Servus zusammen. Ich baue momentan an einem kleinen Einfachsuperhet als Spaßprojekt herum, komme da aber beim Mischer nicht weiter. Als ZF habe ich 455khz gewählt, Versorgungsspannung beträgt 9V. Momentan funktionieren: VFO (2n3819 LC-Oszillator mit Emitterfolger am Ausgang), ZF-Verstärker (4 stufig diskret mit BF199 und 2N3704) und NF-Verstärker (IC), sowie der einfache Diodendemodulator. Da das ganze nichts kosten soll und nur dem lernen dient kann und will ich nur Bauteile benutzen die hier daheim so rumliegen. Daher soll der Mischer auch trotz aller Nachteile erstmal mit einem einzigen FET 2N3819 realisiert werden. Momentaner Stand: 2n3819 in Sourceschaltung an 9V+ mit Schwingkreis 455khz an Drain und 220 Ohm an Source. Das LO Signal wird an Source eingekoppelt, während die Antenne über 100pF am Gate hängt. Die ZF sollte dann an Drain über einen Koppel-C abgegriffen werden können. Leider bleibt die Schaltung stumm seit ich den VFO abgeschirmt habe und die einzelnen Stufen auf einer durchgehenden Massefläche montiert sind. Vorher als fliegender Aufbau mit Krokoklemmen habe ich in recht guter Qualität diverse Rundfunksender empfangen können. Dh. da muss vorher irgendwo an anderer Stelle eine Mischung passiert sein, die jetzt nicht mehr klappt seit die Verbindungsstrippen so kurz wie möglich sind. Meine Frage wäre jetzt: Hat jemand evtl. eine Mischerschaltung parat die "garantiert" funktioniert? Ich bin natürlich auch für jede andere Hilfe dankbar, damit ich endlich weiterkomme. Kennt jemand eine Möglichkeit wie ich nur mit Multimeter den VFO Ausgangspegel messen kann? Evtl. an Germaniumdiode und die gleichgerichtete Spannung messen?
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Pardon, wo bleiben meine Manieren?^^ Mittlerweile funktioniert es auch nachdem ich einfach mal ein Poti als Sourcewiderstand genommen habe und ausprobiert habe. (Die 6.7k im Bild) Jedoch, ich kann mir nicht erklären warum es funktioniert, mit den Bauteilwerten liege ich iwie weit ausserhalb der Kennlinien die ich vom 3819 habe. Wie dem auch sei, hier der Schaltplan. Es gibt bestimmt noch einiges zu verbessern, und ich wäre wie gesagt dankbar für jede Hilfe.
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Die TenTec 1320 bis 1380 arbeiten mit einem Fet als Mischer. Du findest das im Schaltplan ganz links unten: http://www.tentec.com/pages/Transceiver-Downloads.html Der Fet sollte im unteren Knick, nicht im linearen Bereich betrieben werden. Für den beim TenTec verwendeten J310 ist ein Source-Widerstand von 1k auch schon recht hochohmig. Für die Filter am Eingang werden häufig 10,7 MHz Bandfilter verwendet. Bei mir hat es mit 100pF parallel zum Schwingkreis funktioniert, um von 10,7 auf 7 MHz zu kommen. Ein doppeltes Vorfilter reicht für eine ausreichende Spiegelfrequenzunterdrückung fürs 40m AFU-Band und das 41m Europaband, da zwischen 7,9 und 8,3 MHz keine starken Störer aktiv sind. Interessante Bereiche: 5900 - 6250 49m Europaband 7000 - 7200 40m AFU-Band 7200 - 7400 41m Europaband 9400 - 10000 31m DX Band > wie ich nur mit Multimeter den VFO > Ausgangspegel messen kann? Das ist nur einer von vielen: http://senderbau.egyptportal.ch/hf-voltmeter.htm Als Gleichrichter würde ich eher eine für HF geeignete Schottky-Diode verwenden.
Ein ganz großes Dankeschön dafür! 2 Fragen die mir gerade beim Schaltbild schon in den Sinn kommen: Hat das niedrige L/C-Verhältnis im Drain Zweig einen Grund? Welche Vorteile bringt mir die induktive Auskopplung gegenüber der kapazitiven? Ich hätte noch etwas mehr zu meinem Konzept, wenn man das Chaos so nennen möchte^^, schreiben sollen: Geplant hatte ich einen Einfach-Super in diskreter Bauweise (bis auf den NF-Teil) für das 80m und 40m Band (Momentan läuft der VFO in einem anderen Bereich, da ich zum testen AM-Stationen brauche.). Am Ende soll der Empfänger noch über eine HF-Vorstufe mit Preselektor und einen SSB-Demodulator verfügen. Für die 455khz ZF habe ich mich entschieden, da ich passende Filter noch in der Kiste hatte. Der Bau an sich gestaltet sich aber ohne Messmittel recht schwierig. So kann ich zb nur Vermutungen über den Ausgangspegel von meinem VFO anstellen, da die Werte aus der Simulation so nicht stimmen können. Daher ist das Ganze auch zu einem großen Teil eine blinde Versuch und Irrtum Methode. Erfahrungen in HF habe ich lediglich durch einen Geradeaus-Zweikreiser den ich Anfang des Jahres gebaut hatte. Immerhin empfange ich damit Amateurfunk aus den USA^^.
