Welche Bootstrap Diode für 50V Halb-Brückentreiber?

[Bernd K. (bkohl)]

Hallo Leute,
mir ist jetzt schon die zweite Bootstrap-Diode 1N4148 ausgefallen 
(50kOhm Sperrwiderstand). Laut Datenblatt habe ich sie aber nicht 
überlastet:
- Brückenspannung 50V
- Vorwiderstand 243Ohm
- Schaltfrequenz 62kHz
- 15V Gatetreiber TLP5774 Isupp=3mA
- 6nF Gatekapazität mit 10Ohm Rg
- Highside Speicher-C 10µF
Hatte allerdings einen 75V-Typ im G0805-Gehäuse 
(https://www.reichelt.de/schalt-diode-75-v-150-ma-g0805-ts-4148-0805-p95428.html) 
genommen, der aber ausreichen sollte.
Habe ich die Sperrerholungsladung unterschätzt?
Sollte ich lieber eine Schottkydiode z.B. BAT41 nehmen?

Vielen Dank für die Mitteilung eurer Erfahrungen,
Bernd

[Michael B. (laberkopp)]

Ich find die 10uF etwas heftig.

[Jens G. (jensig)]

Michael B. schrieb:
> Ich find die 10uF etwas heftig.

Sollte die Diode aber nicht killen - der R begrenzt den Strom ja auf 
reichlich 50mA im worst case.

[Falk B. (falk)]

Jens G. schrieb:
>> Ich find die 10uF etwas heftig.
>
> Sollte die Diode aber nicht killen - der R begrenzt den Strom ja auf
> reichlich 50mA im worst case.

Der hat dort aber nix zu suchen. Kann funktionieren, muss nicht.
Genausowenig wie C2 dort was zu suchen hat. Ein Angstkondensator, der 
viel Schaden anrichten kann.
Man schaltet keine Halbbrücke mit so einem diletantischem Ansatz. Man 
nimmt einen gescheiten Halbbrückentreiber mit interner Totzeit und 
fertig.

[Tilo R. (joey5337)]

Dennoch: dass die Diode kaputt geht ist seltsam.
Bist du dir sicher, dass dein Ausgang nicht über die Brückenspannung 
(und Sperrspannung der Diode) hüpft?
Ungeschickte Leitungsführung mit Induktivität, Bootstrap-Abgriff an 
ungeschickter Stelle...
Ich weiß, klingt komisch. Aber was bleibt sonst als Ursache?

[Alfred B. (alfred_b979)]

Tilo R. schrieb:
> Bist du dir sicher, dass dein Ausgang nicht über die Brückenspannung
> (und Sperrspannung der Diode) hüpft?
> (Durch... etc.)

@Bernd:
Könntest Du probeweise mal zwei davon in Reihe schalten?
(Hilft das was, könnte man's notfalls sogar so lassen...)


10µF wären allerdings nicht nötig, viel weniger reichte.

(Wie wenig genau, dazu müßte mehr als "C_Gate = 6nF" von
den FETs bekannt sein. Und genaugenommen wäre sogar der
minimale Tastgrad Lowside / maximale Tastgrad Highside
von Interesse, bzw. die Anwendung des Ganzen.)

Zwar kann die Diode wg. des R kaum strommäßig überlastet
werden, aber die Ansteuerspannung steigt so halt relativ
langsam an.

Je nach Belastung im Leistungszweig (falls gerade anfangs,
wenn die Highside-Schalter ebendeswegen noch nicht voll
durchgeschaltet, einigermaßen oder gar richtig viel Strom
durch sie soll) könnte Dir all das auch noch dicke/teurere
Halbleiter killen.

Welche genauen FETs werden nun wie davon angesteuert?

[Mark S. (voltwide)]

versuchs mal mit der gängigen ES1D. Die ist auch sehr schnell, kann aber 
deutlich stärkere Strompulse ab. zusätzliche Serienwiderstände an dieser 
Stelle 10Ohm.

[Bernd K. (bkohl)]

Vielen Dank an alle, für eure Gedanken.

