Da endlich wieder Bastelzeit ist, die Leute scheinbar dauernd elektronische Lasten brauchen und hier kaum noch Schaltungstechnik diskutiert wird, will ich mal eine derartige Anwendung für den seinerzeit sehr beliebten und auch heute noch produzierten Spannungsregler-IC 723 vorstellen. Der legendäre "723" wird normalerweise als Spannungsregler benutzt. Bei der Anwendung als Stromregler unter Verwendung des internen Strombegrenzungstransistors bekommt man eine unlineare und thermisch stark driftende Kennlinie mit einem Offset von ~0,65V. Wenn man den internen Differenzverstärker als Stromregler betreiben will, stört die notwendige minimale Eingangsspannung von 2V gegenüber Masse. Man braucht dann normalerweise eine negative Hilfsspannung von mindestens 2V, wodurch die Schaltung, trotz des Vorteils der internen Referenzquelle des 723, gegenüber den üblichen OPV-Regelschaltungen mit Single-Supply-OPV unattraktiv wird. Mit einem einfachen Trick ist es aber möglich, den 723 als normalen linearen Stromregler zu betreiben, ohne eine negative Hilfsspannung zu benötigen. Das wird dadurch erreicht, daß man den beiden Eingangssignalen des Fehlerverstärkers eine passende Offsetspannung überlagert, die aus der internen Referenzspannung gewonnen wird. Man bekommt so eine bei 0V beginnende lineare Steuerungscharakteristik. Die entsprechende Schaltung ist im Bild oben zu sehen, außerdem die Steuerkennlinie und das dynamische Verhalten. Das dynamische Verhalten kann in großem Bereich mit dem Kompensationskondensator (3n3) eingestellt werden. Man kann damit ganz einfach sowohl einen schnellen Regler bei unkritischer Quelle (z.B. Akkus), als auch einen langsamen Regler bei zickigen Quellen (z.B. elektronische Spannungsregler) einstellen. Die Steuerspannung kann aus einer externen Quelle wie z.B dem Analogausgang eines µC oder mit einem Poti aus der internen Referenz des 723 bezogen werden. Es sei noch gesagt, daß man mit der gezeigten Schaltung natürlich nicht die Stabilität eines OPV erreicht. Aber für viele Anwendungen genügt diese sehr einfache Schaltung vollauf. Den LM723 von National/TI sollte man möglichst nicht verwenden, die UT723/IL723 haben nach meinen Messungen sehr viel bessere Eigenschaften.
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Arno R. schrieb: > ... haben nach meinen > Messungen sehr viel bessere Eigenschaften. Bzgl. was? Rauschen? Temperaturdrift? Belastbarkeit von V_ref? Linearität? Ansonsten: Nette Idee :)
Rick schrieb: > Arno R. schrieb: >> ... haben nach meinen >> Messungen sehr viel bessere Eigenschaften. > Bzgl. was? Rauschen? Temperaturdrift? Siehe: Beitrag "Der Spannungsregler 723 als Rauschgenerator" > Belastbarkeit von V_ref? Linearität? Da unterscheiden die sich nicht wesentlich. > Ansonsten: Nette Idee :) Danke!
War das nicht im Applikationsbuch aus den '70ern von NS so drin, allerdings mit einem Darlington-Leistungstransistor?
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H. H. schrieb: > War das nicht im Applikationsbuch aus den '70ern von NS so drin Das weiß ich nicht. Wenn ich es gekannt hätte, dann hätte ich natürlich nichts geschrieben. Zeig doch mal was da veröffentlicht wurde. Jedenfalls wird sogar heute noch der Aufwand mit Hilfsspannung gemacht: https://www.eevblog.com/forum/projects/a-300w-2n3055lm723-based-dc-current-load/msg5420924/#msg5420924
Arno R. schrieb: > Wenn ich es gekannt hätte, dann hätte ich natürlich > nichts geschrieben. Ach wo, das hast du schon richtig gemacht, die Verwendung eines MOSFET ist doch eine prima Idee. > Zeig doch mal was da veröffentlicht wurde. Komme erst morgen wieder an das Buch, aber es müsste auch bei den Bitsavers archiviert sein.
Gerhard O. schrieb: > Gefällt mir auch. Ein besonders nahegehendes Lob, da wir ja in der Vergangenheit schon einige Reibereien hatten :-)
Arno R. schrieb: > Der legendäre "723" wird normalerweise als Spannungsregler benutzt. Bei > der Anwendung als Stromregler unter Verwendung ... Da hätte ich noch einen Vorschlag zur Modifikation: The UA723 As A Switch Mode Regulator https://hackaday.com/2018/02/15/the-micro-a723-as-a-switch-mode-regulator/ D.h. abzuändern, so dass ein Schaltwandler-Stromregler daraus wird.
