Der Netzinverter macht eigentlich einen ganz schönen Sinus, bis auf diese kleinen Spitzen im Maximum der oberen Halbschwingung der Ausgangsspannung (siehe Skizze 1). Hat jemand ein paar Ideen woran es liegen könnte oder was man versuchen könnte um dahinter zu kommen? Weitere Infos zum Inverter und Aufbau: - Nennleistung: 2kW - einphasig - Zwischenkreisspannung bis 400V - Schaltfrequenz: 100kHz - Halbleiter: Superjunction-MOSFETs - Regelfrequenz: 10kHz - LCL Ausgangsfilter (100uH; 6uF; 18uH) (Spulen selbstgewickelt) - Treiberanordnung mit Bootstrap (zur erstmaligen Aufladung 100kOhm Widerstand zwischen Highside-Sourceanschlüssen und Ground) Die Spannungsspitzen treten schon ab etwa 5 Volt Zwischenkreisspannung auf. Minimaler und maximaler Dutycicle pendeln dabei jeweils zwischen 0,05 unds 0,95. Wenn man die Dutycicle-Änderung runterregelt, werden die Spannungsspitzen ebenfalls weniger. Ab einer Zwischenkreisspannung von 80 V tritt eine Abflachung und ein Rauschen in der unteren Halbwelle auf (siehe Skizze 2). Was schon versucht wurde: Trick 17: Elektrolytkondensatoren parallel zur Zwischenkreisspannung schalten. Trick 18: Andere Quelle benutzen.
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Hallo, ein Schaltplan und das PCB-Layout wären für eine Aussage schon hilfreich. Gruss Klaus.
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Habe mir schon die ganze Zeit überlegt, welcher Hinweis wohl zuerst kommt: - Schaltplan und Layout hochladen bitte oder - Kannst du mit deinem Oszilloskop keine Screenshots machen? Die Halbbrücken samt Gatetreibern sind unten abgebildet. Der Rest sind Filter und Messungen. Die PWM kommt von extern.
Fränki H. schrieb: > Habe mir schon die ganze Zeit überlegt, welcher Hinweis wohl zuerst > kommt: > - Schaltplan und Layout hochladen bitte > oder > - Kannst du mit deinem Oszilloskop keine Screenshots machen? In welchem Betriebspunkt hast du denn deine Mesungen gemacht? Also wie groß ist der Laststrom und was war das für eine Last (ohmscher Widerstand, induktive Last, Gleichrichter, ...). Was zeigt deine "Messung" überhaupt an (Spannung oder Strom)? Und wie wird das PWM-Muster erzeugt (Regelung, Erzeugung der Sollwerte)? Ein häufiger Fehler ist ein Überlauf im Zahlenbereich (z.B. PWM-Bit mit 10 Bit Auflösung, Wertebereich -512 .. +511, es werden aber Sollwerte im Bereich Bereich -512.. +512 erzeugt.
Noch ein Kommentar zu deinem Common-Mode Filter: Mit den beiden Y-Kondensatoren CY3 und CY4 koppelst du einen sehr hohen Störstrom in den PE ein, das gibt mit Sicherheit große EMV-Probleme. Üblicherweise werden diese Kondensatren nicht mit PE, sondern mit dem Zwischenkreis (z.B. negativer ZK-Anschluss) verbunden, so dass dieser Störstrom auf direktem Weg zur Quelle zurückfließen kann. Ein weiterer Vorteil ist, dass man dann auch keine teueren Y-Kondensatoren einsetzen muss, es gehen auch "normale" Kondensatoren mit der passenden Spannugnsfestigkeit.
Johannes E. schrieb: > In welchem Betriebspunkt hast du denn deine Mesungen gemacht? Also wie > groß ist der Laststrom und was war das für eine Last (ohmscher > Widerstand, induktive Last, Gleichrichter, ...). Was zeigt deine > "Messung" überhaupt an (Spannung oder Strom)? "Messung" zeigt Ausgangsspannung über der Zeit an meiner ohmschen Last. Kein bestimmter Betriebspunkt; tritt schon ab kleinen Leistungen auf, Tendenz steigend. Habe bis jetzt noch nicht voll aufgedreht. Beispiel Betriebspunkt: Uzwk=75V Iin=1,08A Uout,RMS=45,11V Iout,RMS=1,58A > Und wie wird das PWM-Muster erzeugt (Regelung, Erzeugung der Sollwerte)? Von einem Board mit DSPs und FPGAs. Highs und Lows werden ordnungsgemäß generiert und an den Inverter geschickt. Wie genau das erzeugt wird, weiß ich nicht. Das Board kann über CAN mit LabView angesteuert und "geregelt" werden. > Ein häufiger Fehler ist ein Überlauf im Zahlenbereich (z.B. PWM-Bit mit > 10 Bit Auflösung, Wertebereich -512 .. +511, es werden aber Sollwerte im > Bereich Bereich -512.. +512 erzeugt. ...davon habe ich noch nie was gehört, weiß also nicht was gemeint ist. (Bei mir scheitert's schon an der Theorie dazu) Wie sähe denn dann das Signal aus bei so einem Fehler?
