EZR32 L-Match über VNA

[Daniel (dustbox84)]

Hallo zusammen,

ich habe aktuell beruflich ein Projekt wo ich mich in HF einarbeiten 
muss.
Es geht um einen Transmitter-Chip von Silicon Labs (EZR32HG220) welcher 
in Version1 bei 430MHz und in einer zweiten Version bei 860MHz ein CW 
Signal ausgeben soll (kein RX). Silicon Labs stellt eine ApplicationNote 
(AN648) zur verfügung, wo ein Class-E PA Empfohlen wird. Habe mich jetzt 
soweit in Class-E PA eingelesen, sodass ich denn Sinn dahinter verstehe. 
Da der MOSFET im Transmitter eine Shunt Kapazität hat und auch 
Induktivitäten durch Boundingdrähte entstehen habe ich am Ausgang des 
Chips eine andere Impedanz (Im Beispiel 24,87Ω+j28,66Ω bei 470MHz) als 
ich für die Antenne benötige (50Ω+j0).
Deshalb muss ich durch ein L-Match über das konjungiert komplexe 
(24,87Ω-j28,66Ω) der Ausgangsimpedanz meine Impedanz anpassen.
Ich habe das Netzwerk in RfSIM nachgebaut (siehe Bilder) und sehe, das 
sich im Smith Diagramm bei S11 und 470MHz die Impedanz des Chips 
einstellt. Was für mich auch Logisch erscheint, da Zges die Chip 
Impedanz ergibt.

Jetzt zu meinen eigentlichen Denkproblem. Ich habe nun vor, auf der 
erzeugten Leiterplatte für das System einen Feinabgleich über einen VNA 
zu realisieren. Dazu möchte ich statt dem EZR32 zu bestücken einen 
UFL-Connector am Transmitter Ausgang löten, sodass sich am VNA Port1 der 
Eingang des Netzwerke befindet und am Port2 die UFL für den 
Antennenausgang. Da mir aber die Impedanz vom Transmitter fehlt kann ich 
ja nicht auf 50Ω abgleichen sodass die S-Parameter mir noch nicht 
richtig angezeigt werden. Ist das korrekt? Wie kann ich so einen 
Abgleich jetzt richtig durchführen? Würde es helfen die Transmitter 
Impedanz nachzubauen und an den Eingang zu hängen sodass ich auf 50Ω 
abgleichen kann? Oder justiert man das Netzwerk nicht nach und nutzt nur 
die errechneten Werte und schaut sich das Trägersignal und die 
Hamonischen nur über den Spectrumanalyser an?

Vielen Grüße,
Daniel

[Mario H. (rf-messkopf)]

Daniel schrieb:
> Silicon Labs stellt eine ApplicationNote
> (AN648) zur verfügung, wo ein Class-E PA Empfohlen wird.

Na ja, das ist etwas missverständlich ausgedrückt. Der EZR32 TX-Ausgang 
ist ein Open Drain, der so ausgelegt ist, dass er Klasse-E-Betrieb 
verträgt.

> Da der MOSFET im Transmitter eine Shunt Kapazität hat und auch
> Induktivitäten durch Boundingdrähte entstehen habe ich am Ausgang des
> Chips eine andere Impedanz (Im Beispiel 24,87Ω+j28,66Ω bei 470MHz) als
> ich für die Antenne benötige (50Ω+j0).

Für Klasse-E-Betrieb hat man es ja nicht nur mit dem nackten TX-Ausgang 
zu tun. Dieser braucht eine Drossel in Reihe mit einem Widerstand nach 
VDD, wobei letzterer die gewünschte Trägerleistung einstellt, und ferner 
den für einen Klasse-E-Verstärker zentralen Resonanzkreis. Dieses 
Netzwerk will nun (in dem Beispiel aus der Appnote AN648) eine Impedanz 
von (24,87 + j28,66)Ω bei der Betriebsfrequenz sehen.