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Hallo Sven > Hat das niedrige L/C-Verhältnis im Drain Zweig einen Grund? Das ist einfach das Modell eines typischen 455 kHz ZF-Filters aus der Bastelkiste. > Welche Vorteile bringt mir die induktive Auskopplung > gegenüber der kapazitiven? Eine Apassung der nachfolgenden Stufe ohne zu starke Belastung. Einen J-Fet kann man natürlich auch direkt anschließen, ein Bipolar würde den Schwingkreis zu stark bedämpfen. Was nützt es Dir, wenn es noch ein wenig lauter wird, aber die Bandbreite auf 20 kHz ansteigt. > HF-Vorstufe mit Preselektor Durch die niedrige ZF befindet sich die Spiegelfrequenz 910 kHz oberhalb der Empfangsfrequenz. Eine einigermaßen gute Unterdrückung würde mindestens um 50-60 dB dämpfen. Das entspricht einem Faktor 1000. Dies ist bei 7 MHz nur mit 3 gekoppelten Schwingkreisen zu erreichen. Mit 2 gekoppelten Schwingkreisen erreicht man nur 30-40 dB, je nach Güte der Spulen. Es gibt durchstimmbare Bandfilter, die über einen großen Abstimmbereich ihren Koppelfaktor kaum verändern. Bei induktiv gekoppelten Schwingkreisen mit sehr hoher Güte (~300) wären der Abfall noch etwas größer, aber der Gleichlauf über einen so großen Bereich ist schwierig hinzubekommen. Ein Vorkreis mit Q-Multiplier würde ähnliche Werte erreichen, allerdings ist die Spitze so schmal, dass bei 20kHz Frequenzwechsel jedesmal nachgestimmt werden. > Der Bau an sich gestaltet sich aber ohne Messmittel recht schwierig. Du benötigst sowiso zwei Oszillatoren: Den VFO und den BFO. Damit kann man den Vorkreis und die ZF prinzipiell schon vermessen. Beide Oszillatoren sollten driftarm laufen mit einer wiederzufindenden Frequenz. Was spricht also dagegen, damit weiterzumachen und z.B. dem VFO eine Skala zu verpassen. Falls noch nicht vorhanden, empfehle ich Dir ein günstiges Oszi zu ersteigern. Mein Zweitoszi, ein Hameg 312-6, hat 35 Euro gekostet. Das Hameg triggert bis 40 MHz. Damit sieht man die Amplitude genauer, als mit dem HF-Tastkopf und kann auch die Kurvenform/Frequenz bewerten.
Hallo, die Sache mit der Spiegelfrequenzunterdrückung ist mir schon bewußt. Wie gesagt, ich hätte auch lieber mit 9Mhz ZF gearbeitet, hätte dann aber erst wieder teuer Filter kaufen müssen. Ich denke aber dass die ganze Geschichte mit 2 Kreis-Bandfilter plus dem Antennenanpassgerät von meinem anderen Empfänger schon hinhauen wird. Oszi für 35€ hätte ich nicht gedacht! Da werd ich mal schauen was man bekommen kann. Mit dem BFO lasse ich mir noch etwas Zeit. Ich möchte dass zuerst AM-Empfang perfekt (im Rahmen des Machbaren) läuft, bevor ich SSB in Angriff nehme. Mein VFO ist ein ganz einfacher Clapp-Oszillator mit Pufferstufe. Mit alten Bandfiltern als Induktivität. Obwohl ich mir den Luxus von Bauteilen mit gleichem (niedrigem) TK nicht leisten konnte ist der Oszillator nach der Aufwärmphase erstaunlich stabil. Ich kann nach 30 min mit meinem Empfänger keinen Frequenzdrift mehr feststellen.
Ach ja, fällt mir gerade ein: Sollte man, um die Empfindlichkeit zu steigern, die Diode im AM-Demodulator vorspannen? Oder spricht etwas dagegen (Rauschen etc.)?
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Durch Vorspannen wird es etwas besser, aber nicht so gut wie ein Aktiver Demodulator. Beim Aktiven Demodulator liegt der Klirrfaktor unter 1%. Der passive Demodulator benötigt eine möglichst niederohmige Quelle und ein hochohmiges Filternetzwerk, um nur annähernd die selben Werte zu erreichen. Manchmal wird ein Gegentaktübertrager mit zwei Dioden verwendet.
Ah, verstehe. Mit Transistoren kannte ich da bis jetzt nur noch die Audionstufe. Wie würde man denn am besten die HF-Vorstufe realisieren? In meinem Geradeausempfänger sind einfach 2 2n3819 Breitbandverstärker in Reihe zwischen erstem und zweitem Kreis. Sollte man das evtl. so machen, dass die Vorstufe als selektiver Verstärker ausgeführt wird? Evtl. dann mit einem Doppeldrehko gleich Eingangskreis und Verstärker im Gleichlauf abstimmen? Und welche Mindestspannung wäre da empfehlenswert? Ich hatte oben zwar 9V geschrieben, war aber ein Fehler meinerseits, aktuell läuft die gesamte Schaltung mit knapp über 5V (4*NiMh). Denn zumindest als Breitbandverstärker bekomme ich mit dem 2n3819 bei 5V gar keine Verstärkung mehr hin. Was auch prinzipiell Sinn macht, da im Datenblatt alle Kurven für Vds=10V angegeben sind. Fragen über Fragen^^.Aber bis hierher schonmal ein dickes Dankeschön!
Der Preselektor bringt, so wie er bei meinem Mischer-Vorschlag aufgebaut ist, eine "kostenlose" Verstärkung von > 10 dB. Von der Koppelwicklung zum Schwingkreis wird hochtransformiert und der Fet belastet den Schwingkreis kaum. Mehr würde ich hier auch nicht verstärken, denn das würde die Großsignalfestigkeit unnötig verschlechtern. Für den Preselektor bieten 2 gekoppelte Schwingkreise als Bandfilter bessere Eigenschaften, als zwei einzelne Schwingkreise mit Verstärker dazwischen. Jedoch muß auf die Kopplung über diesen weiten Bereich von 3,5 bis ca. 7,4 MHz geachtet werden. > dass die Vorstufe als selektiver Verstärker ausgeführt wird? Entweder nach einer Schaltung suchen, welche die Kopplung über einen großen Bereich konstant hält, oder doch einen Puffer-Verstärker als Source-Folger dazwischen, welcher die Kopplung verhindert. Dann ein Schwingkreis davor und einer dahinter. Es sieht so aus, als sollte man mit an die Schwingkreis angepassten Koppelwicklungen arbeiten. > mit knapp über 5V In der Simulation wird das Signal mit 5,5V kaum schlechter
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Gestern Abend hatte ich diese Schaltung mal ausprobiert, und komischerweise funktioniert sie, im Gegensatz zur Simulation, scheinbar ganz gut. Im Gegensatz zum Schaltplan hab ich aber in der Realität auch an der Eingangsspule induktiv eingekoppelt, ca 6:35 Windungen.
