor 100% PWM hat, entstehen nur die Durchlassverluste. Aber ich kann ja auch nur 98% PWM einstellen. Da läuft der Motor fast mit 10A zwar und ist nahe den 100%, aber die Schaltverluste gibt es ja trotzdem noch. Also entstehen dann fast 100% Durchlassverluste + Schaltverluste. Das wäre so der Extremfall, wenn man sich den 100% annähert. Aber ja ok, dann sieht die Formel folgendermassen aus. Durchlassverluste Pd = ID^2 RDSon ton/T mit ton/T = D (Tastgrad) Wie sieht es nun mit den Schaltverlusten aus? Warum sind die jetzt nicht plausibel?
Georg schrieb: > Die Berechnung erfolgt ja einfach nach Schema F: P= I^2 * R, > Man hat einen Strom der im On-Zustand durch die DS-Strecke fliesst und > den RDSon, sprich 10A^2 x 10mOhm. Das ist erstmal richtig, solange Strom fließt. Bei der Leistung ist aber auch die Zeit zu berücksichtigen, wenn Du nur 50% einschaltest, halbiert sich über die Zeit die Leistung, relevant für die Berechnug des Kühlkörpers. Und nun kommt aaaaaaaaber: Die Gate-Source-Strecke eines FETs ist wie ein Kondensator zu betrachten. Man legt Spannung ans Gate, GS lädt sich auf, und während dieser Zeit hat der FET DS deutlich mehr als 10mOhm, ich nenne es 'analogen Bereich'. Wenn ich meinen Elektrokocher nur alle 10s ein / aus schalte und länger an lasse, kann ich das vernachlässigen. Wenn ich das Ding aber einige hundert / tausend mal pro Sekunde schalte, schnelle PWM, wird dieser analoge Durchgang den FET umbringen. Da muß man gucken, mit einer niederohmigen Quelle den FET mit möglichst viel Strom schnell zu schalten, und zwar sowohl ein als auch aus. Dafür gibt es keine allgemeingültige Formel, das muß man individuell nach Anforderung festlegen.
Manfred schrieb: > Georg schrieb: >> Die Berechnung erfolgt ja einfach nach Schema F: P= I^2 * R, >> Man hat einen Strom der im On-Zustand durch die DS-Strecke fliesst und >> den RDSon, sprich 10A^2 x 10mOhm. > > Das ist erstmal richtig, solange Strom fließt. > > Bei der Leistung ist aber auch die Zeit zu berücksichtigen, wenn Du nur > 50% einschaltest, halbiert sich über die Zeit die Leistung, relevant für > die Berechnug des Kühlkörpers. Ja klar, aber wie ich oben schon schrieb. Was ist bei 98% PWM? Da gibt es annähern maximalen Durchlassverlust und Schaltverluste dazu. > > Und nun kommt aaaaaaaaber: > Die Gate-Source-Strecke eines FETs ist wie ein Kondensator zu > betrachten. Man legt Spannung ans Gate, GS lädt sich auf, und während > dieser Zeit hat der FET DS deutlich mehr als 10mOhm, ich nenne es > 'analogen Bereich'. Wenn ich meinen Elektrokocher nur alle 10s ein / aus > schalte und länger an lasse, kann ich das vernachlässigen. Wenn ich das > Ding aber einige hundert / tausend mal pro Sekunde schalte, schnelle > PWM, wird dieser analoge Durchgang den FET umbringen. > > Da muß man gucken, mit einer niederohmigen Quelle den FET mit möglichst > viel Strom schnell zu schalten, und zwar sowohl ein als auch aus. Dafür > gibt es keine allgemeingültige Formel, das muß man individuell nach > Anforderung festlegen. Ja das stimmt, aber für meinen fiktiven Anwendungsfall sind gerade diese Verluste vernachlässigbar. Mich interessieren nur die Schaltverluste, die durch das Schalten aufgrund von Flankensteilheiten entstehen. Kann man diese Frage nicht einfach direkt beantworten?