> Deshalb muss ich durch ein L-Match über das konjungiert komplexe
> (24,87Ω-j28,66Ω) der Ausgangsimpedanz meine Impedanz anpassen.

Nein. Du musst die Impedanz Deiner Last (50 Ω) auf die Impedanz 
transformieren, die der TX-Ausgang plus Resonanzkreis sehen wollen, also 
die (24,87 + j28,66)Ω in dem Beispiel aus der Appnote. Man beachte das 
Plus -- keine Konjugation.

> Ich habe nun vor, auf der
> erzeugten Leiterplatte für das System einen Feinabgleich über einen VNA
> zu realisieren. Dazu möchte ich statt dem EZR32 zu bestücken einen
> UFL-Connector am Transmitter Ausgang löten, sodass sich am VNA Port1 der
> Eingang des Netzwerke befindet und am Port2 die UFL für den
> Antennenausgang.

Kann man machen, wenn man das Anpassnetzwerk vermessen will. Ich glaube 
aber nicht, dass es nötig ist, hier groß zu optimieren oder gar jedes 
Exemplar einzeln abzugleichen. Außerdem hast Du ja auch noch den 
Resonanzkreis. Hast Du vor, den auch zu vermessen? Da könnte man ja mit 
der Resonanzfrequenz auch daneben liegen.

> Da mir aber die Impedanz vom Transmitter fehlt kann ich
> ja nicht auf 50Ω abgleichen sodass die S-Parameter mir noch nicht
> richtig angezeigt werden. Ist das korrekt?

Verstehe ich nicht. Wenn das Anpassnetzwerk mit seinen zwei Ports an den 
VNA geklemmt ist, kann man doch seine S-Parameter messen? Außerdem: Was 
Du erreichen willst, ist ja, dass der TX-Ausgang plus Resonanzkreis die 
(24,87 + j28,66)Ω sehen. Wenn die S-Parameter auf 50 Ω bezogen sind, und 
das ebenfalls die gewünschte Last- bzw. Antennenimpedanz sind, braucht 
man nur das gemessene S11 auf die komplexe Impedanz umrechnen und kann 
sehen, ob sich bei der Betriebsfrequenz diese Impedanz ergibt. Annahme: 
die Last/Antenne ist der Port 2 des Anpassnetzwerks, und der Eingang 
(Richtung TX-Ausgang plus Resonanzkreis) ist der Port 1.

> Oder justiert man das Netzwerk nicht nach und nutzt nur
> die errechneten Werte und schaut sich das Trägersignal und die
> Hamonischen nur über den Spectrumanalyser an?

Ich würde zuerst letzteres versuchen. À propos Harmonische: Es könnte 
sein, dass Du je nach Anwendung noch einen Tiefpass benötigst. Den 
könnte man auch so gestalten, dass er die Impedanz passend 
transformiert.

[Robert M. (r0bm)]

Daniel schrieb:
> Da der MOSFET im Transmitter eine Shunt Kapazität hat und auch
> Induktivitäten durch Boundingdrähte entstehen habe ich am Ausgang des
> Chips eine andere Impedanz (Im Beispiel 24,87Ω+j28,66Ω bei 470MHz) als
> ich für die Antenne benötige (50Ω+j0).

Das ist nicht die Ausgangsimpedanz des Chips bzw. des Senders sondern 
die Impedanz die am Ausgang des Serienkreises L0/C0 verlangt wird. Die 
L-Anpassschaltung Lm/Cm transformiert von der 50 Ohm Last rückwärts auf 
Z = 24,87Ω+j28,66Ω. Der Serienkreis L0/C0 reicht diese Impedanz 
unverändert an den Ausgang des Senders weiter.


Daniel schrieb:
> Deshalb muss ich durch ein L-Match über das konjungiert komplexe
> (24,87Ω-j28,66Ω) der Ausgangsimpedanz meine Impedanz anpassen.

Ein konjugiert komplexer Wert ist in diesem Fall nicht notwendig.