Wie Tilo schon vermutet, wird wohl die 75V zu niedrig sein. Der 
60V-Suppressor kann bis auf 80V hochgehen. (-15Vcc -> 65V an Diode). 
Eine normale 4148 oder besser mit 100V sollte dann reichen. Für eine 
ES1D im SMA/DO-214AC Gehäuse reicht mein Platz leider z.Z. nicht aus. 
(Minimelf geht)

bzgl. Fragen zur Schaltung:
- C3 mit 10µ müssen sein wegen 10ms High-Zeit (10kW 
Insel-Wechselrichter)
- Rv mit 243Ohm ergibt sich aus dem Tastverhältnis von 15/16 und dem 
1W-DCDC-Limit
- C2 1nF ergibt 450ns Totzeit ohne Glitches ( Tristate (1-Pin) 
Ansteuerung)
- bisher nehme ich den 80V-IPP024N08NF2S (TO-220), will aber hin zu 60V 
im Avalanche-Betrieb mit dem TPH2R506PL im SOP8

Projekt-Thread: Beitrag "DIY 10kW/20kWh eta=99% Insel ESS Projektvorstellung"

[Matthias S. (Firma: matzetronics) (mschoeldgen)]

Ich habe mir irgendwann mal eine Schütte BA159 zugelegt, die für deine 
Zwecke vermutlich überkandidelt ist. Schaden tuts aber nicht.

[Stephan (stephan_h623)]

Bernd K. schrieb:
> C3 mit 10µ müssen sein wegen 10ms High-Zeit (10kW
> Insel-Wechselrichter)

Könnt hinkommen. Sind dann worst case 11V am Ende der 10ms.
Bei PWM wird hoffentlich schnell genug nachgeladen, denn da ist der 
Strom (deutlich) höher.
10ms sind nur 4 x Tau. Wird bei PWM schon recht eng werden.

Bernd K. schrieb:
> Rv mit 243Ohm ergibt sich aus dem Tastverhältnis von 15/16 und dem
> 1W-DCDC-Limit

Rv (R8) könnte viel kleiner sein.
Was verträgt der DCDC-Wandler an Ausgangskapazität? Dürften 100µF++ 
sein.
Was hat er an Ausgangskapazität schon eingebaut?
Eher dem DCDC am Ausgang noch 47µF spendieren. Und Rv (R8) auf 22..47 
Ohm. Mehr als 3V über Rv können es dann ja weder beim initialen Aufladen 
(Ausgangskapazität dominiert) noch beim Nachladen werden. Zumindest 
solange die Ansteuerung mit 50Hz korrekt läuft.

Bernd K. schrieb:
> bisher nehme ich den 80V-IPP024N08NF2S (TO-220), will aber hin zu 60V
> im Avalanche-Betrieb mit dem TPH2R506PL im SOP8

Naja. 60V-FETs bei 50V Designspannung (eigentlich warens doch 51,2V und 
voll 57,6V) sind schon sehr auf Kante. Da würden sogar die Chinesen 
langsam vorsichtig.
Und sowohl Avalanche-Betrieb als auch TVS-Diode im Dauerbetrieb sind 
auch so ne Sache. Sollte man mindestens 5x prüfen was man da tut.
Im Realbetrieb tauchen dann eh noch genug Fälle auf für die man 
ordentlich Reserve braucht.

Tilo R. schrieb:
> Bist du dir sicher, dass dein Ausgang nicht über die Brückenspannung
> (und Sperrspannung der Diode) hüpft?

Ganz bestimmt.
Ich würde da trotz TVS mal von 120V-Peaks an der Ansteuerung ausgehen.

Falk B. schrieb:
> Man schaltet keine Halbbrücke mit so einem diletantischem Ansatz. Man
> nimmt einen gescheiten Halbbrückentreiber mit interner Totzeit und
> fertig.

Full Ack.


Fast Recovery Diode mit 200V und 200mA+ wäre entspannter. Die 
DCDC-Leistung sollte eigentlich kein Thema sein.

[Bernd K. (bkohl)]

Danke Stephan - Lektion gelernt:
werde mehr Platz für eine DO-214 schaffen. Bis dahin hilft eine SOD323 
mit 200V aus (RF05VYM2SFHTR). Ich sehe ein, dass hier viel Reserve 
geboten ist, weil das induktive Gebrutzel tückisch ist und die 
Zerstörung langsam erfolgt.

[Stephan (stephan_h623)]

Wär sicher kein Fehler im Layout ein paar 50 Ohm Test-Buchsen mit 
100:1-Teiler an den kritischen Signalen vorzusehen. SMA, MCX oder so. 
Irgendwas wofür es geeignete 50Ohm-Kabel auf BNC gibt.
Richtig messen geht nur im korrekt eingebauten Zustand, und da wird man 
kaum noch mit nem HF-Tastkopf rankommen. Und mit der Hand gehalten 
verfälschts die Messungen eh gerne.