Dieter D. schrieb: > Da hätte ich noch einen Vorschlag zur Modifikation: Einfach die Finger still halten!
Arno R. schrieb: > Gerhard O. schrieb: >> Gefällt mir auch. > > Ein besonders nahegehendes Lob, da wir ja in der Vergangenheit schon > einige Reibereien hatten :-) Moin, Schwamm darüber! Ich bin nicht wirklich nachtragend. Vor 25 Jahren mitentwickelte ich die Elektronik für ein Open Path Laser Spectrometer. Da war eine genau einzuhaltende Temperaturreglung notwendig. Ich löste das auch mit einem LM723 und PT1000 Temperatursensor. Die war auf unter +/- 0.01 Grad stabil. Ich betrachte den 723 auch heute noch als nützlichen Baustein für Laborzwecke, auch wenn man heute natürlich oft die Probleme mit uC and FL lösen kann und es oft tut. Aber andrerseits haben zweckmäßige HW Lösungen auch ihren Reiz. Gerhard
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H. H. schrieb: > War das nicht im Applikationsbuch aus den '70ern von NS so drin, > allerdings mit einem Darlington-Leistungstransistor? Fast. Fairchild, 1968, und die haben den klassischen Trick gezeigt. Einen Spannungsregler der eine konstante Spannung (in der Schaltung 3V) über einen konstanten Widerstand Rp regelt und damit fließt durch diesen Widerstand Rp ein konstanter Strom. Der Strom durch Rp und der vom Regler selbst benötigte Strom wird dann durch die eigentliche Last RL geleitet. Die erwähnte Formel in Table II ist das Ohmsche Gesetzt Iout = 3V / Rp. Wobei sie mit den Einheiten geschlampt haben und der Strom durch den Regler nicht berücksichtigt ist. Letzteres erwähnen sie aber indirekt, die 10 mA Untergrenze im Text.
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Das hat nichts mit der von mir gezeigten Schaltung gemein, denn der Strom durch RL kann ja nur in eine negative Spannung gegenüber V- fliessen. Genau die soll aber vermieden werden.
Arno R. schrieb: > Das hat nichts mit der von mir gezeigten Schaltung gemein, Hat auch niemand behauptet. Sie ist einfacher. > denn der > Strom durch RL kann ja nur in eine negative Spannung gegenüber V- > fliessen. Genau die soll aber vermieden werden. Diese negative Spannung ist der negative Pol der Vin Spannungsquelle. Das was man als Ground bezeichnen würde. Ground hast du in deiner Schaltung auch nicht vermieden. Ground ist in der Schaltung nur nicht eingezeichnet. Stell dir ein ⏚ am freien Ende von RL vor und eine Spannungsquelle deren positiver Pol an Vin liegt und deren negativer Pol an ⏚ Der Regler wird "floating" betrieben und V- stellt sich selber ein. Du brauchst keine separate Versorgungsspannung für V-, nur Vin.
Gerhard O. schrieb: > Ich löste das auch mit einem LM723 und PT1000 > Temperatursensor. Die war auf unter +/- 0.01 Grad stabil. Durchaus möglich, wenn der LM723 die Spannungsquelle für die Heizung wäre, die vom Temperaturregler mit dem PT1000 Temperatursensor gesteuert würde.
Arno R. schrieb: > Genau die soll aber vermieden werden. Bei Deiner Schaltung kömmst Du zwar ohne negative Hilfsspannung aus, erkaufst Dir das aber auf Kosten einer niedrigeren der Gesamtverstärkung der Regelschleife.
Dieter D. schrieb: > Durchaus möglich, wenn der LM723 die Spannungsquelle für die Heizung > wäre, die vom Temperaturregler mit dem PT1000 Temperatursensor gesteuert > würde. Natürlich nicht, ein Pt1000 ändert seinen Widerstand von 1000 auf 1000.039 Ohm, die Spannung über ihm geht von 0.1 auf 0.1000039 V, steigt also um 3.9uV. Das Widerstandsrauschen eines 1k Widerstandes liegt aber schon bei 5.5uV (ok, bandbreitenabhângig), und der Drift des LM723 bei 0.003%/K also auch 3uV/K mindestens.