Daniel schrieb:
> Ich habe das Netzwerk in RfSIM nachgebaut (siehe Bilder) und sehe, das
> sich im Smith Diagramm bei S11 und 470MHz die Impedanz des Chips
> einstellt. Was für mich auch Logisch erscheint, da Zges die Chip
> Impedanz ergibt.

Die Ausgangsimpedanz des Senders ist unbestimmt. Es handelt sich ja, 
idealisiert dargestellt, nur um einen Schalter und eine Kapazität 
parallel dazu. Das Anpassnetzwerk stellt, wie schon gesagt, nur die 
richtige Last (24,87Ω+j28,66Ω @ 470MHz) für den Sender bereit.


Daniel schrieb:
> Dazu möchte ich statt dem EZR32 zu bestücken einen
> UFL-Connector am Transmitter Ausgang löten, sodass sich am VNA Port1 der
> Eingang des Netzwerke befindet und am Port2 die UFL für den
> Antennenausgang.

Kannst du machen wenn du magst, dann gleich inklusive dem zusätzlichen 
Tiefpassfilter. Es reicht schon wenn du den Ausgang (Antenne) mit 50 Ohm 
abschließt und S11 bestimmst, um zu überprüfen ob der Sender die 
geforderte Impedanz sieht.

[Daniel (dustbox84)]

Vielen lieben Dank für eure Antworten.

Mario H. schrieb:
> Für Klasse-E-Betrieb hat man es ja nicht nur mit dem nackten TX-Ausgang
> zu tun. Dieser braucht eine Drossel in Reihe mit einem Widerstand nach
> VDD, wobei letzterer die gewünschte Trägerleistung einstellt, und ferner
> den für einen Klasse-E-Verstärker zentralen Resonanzkreis.

Das ist mir bewusst, ich wollte den Rahmen im Beitrag nicht sprengen da 
es mir hauptsächlich um den Abgleich geht.
Habe aber auch gelesen das man den Choke für höhere Leistung nicht 
ändern soll und lieber die Kapazität (Cshunt) am Transmitter Ausgang 
erhöht.

Robert M. schrieb:
> Ein konjugiert komplexer Wert ist in diesem Fall nicht notwendig.

Das verstehe ich jetzt nicht ganz. In der ApplicationNote AN1275 vom 
Silicon Labs ist im Punkt 2.3 Impedance Matching das so erklärt, dass 
das L-Match das konjugiert komplexe der Source Impedanz sein muss. Was 
verstehe ich falsch?

Robert M. schrieb:
> Der Serienkreis L0/C0 reicht diese Impedanz
> unverändert an den Ausgang des Senders weiter.

Kann ich das dadurch begründen das der Reihenschwingkreis die Impedanz 
nicht beeinflusst da dieser bei meiner Trägerfrequenz in Resonanz ist?

Robert M. schrieb:
> Kannst du machen wenn du magst, dann gleich inklusive dem zusätzlichen
> Tiefpassfilter

Wollte den tschebyscheff tiefpass erstmal noch nicht bestücken, da ich 
das ganze erstmal bis zum L-match richtig verstehen möchte.

Habe heute eine Bestückung für die Frequenz von F0=868MHz nach der 
Schaltung im Anhang (Schaltung.jpg) gemacht.
Anstatt des tschebyscheff habe ich 0Ohm Widerstände bestückt.
Laut Datenblatt benötige ich eine Ausgangsimpedanz bei 868MHz von 
Zsource= 13,53Ohm+j15,59Ohm.
Bestückt habe ich folgende Bauteile:
Lchoke= 220nH
C0= 3,3pF
L0= 10,19nF
LM= 6,932nH
L0+LM= 17,12nH
CM= 6,0pF
Mit RfSIM Simuliert ergab sich bei S11 im Smith Diagramm die Impedanz 
des Netzwerkes (13,53Ohm+j15,59Ohm).
Wie Anfang erwähnt habe ich eine Leiterplatte welche am TX_PIN einen UFL 
Anschluss besitzt (EFR32 nicht bestückt).
Im Anhang findet ihr die S-Parameter Messung. Dort befindet sich die S11 
Messung mit 38,303Ohm+j47,833Ohm aber noch nicht an meiner Zielimpedanz.
Gehe ich jetzt richtig in die Vermutung, das ich jetzt L0 und CM so 
beeinflussen muss, bis ich die Impedanz von 13,53Ohm+j15,59Ohm erreicht 
habe?