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Sven_Preamp_Mixer.gif
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Hallo Sven
> im Gegensatz zur Simulation
Am J1 fehlt der DC-Pfad nach GND. Induktive Kopplung sollte aber besser
funktionieren.
Zu meinem Schaltungsvorschlag:
Die Verstärkung beträgt ca. 11dB. Viel mehr würde ich auch nicht
empfehlen. Stell Dir vor, an der Antenne kommen 40mV Signal an, wieviel
wird wohl der Mischer vertragen? Er mischt alles miteinander, was er
kriegen kann. Das nennt sich Kreuzmodulation. Erst das erste ZF-Filter
dämpft die ungewollten Signale entscheidend, deshalb findet der
Löwenanteil der Verstärkung dahinter im ZF-Verstärker statt.
Möglicherweise ist Dir das Meiste schon bewusst, ich schreib es trotzdem
mal hin.
Für den Gleichlauf ist es von Vorteil, daß die Schwingkreise identisch
aufgebaut sind. Die Induktivitäten sollten abstimmbar sein und parallel
zum doppelten Drehkondensator ist jeweils ein Trimmer notwendig. Das
Frequenzverhältnis beträgt ca. 1:2.11, dann muß sich die
Schwingkreiskapazität mindestens im Verhältnis 1:4.5 verändern lassen.
Du möchtest ein Signal < 10µV klar hören. Dazu wird am Kopfhörer > 1Volt
benötigt. Die Gesamtverstärkung sollte also 100-120dB betragen. Ca. 20dB
verstärkt der Vorverstärker, 35dB der NF-Verstärker, dann verbleiben
weitere 50dB für die ZF.
Habe das Konzept jetzt mittlerweile nochmal etwas geändert: Ich bin jetzt doch zu 2 Versorgungsspannungen übergangen, 5V und 10V stabilisiert, um dem HF-Vorverstärker 10V geben zu können. Mit 5V hab ich einfach keine Verstärkung hinbekommen mit einer reinen RC Beschaltung. Die Vorstufe besteht jetzt aus 2 gekoppelten Schwingkreisen wie von Dir vorgeschlagen und dahinter einer Reihenschaltung aus 2x 2n3819 in Sourceschaltung. Laut Simulation bringt die Vorstufe insgesamt jetzt maximal 18dB, aber der 2. Verstärker hat einen regelbaren Sourcewiderstand, so dass die Verstärkung reduziert werden kann. Bei meinem ZF-Verstärker bin ich mir unsicher, er bringt laut Simulation 80dB, was mir aber viel zu hoch erscheint. Wahrscheinlich ist die tatsächliche Verstärkung durch ungewollte Kopplungen deutlich geringer. Rein subjektiv betrachtet ist der Empfang gegenüber meinem Audion Zweikreiser aber bedeutend besser. Deine Vorstufe finde ich sehr interessant, auf die Idee mit dem Sourcefolger mit Koppelwicklung als Arbeitswiderstand wäre ich im Leben nicht gekommen. Da fehlt mir wahrscheinlich auch einfach die praktische Erfahrung. Sobald ich neue Ringkerne habe werd ich die mal so aufbauen. Wunderbar auf jeden Fall, dass die Kopplung über den gesamten Bereich fast gleich bleibt. Was ich mich die ganze Zeit bei der Bastelei schon frage: Wie bekommt man eigentlich einen "echten" angepassten 50 Ohm Eingang wie in kommerziellen Geräten? Momentan lege ich aber alles auf ca 2k Ohm aus, da ich eine L-Antenne gegen Erde verwende. Vielen Dank und vg sn
> Rein subjektiv betrachtet ist der Empfang gegenüber > meinem Audion Zweikreiser aber bedeutend besser. Freu! Wie ist die Trennschärfe? > er bringt laut Simulation 80dB Vermutlich dämpft auch der Demodulator ein wenig > Wie bekommt man eigentlich einen "echten" angepassten > 50 Ohm Eingang wie in kommerziellen Geräten? Bei Resonanz verhält sich der Schwingkreis ohmisch. Der Rp hängt von der Schwingkreisgüte ab und auch von der Belastung durch die nachfolgende Stufe. Die Schwingkreisinduktivität bildet mit der Koppelwicklung einen Übertrager, der auch Widerstände transformieren kann. Durch Verändern der Windungszahl der Primärwicklung ändert sich das Übersetzungsverhältnis. In der Simulation beträgt das Verhältnis 1:10, für den Widerstand also 1:100. Auch durch Variieren des Koppelfaktors kann die Anpassung verändert werden. Bei einem offenen Spulenkörper mit oder ohne Kern kann der Koppelfaktor in einem weiten Bereich durch Verschieben der Koppelspule angepasst werden. Bei einem Ringkern geht das nur von 0,8-0,95. Bei einer Simulation verpasse ich der Signalquelle einen Ri von 50 Ohm und gebe eine Spannung von z.B. 2mV vor. Nach dem 50 Ohm Widerstand fällt die Spannung auf 1mV ab -> Anpassung korrekt. PS Die asc-Datei hatte ich zuvor auch angehängt!