Hannes J. schrieb: > Ground hast du in deiner Schaltung auch nicht vermieden. Ground ist in > der Schaltung nur nicht eingezeichnet. Ich fürchte du hast die Schaltung einfach nicht verstanden, es sind alle Quellen bzw. Potentiale eingezeichnet. Meine Schaltung braucht nichts weiter. Versorgungsspannung, Steuerspannung und Last sind alle auf die gezeigte Masse (=Ground) bezogen, weiter wird nichts gebraucht, insbesondere keine negative Spannung.
Michael B. schrieb: > Natürlich nicht, ein Pt1000 ändert seinen Widerstand von 1000 auf > 1000.039 Ohm, ... Denke mal, da reden wir aneinander vorbei. Du gehst davon aus, dass der OP im 723 auch der Temperaturregler wäre. Ich gehe davon aus, dass es eine hochgenaue separate Reglerschaltung gäbe und der 723 liefere die Versorgung für die träge Heizung, die über den Reglerausgang nachgesteuert würde.
Gerhard O. schrieb: > Da war eine genau einzuhaltende Temperaturreglung > notwendig. Ich löste das auch mit einem LM723 Der erste 723 den ich verbaut habe, musste einen Motor in einem Kassettenrecorder regeln. Im Grunde auch ein Stromregler, der das Steuersignal aus einem F/U-Wandler bekam. Temperaturregler mit 723 habe ich auch gebaut und auch verschiedene selbstgeheizte Schaltungen, um die interne Referenz der 723 zu untersuchen. Nur ein einziges Mal habe ich einen klassischen Spannungsregler mit dem 723 gebaut, den auch nur im Auftrag. Die Idee zu obiger Schaltung kam mir, als ich den oben verlinkten Beitrag im eevblog gesehen habe. Da wusste ich sofort, daß das auch ohne negative Hilfsspannung geht, etwa so wie hier: Beitrag "Re: LM723 Regelbares Netzteil von 0-30V/0-3A" Eine elektronische Last wollte ich eigentlich schon immer mal haben, um die div. Spannungswandler/LED-Treiber genauer zu vermessen, die ich gelegentlich so baue. Und da ich noch mindestens 50 Stück von den 723 rumliegen habe (leider überwiegend MAA723; die driften so sehr), war das eine gute Gelegenheit den Stapel zu reduzieren. Udo S. schrieb: > Danke Arno für die schöne Schaltung. Danke für die Blumen. Leider gibt es hier ja kaum noch feine echte (diskrete) Schaltungstechnik, dabei habe ich so viel davon...
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Vielleicht gibt es ja doch Interessenten für die ganz oben vorgestellte Schaltung. Für diese zeige ich noch einige Zusätze zur oben gezeigten Prinzipschaltung, die die praktische Anwendung erleichtern sollen. Die einfachste Steuerung des Laststromes macht man mit einem Potentiometer. Außer dem Poti selbst ist hier keinerlei Zusatzaufwand nötig. Im angehängten Bild sieht man wie das Poti anzuschließen ist. Die Widerstandswerte sind so gewählt, daß der aus dem Ref-Pin über die Widerstände am IN+ und das Poti fließende Strom über dem Poti (je nach Einstellung) eine Spannung von 0...500mV erzeugt. Der 723 regelt nun den Ausgangsstrom so ein, daß auch über dem Shuntwiderstand eine Spannung von 0...500mV entsteht. Der max. Ausgangsstrom berechnet sich demnach zu Ia=500mV/RShunt, für z.B. einen max. Strom von 5A ergibt sich also ein Shuntwiderstand von 0,1Ohm. Natürlich sind durch entsprechende Dimensionierung der Teilerwiderstände an Ref/IN+/In- auch andere Potiwerte oder Spannungen am Shunt möglich. Die 9k1- und 4k3-Widerstände sollten jeweils möglichst gleichen Wert haben. Ich habe aus einer Handvoll alter 2%-Widerstände jeweils Paare mit besser als 0,1% ausgemessen. Wenn sich der Ausgangsstrom nicht ganz bis auf 0 einstellen lässt, kann das mit einem der Widerstände korrigiert werden. Mit der angehängten Schaltung (MAA723, BUZ30A) habe ich bei I=1A eine Stromstabilität von <0,05% (368µA Drift) über 2 Stunden nach Kaltstart erreicht. Die Stabilität nach ein paar Minuten Warmlaufen des MAA723 ist noch deutlich besser. Wird fortgesetzt...
Arno R. schrieb: > Vielleicht gibt es ja doch Interessenten für die ganz oben vorgestellte > Schaltung. Für diese zeige ich noch einige Zusätze zur oben gezeigten > Prinzipschaltung, die die praktische Anwendung erleichtern sollen. > > Wird fortgesetzt... Vielen Dank!