Vielen Dank und viele Grüße,
Daniel

[Robert M. (r0bm)]

Daniel schrieb:
> Das verstehe ich jetzt nicht ganz. In der ApplicationNote AN1275 vom
> Silicon Labs ist im Punkt 2.3 Impedance Matching das so erklärt, dass
> das L-Match das konjugiert komplexe der Source Impedanz sein muss.

Das ist richtig, wenn Leistungsanpassung gefordert wird. Siehe dazu S.12 
der AN648.

Daniel schrieb:
> Kann ich das dadurch begründen das der Reihenschwingkreis die Impedanz
> nicht beeinflusst da dieser bei meiner Trägerfrequenz in Resonanz ist?

Ja.

Daniel schrieb:
> Laut Datenblatt benötige ich eine Ausgangsimpedanz bei 868MHz von
> Zsource= 13,53Ohm+j15,59Ohm.

Das wäre die Impedanz am Eingang der Anpassschaltung bzw. die Last die 
die PA sehen möchte.

Daniel schrieb:
> Im Anhang findet ihr die S-Parameter Messung. Dort befindet sich die S11
> Messung mit 38,303Ohm+j47,833Ohm aber noch nicht an meiner Zielimpedanz.

Das ist doch relativ weit weg von der Sollimpedanz. VNA kalibriert? 
Referenzebene befindet sich am Eingang der Anpassschaltung?

Konzentriere dich ausschließlich auf das eigentliche Netzwerk bestehend 
aus C0/L0+Lm/Cm. Das Netzwerk schließt du unmittelbar mit einem 50 Ohm 
Widerstand ab. Die Daten (Güte, Eigenresonanz) der 17nH Induktivität aus 
dem Datenblatt ermitteln und die Auswirkungen auf das Netzwerk und 
dessen Eingangsimpedanz in RFSim untersuchen. Wenn das Datenblatt fehlt, 
lassen sich die S-Parameter der Induktivität messen und als 2-Port in 
RFSim einfügen. Über Änderungen an C0/Cm die Eingangsimpedanz auf den 
korrekten Wert trimmen. Die so ermittelten Werte übernehmen und neu 
messen.
Ein Bsp. dazu, anhand einer drahtgewickelten Induktivität der Größe 1005 
(0402), ist angehängt. Im zweiten Bsp. übernimmt eine gedruckte 120 Ohm 
Leitung die Aufgabe der Induktivität L0+Lm.

[Mario H. (rf-messkopf)]

Daniel schrieb:
> Robert M. schrieb:
>> Der Serienkreis L0/C0 reicht diese Impedanz
>> unverändert an den Ausgang des Senders weiter.
>
> Kann ich das dadurch begründen das der Reihenschwingkreis die Impedanz
> nicht beeinflusst da dieser bei meiner Trägerfrequenz in Resonanz ist?

Na ja, das ist nicht ganz die richtige Sichtweise dieser Schaltung. Der 
Transistor hinter dem TX-Ausgang arbeitet nicht im linearen Bereich, 
sondern lässt sich in erster Näherung als idealer Schalter modellieren. 
Ebenso "nichtlinear" (sprich: nicht-harmonisch) sind daher die 
Spannungen und Ströme im Transistor und in der Parallekapazität. Im 
Frequenzbereich reicht es also nicht, die Schaltung nur bei der 
Trägerfrequenz zu betrachten.