Nun, die Trennschärfe ist mit dem Super natürlich um Längen besser^^. Man muss sicher bei manchen Sendern die ZF-Verstärkung zurückdrehen, aber eine Option auf AGC halte ich mir auch noch offen. Das mit der Transformation am Eingang war mir bewusst, habe ich so auch bei meinem anderen Empfänger schon angewendet. Ich frage mich nur wie man so etwas rein mit Transistoren hinbekommen könnte. Vielleicht in Richtung Basis/Gateschaltung als Eingangsstufe? Die asc Datei hab ich gerade erst gesehen, werd ich mir morgen genauer Ansehen. Ich hab mal die Datei von meinem ZF-Amp angehängt, würde mich mal interessieren was Du davon hältst. Da gibts sicher vieles zu verbessern. Aber bevor die Frage aufkommt, warum da 2n3704 drin sind: Ich hatte einfach keine anderen mehr^^. Daher hab ich die beiden BF199 nach ganz vorne gepackt, da ich mal gelernt habe man soll die Verstärker mit der besten Rauschzahl ganz nach vorne packen. Die 400pF zwischen Emitter/Kollektor sind drin um Eigenschwingungen zu unterbinden, da gegenkoppeln am Emitter teilweise nicht gereicht hat.
Hallo Sven Ich hab mal auf die Schnelle einen modifizierten asc-file angehängt. > eine Option auf AGC halte ich mir auch noch offen Schau Dir mal die beiden Links an, speziell bezüglich Kaskoden-Verstärker. Dieser läßt sich ziemlich gut regeln und hat auch pro Stufe bis zu 40dB Verstärkung. Der Ausgangswiderstand ist sehr hochohmig, dadurch wird der Schwingkreis kaum bedämpft. http://www.qrp.pops.net/cascode_bjt.asp http://homepage.tinet.ie/~ei9gq/80M_.html
> Ich hab mal auf die Schnelle einen modifizierten asc-file angehängt.
Lol, ich hab 2 Tage gebraucht um den ZF wenigstens simuliert zum laufen
zu kriegen.
Wenn ich mir dein File ansehe fällt mir auch gleich wieder auf, was mich
an meinem amp stört: Die sehr niedrigen Werte der Basisspannungsteiler.
Ich hab mich beim Arbeitspunkt streng auf Formeln verlassen, und mich
gewundert dass so niedrige Werte kamen. Funktionieren tut es ja, aber
inwiefern beeinflussen denn die Werte die Empfindlichkeit von so einem
Verstärker?
Dass man die Basis auf rund 0.7V vorspannt ist ja klar, aber dieses
Verhältnis kann ich ja mit niedrigen Widerständen genauso wie mit hohen
erreichen. Der einzige Unterschied den ich sehe ist momentan der
Ruhestrom, welcher bei meinem Entwurf ja recht hoch ist.
Ansonsten muss ich mich nochmals bedanken,du hast mir sehr geholfen bei
meinem Projekt. Mittlerweile ist der Empfang so gut, bis auf ein paar
Störgeräusche (minimal), dass als Antenne 2m Draht reichen.
Den einfachen Diodendemodulator habe ich durch einen aktiven ersetzt,
mit einstellbarer Vorspannung. Damit kann man jetzt auf optimale
Empfindlichkeit trimmen.
@Sven: Laut Cap 2 RF-Design nimmt man für den Spannungsteiler die "hochohmigen" Widerstände im selben Verhältnis natürlich. Der Spannungsteiler ist jedoch kein unbelasteter Spannungsteiler, da man den Basisstrom mit einberechnen muss. Vergisst man das, rutscht der AP etwas weg. Daher der höhere Ruhestrom. Funktionieren tut die Schaltung meist trotzdem, aber mit höherem Ruhestrom.
> Die sehr niedrigen Werte der Basisspannungsteiler Ich richte mich immer nach dem Emitterstrom und der richtet sich nach dem stärksten möglichen Signal. Theoretisch würde ja ein Widerstand von der Basis auf die Betriebsspannung reichen, wenn die Stromverstärkung der Transistoren immer gleich wäre. Der Querstrom und der Emitterwiderstand gleichen das etwas aus. Zu niedrige Werte belasten die Stufe zuvor und erhöhen das Rauschen. > ist der Empfang so gut, bis auf ein paar Störgeräusche Bei diesen niedrigen Frequenzen sollte das Hintergrundrauschen beim Anschließen der Antenne deutlich ansteigen. http://en.wikipedia.org/wiki/Atmospheric_noise Hier sind die Ursachen des Rauschens beschrieben. Bei Frequenzen unterhalb von 10 MHz ist das über die Antenne aufgenommene Rauschen so groß, daß eine Empfindlichkeit von <= 1µV für einen Empfänger nur Sinn macht, wenn man ihn mit einer kleinen Antenne betreiben will. Ein Eigenrauschpegel von 0,1µV bezogen auf den Eingang ist durchaus erreichbar.
Mal ne dumme Frage zum ZF-Verstärker: Warum haben ZF-Verstärker (nur KW betrachtet, AGC außen vor) so eine hohe Verstärkung von max. 80dB, oder bei mir max. 100dB? Verluste im Empfänger (Filter etc) werden doch schon vorher ausgeglichen (Ant.Eingang->ZF-Verst.Eingang 0dB). ..oder sehe ich den Wald vor lauter Bäumen nicht? ;)
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@Sven N. Ich hab noch den Kascodenverstärker simuliert, auch aus eigenem Interesse. Es ist schön der Regelbereich zu sehen, der aber vermutlich in der Realität durch Übersprechen nicht ganz so groß ausfällt. @B e r n d F. Durch das viel geringere Hintergrundrauschen bei höheren Frequenzen lohnt es sich schon für Empfänger ab 14MHz aufwärts, die Möglichkeiten des rauschfreien Empfangs auszuschöpfen. Bei 14MHz können Störungen und Rauschen minimal ca. 20dB überm thermischen Rauschen liegen und bei 29MHz 10dB. Da dann ein Signal um 100 nV noch hörbar ist, muss die Gesamtverstärkung eines Empfängers mindestens ca. 140 dB betragen. Der HF-Vorverstärker sollte gerade ein klein wenig mehr Verstärkung haben, als notwendig, um die Verluste im Vorfilter, Mischer und 1.ZF-Filter auszugleichen. Mehr wäre schlecht für die Großsignalfestigkeit und weniger Verstärkung würde den Rauschabstand zu sehr verschlechtern. Das 1.ZF-Filter sollte so schmal als möglich sein, um keine unerwünschten Signale durchzulassen. Dann bleiben bis zum 1.ZF-Verstärker evtl 3dB Gewinn übrig, der NF-Verstärker macht 40 dB und der Rest muß vom ZF-Verstärker bewältigt werden. Ua/Ue = 140dB - 3dB - 40dB = 97dB Eine interessante Quelle hierzu: http://www.mydarc.de/dc4ku/ Intercept-Punkt Berechnung und Aufbau eines universellen HF-Eingangsteils (0-30 MHz) bis hin zur 1. geregelten ZF-Stufe
>Zu niedrige Werte belasten die Stufe zuvor und erhöhen das Rauschen.
