Hallo Leute, ich bitte um Erklärung und Dimensionierung einer Schaltung. Ich habe, die im Bild die links gezeigte Schaltung „Old Faithfull“ schon zig mal gebaut um Einschaltströme und Kurzschlüsse in 24V Kreisen zu begrenzen. – Die „unwichtigen“ Teile, wie einen AVR, der die Ausgangsspannung überwacht und nach ca. 10ms abschaltet, wenn die Ausgangsspannung nicht erreicht wird, um den FET zu schützen habe ich der einfachheitshalber erst einmal unterschlagen 😉 Die links gezeigte Schaltung ist recht simpel. Q4 mit R12 und dem Steuersignal bilden eine Konstantstromquelle. Über R9 und dem Konstantstrom fällt die Gate-Spannung ab. Diese Auslegung kommt hier aus dem Forum – finde nur den Beitrag gerade nicht (glaube war von Falk oder MaWin). Q3 zusammen mit R6 begrenzen den Strom. Wenn die Spannung über R6 ungefähr der Vbe von Q3 Strecke entspricht (also irgendwo ganz grob zw. 0,6 und 0,8V) zieht Q3 die Gatespannung vom IRF9640. Dieser geht dann in den linaren Modus und begrenzt den Strom durch Heizen. Wie gesagt, die Schaltung funktioniert wunderbar und wurde von mir so in der Art schon viele Male genutzt. Jetzt habe ich allerdings die rechte Schaltung gefunden. Nur habe ich dazu auch den Link verloren ☹ Grundsätzlich funktioniert diese genauso. Einzig das die Spannung über dem Widerstand R1 mit ~200mV deutlich kleiner ist als die Vbe des Q1. Ich weiß aber leider nicht, wie man diese auslegt, also wie diese ~200mV zustande kommen. Auch weiß ich nicht so recht, was R5 und die beiden Dioden da im Detail machen. Meine Vermutung ist, das R5 einen ganz kleinen Strom (hier grob 1/4mA) erzeugt und das bei diesem kleinen Strom die Flusspannung der Dioden D1 und D2 grob gesteuert werden. Aber diese Spannung über den Dioden ist immer noch größer als als der Spannungsdrop über R1 aber kleiner als Ube von Q1. Und das verstehe ich nicht. Kann mir das jemand vielleicht nachvollziehbar erklären? PS den SOA o.Ä. des FETs habe ich erst einmal nicht betrachtet. Und auch das bei dieser Auslegung der begrenzende Strom beider Schaltungen nicht vergleichbar ist, weiß ich. Es geht mir erst einmal um das Verständnis dahinter 😉
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Aus Sicht von Q1 addiert sich die Flussspannung über D1 und D2 zur Spannung über R1, d.h. über R1 muss an der Stromgrenze weniger Spannung abfallen.
Die Flussspannung der beiden Schottkydioden addiert sich aus Sicht des PNP zum Spannungsabfall am Shunt.
Die rechte Schaltung ist freilich weitaus stärker von Parametern abhängig als die linke. Die Eingangsspannung definiert zusammen mit R5 den Strom durch die Dioden und damit deren Flussspannung. Mit der Eingangsspannung ändert sich also die Stromgrenze und bei den Dioden sollte man schon ins richtige Datasheet schauen.
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(prx) A. K. schrieb: > Mit der Eingangsspannung ändert sich also die Stromgrenze und bei der > Diode sollte man schon ins richtige Datasheet schauen. Um die Stromgrenze nicht eingangsspannungsabhängig zu machen, kann man die beiden Dioden über eine KSQ betreiben. Die Temperaturdrift des Transistors bleibt dabei leider erhalten. Für geringe Ströme ist das aber ok.
JanP schrieb: > Wie gesagt, die Schaltung funktioniert wunderbar und wurde von mir so in > der Art schon viele Male genutzt. > Jetzt habe ich allerdings die rechte Schaltung gefunden. Na ja nun, die funktioniert halt nicht. Idee ist, die 0.7V UBE über die 2 Schottky-Dioden zu reduzieren, dazu wird ein geringer Strom . Dummerweise ist weder UBE konstant, -2mV/K, noch ist die Flussspannung von Schottkys konstant, schwankt bei 230uA über den Zemperaturbereich von 0.17 bis 0.4V pro Diode. Wenn der Transistor heiss ist, die Schottkys kalt, kann die Strombegrenzung schon mal einsetzen bevor überhaupt Strom fliesst. Zudem ist die Schwankungsbreite der Strombegrenzung enorm, noch viel schlechter als bei der ersten Schaltung, weil der Einfluss der Toleranzen verstärkt wird und der Begrenzungsubergang in die Länge gezogen wird. Wie du jedoch in beiden Fällen richtig bemerkst, ist das nur eine Strombegrenzung, die ggf. viel Leistung im MOSFET verheizt, und daher abgeschaltet werden muss bevor der überhitzt. Smart high side switches sind klüger, und es wäre besser die Strombegrenzung über einen OpAmp zu realisieren als über die UBE eines Transistors.
Michael M. schrieb: > Die Temperaturdrift des Transistors bleibt dabei leider erhalten. Die von Schottky-Dioden im betrachteten Strombereich erst recht. Die sollten sich also nicht allzu weit von Raumtemperator entfernen.