Anschaulich gesprochen  hat der Reihenschwingkreis die Aufgabe, dafür zu 
sorgen, dass Harmonische der Trägerfrequenz keine Leistung in der Last 
umsetzen. Daher kann diese Topologie theoretisch (ideale Bauteile 
vorausgesetzt) einen Wirkungsgrad von 100% erzielen.

Die (etwas verwickelte) Analyse und Dimensionierung eines 
Klasse-E-Verstärkers erfordert es, dass er mit einer bestimmten Impedanz 
belastet wird, um so wie berechnet zu funktionieren. Ziel des 
Anpassnetzwerks ist, diese Verhältnisse herzustellen, trotz der reellen 
50Ω, die die externe Last darstellen.

Robert M. schrieb:
> Daniel schrieb:
>> Im Anhang findet ihr die S-Parameter Messung. Dort befindet sich die S11
>> Messung mit 38,303Ohm+j47,833Ohm aber noch nicht an meiner Zielimpedanz.
>
> Das ist doch relativ weit weg von der Sollimpedanz. VNA kalibriert?
> Referenzebene befindet sich am Eingang der Anpassschaltung?

Wichtig ist, dass die Referenzebene nicht zu weit vom Anpassnetzwerk 
entfernt liegt. Wenn Du das gemacht hast:

Daniel schrieb:
> Anstatt des tschebyscheff habe ich 0Ohm Widerstände bestückt

ist das womöglich nicht der Fall. Wenn die Kalibrierebene in Deinen 
U.FL-Buchsen liegt, solltest Du eine Port Extension (bei R&S im Menü 
Channel -> Offset -> Electrical Length) einstellen. Man kann einfach an 
der Stelle, an der man die Bezugsebene der Messung haben will, einen 
Kurzschluss einlöten, und dann die elektrische Länge so einstellen, bis 
das S11 bzw. S22 einen idealen Kurzschluss anzeigt. Dann den Kurzschluss 
wieder entfernen und messen.

[Daniel (dustbox84)]

Vielen Dank für eure Antworten!

Robert M. schrieb:
> Das ist richtig, wenn Leistungsanpassung gefordert wird. Siehe dazu S.12
> der AN648.

Jetzt habe ich es verstanden, danke!

Robert M. schrieb:
> Das ist doch relativ weit weg von der Sollimpedanz. VNA kalibriert?

Ja am VNA habe ich beide Ports kalibriert.
Am VNA habe ich über Adapter 10cm UF.L-Kabel angebracht und am Endpunkt 
(short, open, load, Thru) kalibriert.

Robert M. schrieb:
> Wenn das Datenblatt fehlt,
> lassen sich die S-Parameter der Induktivität messen und als 2-Port in
> RFSim einfügen.

Bedeutet das, nur die Induktivität bestücken und mit 50Ohm abschließen, 
S11 aufnehmen und im s2p Format in RfSim importieren?

Mario H. schrieb:
> Anschaulich gesprochen  hat der Reihenschwingkreis die Aufgabe, dafür zu
> sorgen, dass Harmonische der Trägerfrequenz keine Leistung in der Last
> umsetzen. Daher kann diese Topologie theoretisch (ideale Bauteile
> vorausgesetzt) einen Wirkungsgrad von 100% erzielen.

Super Erklärung, vielen Dank dafür!

Mario H. schrieb:
> Wenn die Kalibrierebene in Deinen
> U.FL-Buchsen liegt, solltest Du eine Port Extension (bei R&S im Menü
> Channel -> Offset -> Electrical Length) einstellen. Man kann einfach an
> der Stelle, an der man die Bezugsebene der Messung haben will, einen
> Kurzschluss einlöten, und dann die elektrische Länge so einstellen, bis
> das S11 bzw. S22 einen idealen Kurzschluss anzeigt. Dann den Kurzschluss
> wieder entfernen und messen.

Die Methode kenne ich noch nicht, werde ich bei meinen Messungen mit 
beachten.