Georg schrieb: > Demnach ergibt sich dann für Ps: > Ps= 24V10A1.5us*20000Hz/2 = ca. 3.5W Da du in deiner Gleichung durch 2 geteilt hast, bezieht sich das nur auf die Verluste, die beim Abschalten auftreten. Beim Einschalten treten auch noch mal Schaltverluste auf. Einschalt- und Ausschaltverluste unterscheiden sich sehr. Bei meinen Anwendungen mit FETs waren es meist die Einschaltverluste, die bei den Schaltverlusten dominiert haben, nicht die Ausschaltverluste. Warum Wikipedia lediglich die Ausschaltverluste herleitet, erschließt sich mir nicht. Ich habe deine obige Formel nicht nachgeprüft bzw selbst hergeleitet. Ich würde sie aber erstmal mit Vorsicht genießen. PS: MOSFETs in der 10A und 24V Klasse haben mit einem Gate Treiber Schaltzeiten von ns. Ich würde an deiner Stelle mit ca 100ns rechnen. Wenn ich morgen Zeit habe, kann ich die Formel für Schaltverluste mal selbst herleiten. So schwer ist es nicht, sind ja nur "Dreiecke", die sind leicht zu integrieren. Gruß,
Im wesentlichen: deine Annahme für die Schaltzeiten ist ca. Faktor 100 zu lang. Wenn du wirklich so langsam schaltest hast auch entsprechende hohe Verluste. Der Wikipedia Artikel ist leider ziehmlich rudimentär und stark vereinfacht. Grundsätzlich ist die Berechnung der Schaltverluste (ähnlich zu den Spulenverlusten im anderen Thread) in den meisten Fällen unmöglich, da sie von einem ganzen Stapel Parameter abhängen die man nicht kennt und die schwer zu bestimmen sind (z.B. parasitäre Induktivitäten und Kapazitäten des PCBs, aber auch MOSFET Parameter). Viele der Grössen sind zudem temperaturabhängig (z.B. die Reverse Recovery Ladung der verwendeten (Body)diode (die Reverse Recovery Ladung kann einen ganz erheblichen Anteil der Schaltverluste ausmachen). Es gibt von Infineon eine App Note zu dem Thema:"MOSFET Power Losses Calculation Using the Datasheet Parameters". Leider ist auch das mit Vorsicht zu geniessen: das darin behandelte Modell ist zwar an sich richtig, die Schwierigkeiten mit den Parametern bleiben aber die selben (die benötigten rise und fall time Parameter hängen z.B. stark von Parasitics ab). Ausserdem fehlt der Einfluss der Drain-Source Kapazität Coss (zeigt sich z.B. daran, dass die berechneten Schaltverluste mit abnehmendem Strom gegen Null gehen, was natürlich nicht stimmt). Die Abweichungen die wir gemessen haben waren oft gross (Faktor 5 und mehr). In der Praxis gibt es verschiedene Abschätzungen die jedoch selten brauchbare Ergebnisse liefern. Wenn man es wirklich wissen will hilft nur nachmessen. Schaltverluste elektrisch zu messen ist jedoch ebenfalls sehr schwierig (im Falle von Soft Switching de facto unmöglich). Man kommt oft nicht um eine kalorimetrische Messung herum. Diese gemessenen Schaltverluste kann man dann für zukünftige Auslegungen verwenden.
Alex -. schrieb: > Beim Einschalten treten auch noch mal Schaltverluste auf. Einschalt- und > Ausschaltverluste unterscheiden sich sehr. Bei MOSFETs sind es eigentlich immer die Einschaltverluste (Hard Switching losses) die dominieren. Die Reverse Recovery Ladung spielt hier (zumindest bei Silizium Dioden, bei SiC und GaN sieht es anders aus) eine entscheidende Rolle. Hat man Soft Switching (ZVS) gibt es kein Hard Switching, dann sieht es anders aus. Bei IGBTs spielen die Ausschaltverluste eine wesentlich grössere Rolle (Stichwort "tail current").
Georg schrieb: > Welche Zeit soll man bei unwesentlichen Schaltungen in etwa einstellen? > 1u, 500ns oder doch 50ns? die kürzestmögliche Umschaltzeit, bei der das Gebilde aus Transistor, Last, Diode, Leiterinduktivitäten und -kapazitäten nicht noch zusätzlich zu schwingen beginnt. Mit mehr Aufwand (Gatetreiber) sinken die Verluste. Kostet halt geld und Aufwand, spart dafür Kühlkörper ein. Also: al gusto.