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Manchmal möchte man den Strom nicht einfach nur per Hand statisch einstellen, sondern die Quelle auch dynamisch belasten, z.B. indem der Laststrom von 50% auf 100% oder von 10% auf 90% sprunghaft oder gleitend wechselt. Dazu zeigt das angehängte Bild die entsprechende Zusatzbeschaltung der vorhin gezeigten einfachen Potisteuerung. Die Signalquelle links unten ist der Funktionsgenerator, der das gewünschte Steuersignal liefert, der 50Ohm-Widerstand ist der interne Quellwiderstand des Generators. Die Dimensionierung der Widerstände ist so gewählt, daß sich eine Strommodulation von ~100mA je Volt Steuerspannung ergibt. Das Diagrmm zeigt die Modulation des Laststromes bei verschiedenen Potistellungen (10%, 30%, 50%, 70%, 90%) und einer rechteckförmigen Steuerspannung von +-1V. In einem praktischen Aufbau mit MAA723 und BUZ30A habe ich mit einer Kompensationskapazität von 2,35nF (2 x 4n7 in Reihe) Stromanstiegs- und Fallzeiten von ~2µs ohne Überschwingen erreicht. Es geht also noch schneller oder auch beliebig langsam, indem man die Kompensationskapazität entsprechend wählt. Das ist ein großer Vorteil gegenüber den OPV-Schaltungen mit der üblichen Kompensation. Modulation mit steilen Flanken hat allerdings nur Sinn mit sehr kurzen Kabeln zur Quelle. Mit 2 1m langen Leitungen gibt es ein erhebliches Klingeln, da die steilen Flanken den Schwingkreis aus Leitungsinduktivität und parasitären Kapazitäten anregen. Wird fortgesetzt...
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Wenn man größere Leistungen verheizen will, wird man um die Parallelschaltung mehrerer Leistungstransistoren nicht herumkommen. Das ist aber in gewisser Weise sogar ein Vorteil, da bei der Parallelschaltung auch die inneren Wärmewiderstände und die Wärmeübergangswiderstände zwischen Gehäuse und Kühlkörper entsprechend parallelgeschaltet sind. Außerdem wird bei mehreren Transistoren die Wärmeverteilung auf Kühlaggregaten verbessert, womit ein deutlich kleinerer Wärmewiderstand als bei Wärmeeintrag nur an einer Stelle erreicht werden kann. Im angehängten Bild ist die grundsätzliche Ausführung einer Parallelschaltung zu sehen. Die Widerstände, die vom IN- zum Shunt führen sind entsprechend der Anzahl parallelgeschalteter Transistoren zu vergrößern. Bei 2 Transistoren wird der Wert verdoppelt, bei 3 verdreifacht usw.. Die Shuntwiderstände steigen ebenfalls entsprechend der Anzahl der Transistoren. Wenn man auf zusätzliche Stromverteilungswiderstände verzichten will, muss man Transistoren aus einer Charge auf möglichst gleiche Schwellspannungen aussuchen. Falls das nicht möglich ist, kann man zusätzliche Stromverteilungswiderstände einbauen, die in der Schaltung mit 1mOhm gekennzeichnet sind. Je größer die Abweichungen der Transistoren untereinander, desto größer müssen die Stromverteilungswiderstände gewählt werden. An der eingezeichneten Stelle haben die keinen merklichen Einfluß auf die Steuerkennlinie der Schaltung, aber sie vergrößern die minimal mögliche Lastspannung um den Spannungsabfall an ihnen. Als Mosfets für elektronische Lasten eignen sich vor allem ältere Mosfets mit einem nur durch Pmax begrenzten SOA wie z.B. viele BUZ-Typen, RFP22N10, STE150N10, sowie die IXYS-LinearL2-Typen oder auch die Audio-Mosfets. Moderne schnelle Schalt-Mosfets sind idR nicht geeignet.
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Arno R. schrieb: > Als Mosfets für elektronische Lasten eignen sich vor allem ältere > Mosfets mit einem nur durch Pmax begrenzten SOA wie z.B. viele > BUZ-Typen, RFP22N10, STE150N10, sowie die IXYS-LinearL2-Typen oder auch > die Audio-Mosfets. Moderne schnelle Schalt-Mosfets sind idR nicht > geeignet. Ja, die Sache mit der Steilheit "S" im Datenblatt, die bei Schalt-FETs kaum angegeben wird. Wir haben vor ganz vielen Jahren Leistungsverstärker mit IRF540 gefertigt, von denen ich noch ein paar habe. Die lassen sich ziemlich zahm regeln, haben aber eine erhebliche Streuung. Einzeln gzt handhabbar, parallel muß man sie stark gegenkoppeln. Die Chinesen verkaufen Boards "for Arduino" mit dem IRF540, was bei U(GS) 10V natürlich Schwachsinn ist. Sollten die FETs ausnahmsweise mal echt sein, wären die aber als Last brauchbar.