Das macht natürlich absolut Sinn. Hab ich im Eifer des Gefechts absolut
nicht bedacht. Dann werd ich die Spannungsteilerwerte doch noch mal
erhöhen. Vielleicht schwingt der Verstärker dann auch nicht mehr so
stark und ich kann etwas weniger gegenkoppeln.
Die Kaskode sieht wirklich interessant aus. Falls ich noch ein paar
HF-Transistoren in der Kiste finde werde ich den auch mal aufbauen.
Ich seh schon, das Projekt wächst immer weiter. Eben hab ich dem VFO
noch einen Drehschalter und ein paar Spulen gegönnt, ist jetzt im
Bereich 2-8MHz in 1.5Mhz-Schritten durchstimmbar. Wenn ich schon einen
Doppeldrehko für die Vorselektion einsetze, warum den nicht gleich auch
voll nutzen?
> Vielleicht schwingt der Verstärker dann auch nicht mehr so stark
Schwingt das Ganze mit 455kHz, muss auf jeden Fall die Betriebsspannung
sauber abgeblockt werden. Eventuell können zwei Stufen zusammengefasst
werden, dann eine Drossel mit ca. 100µ oder 220µ und je ein
Blockkondensator 100n gegen GND. Es sind im ZF-Teil wahrscheinlich 2
Drosseln notwendig und für Vorstufe und Mixer nochmal eine. Ansonsten
kann das schon über die Betriebsspannung rückkoppeln.
Dann schwingen Bipolartransistoren in Emitterschaltungen gerne mit der
Resonanzfrequenz des Schwingkreises an der Basis oder einer Resonanz aus
Koppelwicklung und BE-Kapazität, wobei dann die Frequenz im
zweistelligen MHz-Bereich liegen kann. Oft hilft ein Widerstand 22 Ohm
in der Basisleitung. Dann sollte verhindert werden, daß der Kollektor
ebenfalls mit dieser Frequenz schwingen kann.
Deine ZF hatte auch schon in der Simulation geschwungen. Könntest Du den
aktuellen Stand nochmal hochladen?
Ist immer noch auf dem gleichen Stand, habe bis jetzt nichts am ZF geändert. Habs aber eben nochmal rangehängt. In der Praxis schwingt er eigtl. nicht, zumindest nicht dass man es hören würde. Was in der Sim aber fehlt ist das 10k Ohm Poti am Emitter des letzten Transistors. Normal kann ich garnicht voll aufdrehen, da sonst der NF-teil schon übersteuert wird. Die 5V kommen von einem LM340 mit recht großem Elko am Ausgang. Eins am Rande noch: Beim VFO kann ich zwischen den einzelnen Bereichen eine Lücke von knapp 400kHz lassen, da der Mischer mir ja sowieso Summen- und Differenzfrequenz ausspuckt? D.h. mit VFO 3-3.6 MHz überstreiche ich den Empfangsbereich 2.6 - 4 Mhz? Hab jetzt der Einfachheit halber mit 400 statt 455khz gerechnet.
In der Simulation verlaufen die Durchlasskennlinien sehr flach und nicht
selektiv. Falls der echte Aufbau trennscharf ist, befindet sich
vermutlich eine Stufe kurz vor dem Schwingungseinsatz und funktioniert
wie ein Q-Multiplier. Die Schwingneigung kann IMHO am Besten durch
Koppelwicklungen vermieden werden, dann wird auch die Güte der
Schwingkreise sehr gut.
> eine Lücke von knapp 400kHz lassen
Falls der Durchstimmbereich größer als 910kHz ist, könnte es ohne Lücke
funktionieren. Aber bei 2,5 MHz befindet sich nichts interessantes. Dann
wäre auch wichtig, wo jeweils die Spiegelfrequenz hinfällt.
Da kann der VFO gleich von
3,9 - 4,6 MHz die Bereiche 3,4 - 4,1 und 4,4 - 5,0
sowie
6,3 - 7,0 für die Bereiche 5,9 - 6,5 und 6,8 - 7,45
abdecken.
Die interessanten Bereiche sind nochmal:
80m 3,5 - 3,8
70m 3,9 - 4,05
49m 5,9 - 6,2
40m 7,0 - 7,2
41m 7,2 - 7,45
>In der Simulation verlaufen die Durchlasskennlinien sehr flach und nicht >selektiv Habs mir gerade mal angesehen, das scheint wohl an der zu hohen Belastung durch die kapazitive Ankopplung liegen. Da ich sowieso jeweils Bandfilter genommen habe werde ich das Ganze gleich mal auf induktive Kopplung umlöten. An sich muss der Verstärker aber garnicht so extrem trennscharf sein, da hinter dem Mischer ein 6kHz Keramikfilter liegt. > Falls der Durchstimmbereich größer als 910kHz ist, könnte es ohne Lücke > funktionieren. Ich hatte es ja so gedacht, die Lücke eben dafür zu nutzen, um Durchstimmbereich zu "sparen" zwischen den einzelnen Bereichen, da der Oszillator ja immer nur knapp 1MHz abdeckt. >Da kann der VFO gleich von >3,9 - 4,6 MHz die Bereiche 3,4 - 4,1 und 4,4 - 5,0 >sowie >6,3 - 7,0 für die Bereiche 5,9 - 6,5 und 6,8 - 7,45 >abdecken. Genau so meinte ich es, die Spiegelfrequenzen nutzen, um den VFO nicht in einem so großen Bereich durchstimmbar machen zu müssen. Die 2.5MHz waren nur mal aus der Luft gegriffen, ich werde 80m als untersten Bereich nehmen.