Georg schrieb: > Ja klar, aber wie ich oben schon schrieb. Was ist > bei 98% PWM? Dann hat man 98% der maximal möglichen Durchlassverluste; diese betragen
Ich verstehe die Diskussion um diesen Punkt nicht. > Da gibt es annähern maximalen Durchlassverlust und > Schaltverluste dazu. Richtig. > [...] > Mich interessieren nur die Schaltverluste, die durch > das Schalten aufgrund von Flankensteilheiten entstehen. > > Kann man diese Frage nicht einfach direkt beantworten? Ja nu... selbst Raketentechnik ist keine Raketentechnik... Je Zyklus wird einmal eingeschaltet und einmal ausgeschaltet. Die Zahl der Schaltvorgänge je Sekunde ist also das Doppelte der Schaltfrequenz. Bei 20'000 Hz Schaltfrequenz gibt es 40'000 Schaltvorgänge je Sekunde. Am Anfang des Einschaltvorganges ist zwar die Spannung über dem FET maximal, der Strom aber gleich Null -- also ist die momentane Verlustleistung auch gleich Null. Am Ende des Einschaltvorganges ist der Strom zwar maximal, die Spannung aber (fast) gleich Null -- also ist auch hier die Leistung gleich null. Nur in der Mitte fließt bei halber Spannung ungefähr halber Strom; genau in der Mitte sind somit die Verluste maximal. Bedeutet: Während des Schaltvorganges verläuft die Verlusteistung ungefähr parabolisch; sie kann nie höher als U/2 * I/2 werden. Man kann diese Parabel daher durch ein Rechteck der Größe U/2 *I/2 nach oben abschätzen. (Für den Ausschaltvorgang gilt eine entsprechende Argumentation.) Daher gilt insgesamt:
Unrealistisch ist daran nur die angenommene Schaltzeit von 1.5µs; das ist ungefähr um Faktor 10 zu lang.
Egon D. schrieb: > Am Anfang des Einschaltvorganges ist zwar die Spannung über > dem FET maximal, der Strom aber gleich Null -- also ist die > momentane Verlustleistung auch gleich Null. Am Ende des > Einschaltvorganges ist der Strom zwar maximal, die Spannung > aber (fast) gleich Null -- also ist auch hier die Leistung > gleich null. Nur in der Mitte fließt bei halber Spannung > ungefähr halber Strom; genau in der Mitte sind somit die > Verluste maximal. Ach so... Nachtrag: Die Argumentation gilt streng nur für rein reelle Lasten; dort sind die Einschalt- und Ausschaltverluste (bei gleicher Schaltzeit) identisch. Weist die Last Blindkomponenten auf, dann ändert sich das; die dargestellte Abschätzung liefert aber m.W. immer noch einen brauchbaren Anhaltspunkt. Bei einem (belasteten) Motor sollte der Wirkwiderstand dominieren; schließlich soll er mechanische Arbeit verrichten.
Egon D. schrieb: > > Je Zyklus wird einmal eingeschaltet und einmal ausgeschaltet. > Die Zahl der Schaltvorgänge je Sekunde ist also das Doppelte > der Schaltfrequenz. Bei 20'000 Hz Schaltfrequenz gibt es > 40'000 Schaltvorgänge je Sekunde. > > Am Anfang des Einschaltvorganges ist zwar die Spannung über > dem FET maximal, der Strom aber gleich Null -- also ist die > momentane Verlustleistung auch gleich Null. Am Ende des > Einschaltvorganges ist der Strom zwar maximal, die Spannung > aber (fast) gleich Null -- also ist auch hier die Leistung > gleich null. Nur in der Mitte fließt bei halber Spannung > ungefähr halber Strom; genau in der Mitte sind somit die > Verluste maximal. > Bedeutet: Während des Schaltvorganges verläuft die Verlusteistung > ungefähr parabolisch; sie kann nie höher als U/2 * I/2 werden. > Man kann diese Parabel daher durch ein Rechteck der Größe U/2 *I/2 > nach oben abschätzen. > (Für den Ausschaltvorgang gilt eine entsprechende Argumentation.) > > Daher gilt insgesamt:P=U/2∗I/2∗ts∗2∗f P = U/2 * I/2 t_s 2 * f > =U∗I∗ts∗f/2 = U I t_s * f/2 =24V∗10A∗1.5µs∗20′000Hz/2 = 24V * 10A > * 1.5µs * 20'000Hz/2 =240W∗0.015 = 240W * 0.015 =3.6W = 3.6W > Unrealistisch ist daran nur die angenommene Schaltzeit von > 1.5µs; das ist ungefähr um Faktor 10 zu lang. Hallo Egon Das ist so ziemlich auf den Punkt gebracht, was ich wissen wollte. Sehr gut erklärt. Vielen Dank dafür.
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