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JanP schrieb: > ich bitte um Erklärung und Dimensionierung einer Schaltung. Im Anhang habe ich mal die komplementäre Schaltung gezeichnet, die einfacher zu überblicken ist. Ich setze meistens eine Germaniumdiode ein, die ziemlich genau die Temperaturabhängigkeit der BE-Strecke kompensiert. Im Beispiel fallen an der Diode 0,28V ab. Um diesen Wert ist die Shunt-Spg reduziert. Über den Diodentyp und -strom lässt sich die Spg noch etwas einstellen. Ob 2 Schottkydioden die Temperaturabhängigkeit gut kompensieren, weiß ich gerade nicht.
Ich danke euch allen :) Jetzt hat es bei mir "klick" gemacht! Ja die Streuungen (wie u.A. MaWin anspricht), sind mir bekannt. Das es damit ein sehr grobes Schätzeisen ist gehe ich ein. Aber ich kann somit eine "Worst Case" Berechnung anstellen und ein grobes Fenster errechnen. Es kommt mir auch nicht auf 1-5% Genauigkeit an, sondern nur darum, den Einschaltstrom von großen Kondensatoren zu reduzieren. Ob das jetzt (exemplarisch) 3 oder 5A sind wäre dabei egal - nur die >20A ohne Vorschaltung wären halt doof und werden von der Quelle nicht gemocht. Wenn ich jedoch einen permanenten Konstantstrom bräuchte, wäre meine Wahl der Schaltung eine ganz andere! Ich habe auch schon mit Heißleitern experimentiert, da hatte ich aber das Problem des erneuten Zuschaltens. Ich konnte nicht genau raus bekommen, wann er wieder kalt genug war beim Zuschalten. Und das warten darauf konnte ich leider nicht beliebig oder besser "sicher" verlängern. MaWin schrieb: > Wie du jedoch in beiden Fällen richtig bemerkst, ist das nur eine > Strombegrenzung, die ggf. viel Leistung im MOSFET verheizt, und daher > abgeschaltet werden muss bevor der überhitzt. Ja, das weiß ich. Darum überwacht zum einen ein MCU die Ausgangsspannung und deaktiviert nach Ablauf einer festgelegten Zeit (nehme meist 30-50% des max. erlaubten SOA-Zeit) wenn diese nicht hoch genug angestiegen ist. Zum anderen habe ich in den letzten Versionen noch eine Foldback durch zwei Widerstände eingebaut, welche die Verluste im Linearmodus weiter reduziert, aber den linearen Übergang verlängert. Die Idee habe ich neulich in der Bibliothek aus "The Art of Electronics" angeschaut ;) Wie gesagt, ich danke euch allen :)
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Okay, neuer Versuch. Auch wenn die eigentliche alte Schaltung es für mich auch "tut", will ich mich neuem nicht verschließen! Man lernt ja fürs Leben (und aus Spaß an der Sache)! Ich habe versucht es nun mit einem Opamp zu lösen. Der TL431 erzeugt mir eine Spannung die gut 10V unter Vin liegt. Damit Versorge ich einen Opamp. Über den Spannungsteiler R9/R7 erzeuge ich ~220mV Referenz, die gegen den Messwiderstand mit 47mOhm misst. Somit dürften maximal knapp 4,7A (220mV/47mOhm) fließen. Damit wären die Abweichungen der Bauteile und Temperaturen ausgemergelt. An sich, tut es auch diese Schaltung auch (in der Simulation). Ich habe allerdings zwei kleine Probleme mit der aktuellen Auslegung. Vielleicht fallen euch da ein paar Optimierungen ein. Zum einen ist das aufstarten so, das die 10V sich recht langsam aufbauen. Ist ja auch klar, das mit einem relativ kleinen Strom C2 erst einmal geladen werden will. C2 kann man allerdings nicht beliebig klein machen da sonst der TL431 instabil wird, was ich leider schon einmal hatte). Und wein bisschen Puffer für den Treiber sollte man ja auch vorhalten können. Besser wäre es, wenn ich da irgendwie noch ein zusätzliches "Aktiv" Signal einschleusen könnte, welches Unabhängig von der Versorgung wäre, mit dem ich den FET oder den Opamp zu oder abschalten kann, wenn dieser schon versorgt wird (voll im Saft steht). Zweites Problem ist, das wenn die aktuelle Auslegung abgeschaltet wird, wider C2 eine gewisse Zeit puffert und das Ausschalten damit verzögert. Ich denke, wenn das erste Problem behoben wäre, ist das zweite auch passe ;) Die Deluxe Variante wäre, wenn man es irgendwie bewerkstelligt bekommen könnte, den Spannungsverlust über den FET zu ermitteln und Zeitverzögert mit in das noch nicht vorhandene Aktiv-Signal einspeisen könnte. Dann hätte man auch gleich einen SOA-Schutz mit implantiert.
JanP schrieb: > Zweites Problem ist, das wenn die aktuelle Auslegung abgeschaltet wird, > wider C2 eine gewisse Zeit puffert und das Ausschalten damit verzögert. ich muss mich selber korrigieren! Das geht natürlich nur schnell, wenn die Last-Kapazität entladen wird und hat nicht mit C2 zu tun. Damit wäre der Punkt hinfällig. Es sei denn, nach dem Abschalten schalte ich den Ausgang kurz (was ich aktuell nicht möchte).
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