> Belastung durch die kapazitive Ankopplung liegen Das liegt zur Hälfte an den niedrigen Basis-Vorwiderständen. Außerdem ist die Eingangsimpedanz der folgenden Stufe auch zu niedrig. Nicht umsonst haben gekaufte Filter ein Windungsverhältnis von ca. 10:1. > Genau so meinte ich es, die Spiegelfrequenzen nutzen Lediglich das SSB Seitenband wechselt von Bereich zu Bereich zwischen LSB und USB, aber wenn es nicht stört, kann man das so machen.
OT: B e r n d W. schrieb: > @Sven N. > Ich hab noch den Kascodenverstärker simuliert, auch aus eigenem > Interesse. Es ist schön der Regelbereich zu sehen, der aber vermutlich > in der Realität durch Übersprechen nicht ganz so groß ausfällt. > > @B e r n d F. > Das 1.ZF-Filter sollte so schmal als möglich sein, um keine > unerwünschten Signale durchzulassen. Dann bleiben bis zum > 1.ZF-Verstärker evtl 3dB Gewinn übrig, der NF-Verstärker macht 40 dB und > der Rest muß vom ZF-Verstärker bewältigt werden. > Vielen Dank für deine Antwort. Nun ist mir einiges klarer geworden. Es ist schön zu wissen, dass es heutzutage noch Leute gibt wie Sven, die sich einen Super aufbauen. Zum 1. ZF-Filter: Ich habe einen Doppelsuper mit hoch liegender ZF gebaut (der Bau läuft schon über ein Jahr). Soweit funktioniert er gut auf 80 und 40m. Jedoch besteht noch das 1. ZF-Filter (40 Mhz) aus zwei lose gekoppelten Schwingkreisen (mit 1 pF Hochpunktkopplung, Güte unbelastet ca. 200 pro Kreis). B ist dadurch ziemlich groß denke ich. Ist das der Grund, weshalb der Empfänger über einen Bereich von 1-10 Mhz (fe) zirka 25 Pfeiffstellen hat (zum Glück nicht in den Afu-Bändern)?
Momentan ist mir bei meinem Aufbau noch ein anderes Problem aufgefallen: Trotz Pufferstufe ändert sich der Ausgangspegel des Oszillators von ca 1Vss zu 300mVss hin zu den hohen Frequenzen. Normalerweise würde ich da jetzt eine Regelschleife mit OPV andenken, aber nichts was ich daheim habe geht über 1 MHz...
@Sven: Hast du einen Schaltplan vom Oszillator+Puffer? Normalerweise ist ein VFO über den kompletten Freq-Bereich amplitudenstabil (bei mir zB nach den Puffern+Dämpfungspad etwa 1.4Vpp-1.2Vpp bei Delta-F 10 Mhz.)
Ist nur ein ganz einfacher Colpitts Oszillator. Ich nehme an es liegt an der Drossel am Source. Ist ja klar, die daran abfallende Spannung ist natürlich frequenzabhängig... Hab ich leider am Anfang alles nicht bedacht^^. Jetzt brauch ich ne Lösung die mir einen stabilen Ausgangspegel ermöglicht. Am liebsten ohne den ganzen VFO auseinanderzupflücken, ich hatte ihn gerade fertig abgeglichen :(. Mir fällt nur bis auf OPV derzeit nix ein...
Sven N. schrieb: > Ist nur ein ganz einfacher Colpitts Oszillator. Ich nehme an es liegt an > der Drossel am Source. Ist ja klar, die daran abfallende Spannung ist > natürlich frequenzabhängig... Ahh OK, nimm ersteinaml die Drossel raus und nur einen Sourcewiderstand mit dem man den AP so einstellt, dass er in der Nähe der Pinch-Off-Spannung liegt. Btw: Der kapazitive Spannungsteiler am LC-Kreis sollte zw. 1:1..1:3 betragen. Leider kann ich deine Datei nicht anschauen, da ich Linux verwende. > > Hab ich leider am Anfang alles nicht bedacht^^. > > Jetzt brauch ich ne Lösung die mir einen stabilen Ausgangspegel > ermöglicht. Am liebsten ohne den ganzen VFO auseinanderzupflücken, ich > hatte ihn gerade fertig abgeglichen :(. > Mir fällt nur bis auf OPV derzeit nix ein... Siehe oben. Zusätzlich zur Amp.-Stabilisierung kann man eine sogenannte "Clamping"-Diode (Anode am Gate, Katode GND) am Gate verwenden. Dazu eignet sich bei deinen Frequenzen eine 1N4148. Diese verschlechtert jedoch angeblich leicht das Phasenrauschen.
Btw: Eine Drossel am Source ist uebrigens nicht ungewöhnlich. Deshalb ist ein Schalplan im PNG-Format wichtig ;)
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No problemo. Das mit der Diode werd ich gleich mal versuchen. Mit Widerstand anstatt Drossel schwingt der Oszi übrigens nicht an in der Simulation.