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Die weiter oben besprochenen Schaltungen sind Stromregler zur ausschließlichen Verwendung mit Spannungsquellen wie Akkus, Batterien oder Netzteilen im Spannungsregelmodus als zu testende Quellen. Für den Test von Stromquellen, wie z.B. LED-Konstantstromnetzteilen braucht man einen Spannungsregler als elektronische Last. Solch eine Schaltung mit dem 723 wird in diesem Beitrag gezeigt. Die zu testende Stromquelle (beispielhaft auf 2A eingestellt) ist rechts oben im Bild zu sehen. Der 723 steuert den Mosfet so, daß sich über der Stromquelle eine bestimmte Spannung einstellt, die mit dem Poti vorgegeben wird. Diese Spannung wird von der zu testenden Stromquelle selbst erzeugt, indem sie ihren Strom in den Drain des Mosfet einspeist und der 723 den Drain-Source-Widerstand des Mosfet passend einstellt. Durch Verändern der Spannung mit dem Poti kann man nun die Kennlinie der Stromquelle aufnehmen. Der Sourcewiderstand wird hier zur Strombegrenzung zum Schutz des Mosfet benutzt. Bei mehreren parallelen Transistoren bekommt jeder einen und die wirken dann als Stromverteilungswiderstände. Die Frequenzkompensation wird hier mit dem 330p-Kondensator gemacht und ist abhängig vom eingesetzten Mosfet und den Verhältnissen im Lastkreis (parasitäre Induktivitäten und Kapazitäten). Zum Abgleich speist man einen kleinen 1kHz-Rechteckstrom (also über einen hochohmigen Widerstand von >100k) in den In+ des 723 ein und dimensioniert den Kondensator so, daß kein Überschwingen in der Spannung am Ausgang auftritt. Siehe rechtes Diagramm. Die Schaltung ist beispielhaft für den Spannungsbereich von 0...50V dimensioniert. Andere Spannungsbereiche sind natürlich möglich. Der 98k-Widerstand bestimmt die maximale Spannung und der 1,95k den Nullpunkt. Wobei exakt 0V natürlich nicht erreicht werden kann, da der ON-Widerstand des Mosfet nicht null ist und über dem Sourcewiderstand auch Spannung abfällt.
Kurz gesagt: obige Schaltung ist eine in der Spannung einstellbare Leistungs Z Diode. Auch als Shunts Stabilisierung oder parallel Stabilisierung benannt.
Andrew T. schrieb: > Kurz gesagt: obige Schaltung ist eine in der Spannung einstellbare > Leistungs Z Diode. Ja. > Auch als Shunts Stabilisierung oder parallel Stabilisierung benannt. Bei der Anwendung als elektronische Last eher Spannungs-Modus genannt. Hier noch was zum lesen dazu: Beitrag "Elektronische Last Spannungsmodus in Hardware"
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Moin, Sehr interessanter Thread. Ich habe große Lust, die Konstantstromlast mal aufzubauen und über PWM Schnittstelle anzusteuern. Falls es jemand interessiert, gibt es hier eine Application Note über die einzelnen inneren Funktionen des 723: https://ve6aqo.com/Manuals/uA723_Application_Note.pdf Gruß, Gerhard
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So, nun will ich noch ein Ergebnis nachliefern. Der Prototyp einer elektronischen Last mit MAA723 und BUZ347 hat ein Labornetzteil vom Typ Siglent SPD3303C gequält, dessen Reaktion ist in den Bildern zu sehen. Bild 1: Stromanstieg in ~1µs von 1A auf 2A und zurück Bild 2: Stromanstieg in ~8µs von 1A auf 2A und zurück gelb: Laststrom 1A/Teil, 1A --> 2A --> 1A blau: Ausgangsspannung des SPD3303 direkt an den Ausgangsbuchsen (32V, 3A-Ausgang, 5V eingestellt) gemessen Die Stromanstiegszeit wurde mit dem Kompensationskondensator eingestellt. Minimal möglich ~500ns, maximal praktisch unbegrenzt.
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