[Bernd K. (bkohl)]

@falk und @stephan_h623:
>> Man schaltet keine Halbbrücke mit so einem diletantischem Ansatz. Man
>> nimmt einen gescheiten Halbbrückentreiber mit interner Totzeit und
>> fertig.
>
> Full Ack.

Jungs ihr macht mir Angst. Ihr lagt natürlich genau richtig. Ein 
Anstecken während die PWM anlag, hat gestern den Schwachpunkt entlarvt: 
Glitches -> Shot-Through

Im Normalbetrieb verhindert die Software zwar Glitches, aber verdreckte 
Kontakte, Vibrationen und Korrosion, können zu beliebigen Puls-Stakatos 
führen.
Da werde ich wohl einen Optokoppler mit einem Brückentreiber kombinieren 
müssen. An der Tri-State-Ansteuerung möchte ich aber gerne festhalten.

[Flip B. (frickelfreak)]

während deine Brücke totzeit oder aus macht, hämmern deine Lasten und 
Akkus mit aller kraft auf der TVS diode rum. Da bleibt es nicht bei 80V, 
ich würde mich nicht wundern, wenn da mal 120V über der diode liegen. 
Für die arme 1N4148 ist das kein schönes leben, für die TVS und Mosfets 
ebenso.

Ich bin vom 10kW Inselwechelrichter-Konzept daher wieder einmal noch 
weniger begeistert.

Gute Wechselrichter verhindern überströme und überspannung in Hardware. 
Anders wären die Halbleiter schutzlos dem Netz und Lasten ausgesetzt.

Edit: ich sehe gerade, dein Brückenausgang hat gar keine TVS und keinen 
überspannungsschutz, nur die Bodydioden der Mosfets.

[Bernd K. (bkohl)]

@Flip B:
Danke, dass Du Dir Gedanken dazu gemacht hast.
Die 1N4148 ist klar zu schwach - aber das ist bereits geklärt.
Was Du meinst, ist sicherlich der schlagartige Übergang von 
Sinuserzeugung zu "alle Mosfets gesperrt". Aber übernehmen da nicht die 
Mosfet-Dioden den Strom? (Und zwar in beiden Energieflussrichtungen)
Ich habe 12x 5kW-60V-TVS Dioden verbaut, obwohl die Mosfets innerhalb 
ihrer Avalanche-Energie das auch schaffen könnten. Bei jedem Abschalten 
des Batteriestromes (1x pro 10ms) absorbieren sie den Spike aufgrund der 
2µH der Batterie. Die 2 PWM-Module haben 10mF verbaut, sodass keine 
Überspannungen entstehen. Mittlerweile verträgt sich der WR sogar mit 
dem Allstrommotor der alten Siemens Waschmaschine, was ca 600W 
Blindleistung bedeutet.
Auch in den 350ns Totzeit übernehmen die Freilaufdioden der Mosfets den 
Strom - d.h. auch keine Spannungsextreme.
Der "Angstkondensator" C2 scheint mit 1.5nF (anstatt vorher 1nF) doch 
ausreichend zu sein. Ich konnte damit kein Shoot-Through mehr 
provozieren.
Regulär schaltet der WR durch "Brücken-Kurzschluss" ab. (vorzugsweise im 
Nullpunkt)
Der Übergang zum Isolate-Zustand erfolgt erst später, wenn der Strom auf 
Null gefallen ist.
Bei Überstrom (100A) ist natürlich eine schnelle Abschaltung vorgeshen.
Überspannungen sollten am 1mH-Induktor "hängen bleiben". Der dadurch 
entstehende Stromimpuls wird von den Batterien einfach 
absorbiert.(>100µs)
Ultrakurze Spannungsimpulse, die den Induktor ggf. kapazitiv überwinden, 
sind für die TVS-Dioden wiederum kein Problem.
Kritisch für die TVS-Dioden wird es erst, wenn eine der 50A 
Batterie-Sicherungen bei Überlast auslöst. Dann fliesst der Strom u.U. 
über die TVS-Diode. Deren Spannungsanstieg beobachte ich aber. Dauert er 
länger als z.B. 30µs, schaltet der WR sofort auf Brücken-Kurzschluss und 
schützt somit die TVS-Diode. Die Schaltung dazu ist simple. (Interesse?)