Fränki H. schrieb: >> Ein häufiger Fehler ist ein Überlauf im Zahlenbereich (z.B. PWM-Bit mit >> 10 Bit Auflösung, Wertebereich -512 .. +511, es werden aber Sollwerte im >> Bereich Bereich -512.. +512 erzeugt. > > ...davon habe ich noch nie was gehört, weiß also nicht was gemeint ist. > (Bei mir scheitert's schon an der Theorie dazu) > > Wie sähe denn dann das Signal aus bei so einem Fehler? Bei Festkomma-Zahlen ist der Zahlenbereich immer auf eine bestimmte Bit-Breite begrenzt und diese Grenze ist etwas asymetrisch. Beispiel: 8-Bit Zahl kleinster Wert: -128 größter Wert: +127 Die untere Grenze ist also betragsmäsig größer als die obere Grenze. Wenn man einen Sinus berechnet, der den kompletten Zahlenbereich ausnutzt, und dann das Signal invertiert, dann hätte man theoretisch den Zahlenbereich von -127 bis +128. Da der Zahlenbereich aber begrenz ist, gibt es einen überlauf von +128 auf -128, im oberen Umkehrpunkt bekommt man also kurzzeitig eine Störung. Wie das dann am Oszi genau aussieht, hängt von vielen andern Faktoren ab, aber typisch ist eben dieses asymetrische Verhalten, d.h. die Störung kommt nicht bei beiden Umkehrpunkten, so wie bei dir. Eine andere Ursache könnte aber auch ein Problem mit dem Duty-Cycle sein (Bootstrap-Versorgung). Du schreibst, dass bei geringerer Aussteuerung die Störungen weniger werden. Gehen die Störungen ab einer bestimmten Grenze ganz weg oder werden die nur proportional kleiner? Um das Problem näher einzugrenzen musst du zuerst mal herausfinden, ob die Störungen bei der Sollwert-Berechnung schon drin sind oder ob sie durch die Regelung verursacht werden oder ob es ein Problem in der Leistungsendstufe ist. Dazu würde ich erst mal komplett ohne Regelung eine sinusförmige Spannung ausgeben. Mit einem Tiefpass-Filter kannst du dann an den Gate-Treibern prüfen, ob hier der Verlauf noch sinusförmig ist oder ob da auch schon die Störung vorhanden ist.
Wie läuft deine Stromessung ab?. Bei schmalen Dutycycle kann nicht nur ein Treiber Probleme bekommen sondern auch die Strommessung, wenn diese über einen Stromwandler erfolgt. Ich hatte schon der Fall, dass der DSP dann "daneben" Sampelt wenn die Einschaltzeit sehr kurz ist. Damit kommt der Stromregler natürlich nicht klar und der Strom wird unkontrolliert, bzw er von einem Peak-Komparator (welcher hoffentlich vorhanden ist) begrenzt. Abhilfe war die dedicated ADC Eingänge des DSPs zu nützen, bzw den Abtastzeitpunkt mit dem Dutycycle mitzuschieben. Fange mal an Schritt für Schritt an deine Signalkette zu debugen. Zb kann es helfen alles was eingelesen wird sofort auf einen DAC zu legen um mit dem Scope mitzumessen... MFG Fralla
Eventuell lag es am Gatetreiber der rechten Halbbrücke. Jetzt mit neuem Bauteil sind die Fragmente in der oberen Halbschwingung des Spannungsverlaufes verschwunden. Allerdings tritt noch das zweite Problem auf: > Ab einer Zwischenkreisspannung von 80 V tritt eine Abflachung und ein > Rauschen in der unteren Halbwelle auf (siehe Skizze 2).