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preamp_mixer_ip3.gif
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@ B e r n d F. Vor allem beim Bau von Mehrfachsupern gibt es viele Möglichkeiten, wie Pfeifstellen entstehen können. Diese Birdies zeichnen sich meist dadurch aus, daß sie deutlich schneller "vorbeiwandern", als dies erwünschte Sender tun. Es könnte eine Harmonische der Empfangsfrequenz oder des Oszillators auf die 1. ZF fallen. Mischer, welche diese beiden Signalpfade unterdrücken, sind da klar im Vorteil. Das wären Dioden-Ringmischer, Gilbert- und Schaltmischer. Eine Oszillatorfrequenz oberhalb der 1.ZF kann auch einige der Pfeifstellen verhindern. Auch kann bei einer breiten 1.ZF ein Signal auf die Spiegelfrequenz des Mischvorganges beim Mischen von der 1. zur 2.ZF gelangen. Besonders, wenn die 1.ZF breitbandig und die 2.ZF niedrig ist. Es gibt hochliegende Quarzfilter für diesen Zweck mit z.B. 20kHz Bandbreite. Idealerweise wäre das 1. Filter der 1.ZF so schmal wie das breiteste Filter der 2.ZF. Kreuzmodulation: Hier (im Bild) gelangen zwei Signale mit 0dBm auf den Eingang. Nach dem Verstärker beträgt der IP3 14dBm und nach dem Mischer 5,5dBm. Reduziert man die Verstärkung um ca. 6dB, betragen die Werte 28dBm und 10 dBm (simuliert). Erstens zeigt dies, daß sehr vorsichtig mit der Vorverstärkung umgegangen werden muss und zweitens ist hier der Mischer die Schwachstelle. Trotzdem ist das schon deutlich besser als bei einem NE612. Kreuzmodulation wirkt sich folgendermaßen aus: Gibt es ein schwaches Nutzsignal und zwei starke Störer innerhalb der Vorfilter-Bandbreite, kann die entstehende Kreuzmodulation das Nutzsignal vollkommen verdecken. Zu hören ist ein zischeln und man kann unter Umständen die Modulation der beiden Störer noch erahnen. Es ist keine Pfeifstelle in dem Sinne, denn die Störung bleibt auf der selben Frequenz.
Die Drossel kann man weglassen, dann ist (in der Simulation) der Abfall am Oszillator weg. Die Arbeitpunkte der Buffer stimmt nicht. Deshalb wird es nicht ohne weglassen/ändern von ein paar Teilen gehen.
> Dazu eignet sich bei deinen Frequenzen eine 1N4148.
Man kann auch eine Schaltungsvariante anwenden mit Kondensator zum Gate
und hochohmigem Widerstand gegen GND. Dann die Diode mit der Anode ans
Gate und der Kathode gegen GND. Dadurch verschiebt sich das Gate-Nivau
bei zu großen Amplituden in Negative.
@Sven
Wenn Du bei Deiner Simulation hinten 1n als größte Schrittweite
anhängst, schwingt der Oszillator leichter an.
.tran 0 1m 10u 1n
Dann empfiehlt es sich, im Control Panel (Hammersymbol) die Kompression
komplett abzuschalten.
Sauber, vielen Dank. Ich hab einfach kein Glück mit den Arbeitspunkten. Ich kann zwar alle Werte ausrechnen, aber ich hab einfach immer noch nicht kapiert welchen Arbeitspunkt man denn jetzt wählen muss für welche Anwendung. Leider wurde das Thema bis auf 1 Stunde Labor im 1. Semester so gut wie nicht behandelt an der Unität. Die paar Widerstände hab ich ja schnell umgelötet.
> kein Glück mit den Arbeitspunkten
Vor Allem bei HF muß der Ruhestrom zur Amplitude passen. Wenn z.B. das
Signal 1Volt Spitze hat, muß der Ruhestrom an einer Last von 270 Ohm
mindestens > 3,7mA betragen. Man wird also versuchen, einen Ruhestrom
von 4-5mA einzustellen, sonst werden die Spitzen des Signals abgekappt.
Am Einfachsten dimensioniert man in der Simulation die
Basisvorwiderstände so, daß der richtige Ruhestrom durch R2 und durch R3
+ R10 fließt, die Belastung aber für die Stufe zuvor niedrig bleibt.
Dabei darf es ein wenig mehr Strom sein, aber niemals weniger.
Nachtrag:
Bei der Version mit Kondensator zum Gate und Widerstand + Diode gegen
GND scheint es mit R4=470 Ohm besser zu funktionieren.
Hab die Schaltung eben nach deinem Plan geändert, aber mit Widerstand statt Drossel setzt keine Schwingung ein. Ich hab daher die Drossel wieder eingesetzt und zusätzlich die Diode ans Gate gesetzt. Damit, und mit dem richtigen Arbeitspunkt, schwankt die Amplitude jetzt zwischen 1.2-1.4 Vss, was denke ich noch vertretbar ist, zumal die Werte sowieso mit dem selbstbau-HF-Tastkopf gemessen wurden und daher wohl wenig genau sind. Nur oberhalb von 9 MHz bricht die Schwingung bei zu großer Drehkond.-Kapazität zusammen, was wohl an den recht großen Bandspreizkondensatoren und der wahrscheinlich schlechten Güte der kleinen Induktivitäten liegt. Auf lange Sicht wird der LC-VFO aber irgendwann sowieso einem digitalen mit uC weichen, ein fertig bestücktes Board mit Display liegt hier schon, ich muss nur irgendwann mal ein Programm schreiben^^. Lohnt es da noch ein Poti ranzuhängen um den Pegel den der Mischer bekommt regeln zu können? Oder sind die ca. 1V passend für alle Empfangssituationen?
> Oder sind die ca. 1V passend
Das sollte recht gut passen. Auf +/- 20% kommt es hier nicht an.
Hallo Sven. In deinem Schaltplan sehe ich keinen Kondensator gegen GND am Drain. Die HF-Erde bildet also die Spannungsquelle? Normalerweise, also in der Praxis, baut man in den Drain-Kreis ein C von ca. 100n (Keramik) gegen Masse, dann 100 Ohm in Reihe und wieder ein C von ca. 100n gegen Masse. Hier eine praktische Schaltung (den Oszillator, den ich verwende): http://commons.wikimedia.org/wiki/File:VFO_Colpitts_Oszillator.svg Siehe C8 und C9.
>Die HF-Erde bildet also die Spannungsquelle?