Werde die Woche nochmal Messen und von meinen Erfolgen berichten!

Viele Grüße,
Daniel

[Daniel (dustbox84)]

So bin jetzt mal wieder zum probieren gekommen.

Habe zuerst die Schaltung direkt mit einen 50Ohm Widerstand 
abgeschlossen und den Eingang (beginnend am Reihenschwingkreis) direkt 
mit einer Kurzschlussbrücke über die Kabellänge auf Kurzschluss 
kalibriert. Jetzt habe ich über die S11 Messung soweit meine Komponenten 
angepasst, bis ich meine Wunschimpedanz von 13,53Ohm+j15,59Ohm bei 
868MHz so nah wie möglich erreicht habe.
Und ich finde das ich da gut hingekommen bin (siehe Grafik 
Match_868MHz.jpg). Im Anhang findet ihr auch ein Bild 
(BeschaltungLP.jpg) welche Werte sich ergeben haben.

Sehr optimistisch habe ich diese Beschaltung auf meiner Leiterplatte mit 
dem Transmitterchip übernommen und das Spectrum angeschaut. Leider 
erreichte ich nur eine Sendeleistung von 16dBm, was mir zu wenig ist.

Aus Verzweiflung habe ich nun die Bestückungsvariante bei 868MHz aus der 
Application Note AN648 probiert (siehe SchaltungBeispiel.jpg). Diese 
Schaltung brachte mir eine Sendeleistung von 18dBm. Wenn ich mir die 
Impedanz am Eingang in der Simulation bei 868MHz mit der 
Beispielbeschaltung anschaue, stellt sich dort eine Impedanz von 
28,73Ohm+j6,27Ohm ein (smithBeispiel.jpg).

Ist nun die Nährungsformel für die Impedanz von SiliconLabs nicht gut 
oder ist die Art wie ich meinen Abgleich realisieren möchte einfach zu 
fehleranfällig?
Klar könnte ich jetzt auch über das Spectrum so lange die Teile tauschen 
bis ich meine Ausgangsleistung von ca. 20dBm bei niedriger Stromaufnahme 
erreicht habe, aber ich finde die Justierung über smith echt angenehmer 
da man dort mit ein wenig Übung genau erkennen kann was man zu ändern 
hat.

Hoffe ihr habt noch einen Rat für mich!

Viele Grüße,
Daniel

[Robert M. (r0bm)]

Daniel schrieb:
> Jetzt habe ich über die S11 Messung soweit meine Komponenten
> angepasst, bis ich meine Wunschimpedanz von 13,53Ohm+j15,59Ohm bei
> 868MHz so nah wie möglich erreicht habe.
> Und ich finde das ich da gut hingekommen bin (siehe Grafik
> Match_868MHz.jpg). Im Anhang findet ihr auch ein Bild
> (BeschaltungLP.jpg) welche Werte sich ergeben haben.

Wenn für die Induktivität eine Güte Q=33@250MHz (Q-Mode 2) und eine 
Eigenresonanz SRF=2GHz angenommen wird, liegt man auch in der Simulation 
mit der Eingangsimpedanz (Ze=13,8+j15,2) in der Nähe des theoretischen 
Wertes.

Daniel schrieb:
> Leider
> erreichte ich nur eine Sendeleistung von 16dBm, was mir zu wenig ist.

Wie hoch ist dabei der Wirkungsgrad der Endstufe? Mit 22 Ohm in Reihe 
zur Drosssel geht ein ziemlicher Batzen von der Betriebsspannung (3,3V) 
verloren, was sich in der erzielbaren Ausgangsleistung wiederspiegelt.

Daniel schrieb:
> Aus Verzweiflung habe ich nun die Bestückungsvariante bei 868MHz aus der
> Application Note AN648 probiert (siehe SchaltungBeispiel.jpg). Diese
> Schaltung brachte mir eine Sendeleistung von 18dBm. Wenn ich mir die
> Impedanz am Eingang in der Simulation bei 868MHz mit der
> Beispielbeschaltung anschaue, stellt sich dort eine Impedanz von
> 28,73Ohm+j6,27Ohm ein (smithBeispiel.jpg).