Johannes E. schrieb: > Eine andere Ursache könnte aber auch ein Problem mit dem Duty-Cycle sein > (Bootstrap-Versorgung). Du schreibst, dass bei geringerer Aussteuerung > die Störungen weniger werden. Gehen die Störungen ab einer bestimmten > Grenze ganz weg oder werden die nur proportional kleiner? Fralla schrieb: > Bei schmalen Dutycycle kann nicht nur ein Treiber Probleme bekommen Leute ihr habt recht. Es scheint darauf hinzudeuten, dass die rechte Halbbrücke bei zu kleinen Dutyciceln nicht mit dem Nachladen des Bootstrapkondensators hinterherkommt (bei höheren Leistungen). Hat hier jemand Erfahrungen damit und kann was dazu berichten?
Fränki H. schrieb: > Hat hier jemand Erfahrungen damit und kann was dazu berichten? Ist es wirklich notwendig, so einen extremen Duty-Cycle zu fahren? Mach einfach die Zwischenkreis-Spannung 20V größer, dann sollte das kein Problem mehr sein. Ansonsten könntest du versuchen, mit einem kleineren Reihenwiderstand zur Bootstrap-Diode noch etwas herauszuholen; ich bezweifle aber, dass da noch viel geht. Wenn das alles nicht geht, hilft nur noch jeweils eine potentialfreie Versorgung für die High-Side Treiber. Das ist zwar ein gewisser Aufwand, kann sich aber unter Umständen lohnen.
Johannes E. schrieb: > Fränki H. schrieb: >> Hat hier jemand Erfahrungen damit und kann was dazu berichten? > > Ist es wirklich notwendig, so einen extremen Duty-Cycle zu fahren? Mach > einfach die Zwischenkreis-Spannung 20V größer, dann sollte das kein > Problem mehr sein. In der Tat, das habe ich mich derweil auch mal gefragt und bin zum Schluss gekommen: U_RMS der Ausgangsspannung soll 220 V betragen. Daraus folgt ein Û_AC von 311 V. + Toleranzen von +10% macht Û_AC_max = 342 V (Ausgansspannungsscheitelwert) Bei U_ZWK von 400V folgt daraus eine nötige Dutycicleaussteuerung von D = 0.15 ... 0.85 > Ansonsten könntest du versuchen, mit einem kleineren Reihenwiderstand > zur Bootstrap-Diode noch etwas herauszuholen; ich bezweifle aber, dass > da noch viel geht. Habe in einem anderen Thread auf Mikrocontroller folgende Näherungsformel dazu gefunden
mit t = Zeit, die benötigt wird um den Bootstrapcondensator zu laden. Wenn ich wirklich D = 0,05 ... 0,95 fahren wollte, müsste R bei mir auf etwa 0,45 Ohm verkleinert werden. > Wenn das alles nicht geht, hilft nur noch jeweils eine potentialfreie > Versorgung für die High-Side Treiber. Das ist zwar ein gewisser Aufwand, > kann sich aber unter Umständen lohnen. Dankeschön, Fränki
Dutycycle bis d=0,95 zu fahren ist schon ok. Jedoch würde ich dann grundsätzlich von einem Boostrap Treiber Abstand nehmen. Mit einem Übertrager kann man auch so hohe Dutycycle machen (wenn man auf eine hohe Spannung demagnetisiert). Oder eine floatende Versorgung für eine mitfloatende Treiberschaltung. Allerdings ist das nur bei deutlich höheren Leistungen üblich. Stromwandler dürften nicht im spiel sein, oder? Und Beachte, dass die Treiberschaltung die Gates niederohmig niederhalten können muss wenn es hohes dU/dt an DS gibt. Auch wenn du die Drossel, das recovern auf die SiCs lenken sollen... MFG Fralla
eine Anmerkung zur Ausgangsspannungsmessung auch wenn das nicht Dein Problem behebt: Vor dem HCPL gibt es nur eine Diode D13 zur Spannungsbegrenzung. Da müsste doch noch eine antiparalelle Diode dazu? Der Teil ist bestimmt aus der Zwischenkreisspannungsmessung kopiert. Hier gibt es aber AC. Axel PS: Die Schaltung sieht intressant aus, kanst Du mal ein Foto hochladen?
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Fralla schrieb: > Dutycycle bis d=0,95 zu fahren ist schon ok. Jedoch würde ich dann > grundsätzlich von einem Boostrap Treiber Abstand nehmen. Als "Vorversuch" hatte ich extra eine vergleichbare Halbbrücke (Buckconverter) aufgebaut und unter Vollast getestet. Irgendwie war ich zu diesem Zeitpunkt aber nicht im Bilde was für Messungen wichtig sind für den späteren Inverter und habe fast überhaupt nicht mit extremen Dutycyceln getestet. Tja, so kann es gehen. Wiedermal typisch...ich Vom Bootstraptreiber Abstand nehmen sagt sich so leicht, ist aber jetzt erstmal keine Option. Ich habe einen zweiten thread (mit passenderem Titel) erstellt, weil ich weiterhin Probleme mit dem Treiber habe: Beitrag "Netzinverter mit Super-Junction-MOSFETs und Bootstrap (Treiberproblem)" Das einzigste was mich tröstet ist, dass Bootstrap bei der linken Halbbrücke gut zu funktionieren scheint, also habe ich da noch etwas Hoffnung. (Vielleicht hat die linke Halbbrücke die selben Probleme; die treten nur später auf...) Fralla schrieb: > Auch wenn du > die Drossel, das recovern auf die SiCs lenken sollen... Genau. Eine andere Möglichkeit wäre gewesen den extrem hohen Reverse Recovery Strom durch eine Diode entgegen der Stromrichtung des RR-Stromes in Reihe zum CoolMOS zu unterbinden. Die Drosseln bei mir speichern die Reverse Recovery Energy und geben sie über einen längeren Zeitraum mit geringerem Strom in einem Loop über MOSFET und Diode wieder frei. Das ist doch ein interessantes Prinzip, was man mal genauer untersuchen sollte. Axel Düsendieb schrieb: > Vor dem HCPL gibt es nur eine Diode D13 zur Spannungsbegrenzung. Da > müsste doch noch eine antiparalelle Diode dazu? Der Teil ist bestimmt > aus der Zwischenkreisspannungsmessung kopiert. Hier gibt es aber AC. Ja, kann sein. Die Dioden sind nur als Schutz gedacht. Hab sie aber im Moment nicht eingebaut, wie du am Foto sehen kannst... Axel Düsendieb schrieb: > PS: Die Schaltung sieht intressant aus, kanst Du mal ein Foto hochladen? Ach naja... Fralla schrieb: > Stromwandler dürften nicht im spiel sein, oder? Nein, Strommessung erfolgt mit Feld. (Halleffekt)
Fränki H. schrieb: > Die Drosseln bei mir speichern die Reverse Recovery Energy und geben sie > über einen längeren Zeitraum mit geringerem Strom in einem Loop über > MOSFET und Diode wieder frei. Das ist doch ein interessantes Prinzip, > was man mal genauer untersuchen sollte. Ist schon eine interessante Idee; was für Mosfets werden denn eingesetzt? Es gibt ja auch Superjunction-Mopsfets mit relativ schnellen Dioden (z.B. CFD bei Infineon), die harte Schaltvorgänge auch ohne solche Drosseln aushalten. In den Drosseln wird die Energie zwar irgendwie gespeichert, aber letztendlich doch wieder in Wärme umgewandelt. Für den Wirkungsgrad bringt das also eher keinen Gewinn; ich sehe vielmehr das Problem, dass die Verluste in den Drosseln den Gesamt-Wirkungsgrad noch verschlechtern. Deshalb würde ich eher gute Mosfets einsetzen und die SiC-Dioden weglassen. Außerdem wird durch diese Drosseln dein Duty-Cycle zusächlich noch begrenzt: Wenn der Low-Side Mosfet anschaltet, dauert es noch eine gewisse Zeit, bis der High-Side Source-Pin auf Minus-Potential ankommt; erst dann fließt Strom durch die Bootstrap-Diode.
>Die Drosseln bei mir speichern die Reverse Recovery Energy und geben sie >über einen längeren Zeitraum mit geringerem Strom in einem Loop über >MOSFET und Diode wieder frei. Das ist doch ein interessantes Prinzip, >was man mal genauer untersuchen sollte. Das Prinzip bewirkt, dass das Drain (zb des oberen Fets) höher als der Zwischenkreis ist und verhindert so dass die Diode Überhaupt leitend wird, bzw viel weniger Strom abekommt. (Für höhere Effizienz nimmt man dan Topologien, welche auch mit Fets kein Bodydiodenrecovery haben, allerdings auf kosten der komplexität, Bauteilaufwand) Das Prinzip ist bei PFCs und UPS Invertern schon im Einsatz. Wichtig ist das richtig Verhältnis von der Hauptfilterdrossel zu den kleinen Drosseln, -> induktiver Spannunsgteiler. Das ganze ist jedoch üblicherweise nur an einem Brückenzweig notwendig, da schneller getaktet. MFG Fralla
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