In der App-Note werden nur die Werte der einzelnen Bauteile angegeben, 
auf den realen Eigenschaften der Bauteile wird nicht näher eingegangen. 
Welche Eingangimpedanz sich wirklich einstellt lässt sich daher schwer 
sagen.
Die 18dBm sind schon mal eine Verbesserung. Wurde dieser Wert am Ausgang 
des Anpassnetzwerkes oder des TP-Filters gemessen? Alleine schon der 
Widerstand in Reihe mit der Drossel ist mit nun 12 Ohm deutlich kleiner 
als zuvor, wodurch für die Endstufe eine höhere Betriebsspannung zur 
Verfügung steht.

[Daniel (dustbox84)]

Robert M. schrieb:
> Wie hoch ist dabei der Wirkungsgrad der Endstufe? Mit 22 Ohm in Reihe
> zur Drosssel geht ein ziemlicher Batzen von der Betriebsspannung (3,3V)
> verloren, was sich in der erzielbaren Ausgangsleistung wiederspiegelt.

Sorry das war mein Fehler. Ich habe in der Simulation ein wenig mit den 
Werten rumgespielt und dabei vergessen den Reihenwiderstand zu 
entfernen. In der echten Schaltung ist dort kein Reihenwiderstand, nur 
ein 100n Blockkondensator.

[Mario H. (rf-messkopf)]

Daniel schrieb:
> Ist nun die Nährungsformel für die Impedanz von SiliconLabs nicht gut

Soweit ich das sehe, ist das die bekannte Lehrbuchtheorie, die den 
Transistor als idealen Schalter modelliert, die Drain-Source-Kapazität 
als spannungsunabhängig annimmt, und die Drossel (lässt nur DC durch) 
und den Schwingkreis als ideal annimmt. Die Optimalitätbedingung, die 
man dabei für die Auslegung investiert, ist, dass die Drainspannung und 
ihre erste Zeitableitung im Schaltzeitpunkt Null sind.

Daniel schrieb:
> Leider
> erreichte ich nur eine Sendeleistung von 16dBm, was mir zu wenig ist.

Wie schon angemerkt wurde, haben die realen Bauteile Verluste, die sich 
hier niederschlagen könnten. Wie realistisch oder einfach erreichbar die 
20 dBm sind, weiß ich leider nicht, da ich den Chip bisher nicht in den 
Fingern hatte.

Außerdem: Wenn ich das Datenblatt richtig interpretiere, gibt es vom 
EZR32HG220 mehrere Varianten, die sich in der erreichbaren Sendeleistung 
unterscheiden. Aus dem Datenblatt:

"+13 dBm for EZR32HG220FXXR55, R60, R67 and R69, +16 dBm for 
EZR32HG220FXXR61, and +20 dBm for EZR32HG220FXXR63 and R68 variants"

Wahrscheinlich ist die MOSFET-Kaskode am Ausgang bei den Varianten mit 
kleinerer Sendeleistung einfacher und damit nicht-idealer aufgebaut.

Hast Du vielleicht die falsche Version erwischt?

[Daniel (dustbox84)]

Mario H. schrieb:
> "+13 dBm for EZR32HG220FXXR55, R60, R67 and R69, +16 dBm for
> EZR32HG220FXXR61, and +20 dBm for EZR32HG220FXXR63 and R68 variants"

Ich habe den EZR32HG220F64R63G im Einsatz, der sollte die +20dBm 
schaffen.

Vielleicht probiere ich erstmal eine andere Frequenz (434MHz brauche ich 
noch) um zu schauen ob es sich dort gleich verhält.

Viele Grüße,
Daniel

[Mario H. (rf-messkopf)]

Daniel schrieb:
> Vielleicht probiere ich erstmal eine andere Frequenz (434MHz brauche ich
> noch) um zu schauen ob es sich dort gleich verhält.

Die Frage ist, inwieweit die Datenblattangabe von 20 dBm auf Kante 
genäht ist.

Du kannst auch versuchen, ob es was bringt, die errechnete Lastimpedanz 
am realen Objekt zu variieren. Wenn Du einen Stub- oder Screw-Tuner für 
den Frequenzbereich griffbereit hast (so etwas wie Maury Microwave 
MST981BN), kannst Du damit eine Art Load-Pull-Messung versuchen: Einen 
Leistungsmesskopf an das eine Ende vom Tuner, und das andere Ende mit 
einem Stück Koax-Kabel an der Stelle anschließen, wo jetzt das 
Anpassnetzwerk sitzt. Dann den Tuner auf maximale Leistungsabgabe 
einstellen, und anschließend mit dem VNA die Impedanz von Kabel, Tuner 
und Leistungsmesskopf ausmessen (wichtig ist dann natürlich, dass die 
Bezugsebene der VNA-Messung auch wirklich am Kabelende liegt, also das 
Kabelende z.B. per Port Extension oder De-Embedding eliminieren). Dann 
ein Anpassnetzwerk auf die gemessene Impedanz berechnen.

[Daniel (dustbox84)]

Mario H. schrieb:
> Du kannst auch versuchen, ob es was bringt, die errechnete Lastimpedanz
> am realen Objekt zu variieren. Wenn Du einen Stub- oder Screw-Tuner für
> den Frequenzbereich griffbereit hast (so etwas wie Maury Microwave
> MST981BN), kannst Du damit eine Art Load-Pull-Messung versuchen: Einen
> Leistungsmesskopf an das eine Ende vom Tuner, und das andere Ende mit
> einem Stück Koax-Kabel an der Stelle anschließen, wo jetzt das
> Anpassnetzwerk sitzt. Dann den Tuner auf maximale Leistungsabgabe
> einstellen, und anschließend mit dem VNA die Impedanz von Kabel, Tuner
> und Leistungsmesskopf ausmessen (wichtig ist dann natürlich, dass die
> Bezugsebene der VNA-Messung auch wirklich am Kabelende liegt, also das
> Kabelende z.B. per Port Extension oder De-Embedding eliminieren). Dann
> ein Anpassnetzwerk auf die gemessene Impedanz berechnen.

Genau die gleiche Idee hatte ich auch schon nur ist der Slide Screw 
Tuner mit 7000Euro nicht gerade ein Schnäppchen und zur Zeit auch nicht 
lieferbar! Der gute Herr von Microwave wollte mir dann die digitale 
Variante für 45.000Euro schmackhaft machen ;) Weiss jemand ob man ein 
Slide Screw tuner irgendwo online zum ausleihen bzw. günstiger bekommt?

[Mario H. (rf-messkopf)]

Daniel schrieb:
> Weiss jemand ob man ein
> Slide Screw tuner irgendwo online zum ausleihen bzw. günstiger bekommt?

Ich versuche schon seit längerem immer mal wieder, für die 
Bastelwerkstatt irgendwo einen billig abzugreifen. Bisher ohne Erfolg. 
Für diesen Frequenzbereich tauchen die selten auf dem Gebrauchtmarkt 
auf. Da sind die Motortuner fast häufiger anzutreffen. Die sind mir aber 
zu teuer und zu groß, und sie brauchen ein ebenso großes Steuergerät.

Der hier ist mir vor nicht allzu langer Zeit mal untergekommen: 
https://www.aef.se/Matteknik/Matteknikportal/Bildportaler/Bildportal_General_Radio/Bilder_GR-900-TUB/GR-900TUB-vy-1000.jpg. 
Wegen der völlig obsoleten MPC14/GR900-Stecker habe ich aber von einem 
Kauf Abstand genommen.