Verstehe ich jetzt nicht so richtig, die Spannung kommt doch von der
Batterie? Die HF-Erde bildet bei mir, so dachte ich zumindest, das
Gegengewicht, also Masse.
Die Zuführungen (+ und -) von der Batterie laufen 2x durch einen
Ferritkern.
Allerdings, jetzt wo du darauf hinweist, evtl. strahlt mein Oszi deshalb
über das Gehäuse ab?
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Eine Frage noch zum NF-Pfad: Ich hab jetzt ein aktives TP-Filter 4. Ordnung nach der kritischen Dämpfung aufgebaut. Grenzfrequenz wären ca. 6 kHz (meines Wissens nach die Bandbreite von AM auf KW?). Oder sollte ich mit fg noch niedriger gehen? Oder höher? 6 kHz erschienen mir erstmal logisch. Evtl. kann man den sogar umschaltbar machen mit anderen Widerständen um für SSB auf 3kHz zu gehen?
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Die AM-Bandbreite beträgt max. 9kHz, was sich auf 2 Seitenbänder aufteilt. Deshalb reicht eine NF-Bandbreite bis 4,5 kHz vollkommen aus. Manchmal wird ein 5 kHz Sperrfilter eingesetzt, da zwei eng zusammenliegende Sender im 5 kHz Raster liegen können. Der nervende 5 kHz Dauerton entsteht durch Mischen der beiden Träger. Für SSB empfiehlt sich ein 200 Hz Hochpass, um den "Beat" zu unterdrücken, falls der BFO mal nicht ganz genau stimmt. Zum aktiven Filter hab ich einen Gegenvorschlag 5.Ordnung angehängt.
Sehr interessant. Nur 1 Ordnung höher aber 30 dB mehr Dämpfung bei 10kHz. Welches Verfahren benutzt Du denn um solche Filter zu entwerfen? Scheint sich ja um ein Bessel-Filter zu handeln wenn ich das richtig sehe? Ich hatte mein Filter nach der kritischen Dämpfung entworfen, wie es in dem Buch "Kurzwellen-Amateurfunktechnik" aus dem franzis-Verlag beschrieben war/ist (zugegebenermaßen hab ich hier ne Ausgabe aus den 70ern, also nicht unbedingt das Aktuellste^^). Zumindest nach deren Ausführungen soll es den Vorteil haben, dass man gleiche Filter einfach in Reihe schalten kann.
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Ich hab z.B. "Das Aktiv-Filter-Kochbuch", auch nicht mehr das Neueste Exemplar. Es liegt nicht an der einen Ordnung höher. Das sind zwei Tschebyscheff-Filter 2. Ordnung mit je 3 dB Welligkeit und das 5. macht die 6dB Überhöhung weg. Wenn jedes der Filter unterschiedlich bemessen wird, geht es noch ein klein wenig besser, aber es sollen auch Kondensatoren und Widerstände aus der E12 Reihe ausreichen. Es geht nochmal deutlich steiler. Ich hab hier Tschebyscheff 5. Ordnung mit 1dB Welligkeit und 4.5 kHz Grenzfrequenz vorgegeben: http://www.beis.de/Elektronik/Filter/ActiveLPFilter.html Leider sieht ein Filter mit einer tollen Durchlasskurve dafür im Zeitbereich nicht mehr so schön aus. Die Dämpfung bei U2 beträgt nur 0.18, das Filter dürfte also ein wenig nachschwingen. PS Du hattest Recht, das alte Filter entspricht ungefähr einem Bessel.
Es gibt hier einen interessanten Beitrag: "Active R/C Filter Design" http://www.azscqrpions.org/Tuthill_filter_presentation_08-09.pdf
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Ich hab das Filter nach Deinem Vorschlag abgeändert, waren ja nur 3 Bauteile, und es gibt nochmal einen deutlichen Klanggewinn durch weniger Rauschen. Mit der AM-Qualität bin ich jetzt eigtl. fast schon zufrieden, es gibt da aber ein anderes Phänomen was ich momentan nicht richtig deuten kann: Zunächst mal zum Aufbau: Momentan bestehen alle einzelnen Blöcke wie ZF-AMp, Mixer etc. aus einzelnen Modulen, die gemeinsam auf eine Kuperplatte geklebt und darüber auch geerdet sind. Die Module selber sind in Insellöttechnik aufgebaut. Der VFO ist in einem extra Alugehäuse untergebracht, Zuleitungen von Batterie + un - gehen durch eine Ferritperle, im Gehäuse sitzt nochmal ein Pi-Filter nach dem Vorschlag weiter oben, und eine 150u-Drossel. Die Erdung des Ganzen erfolgt über Klemmenanschluss zum Heizkörper, wobei auch das Batterie (-) an dieser Masse hängt. Komischerweise hatte gestern meine Vorselektion absolut keine Wirkung mehr. Bei der Fehlersuche hab ich dann gemerkt, dass die Signale immer dann deutlich lauter wurden, wenn man das VFO Gehäuse (welches auch auf Masse liegt) berührt. Daraufhin hab ich das Gehäuse über ne Klemme nochmal direkt an Masse gehängt, und siehe da, Signal war zwar leiser, aber die Vorselektion tut wieder was sie soll. Also irgendwo ist da noch der Wurm mit dem gemeinsamen Nullpotential drinne. Jemand eine Idee? Im Anhang eine Skizze wie sich die Situation des VFO darstellt. Natürlich soll das Alles später ja in ein Metallgehäuse, aber momentan während dem Aufbau wär das zu umständlich.
Vermutlich ist es dann, wenn der schwarze Draht ohne Ferrit gleich auf die Kupferfläche gelötet wird. Das Plus ist ja trotzdem noch entkoppelt. Wenn auf Plus keine HF-Ströme fließen, tun sie das auf Minus auch nicht.
Gut, ich dachte schon es wäre irgendwas grundsätzliches schiefgelaufen. Aber wahrscheinlich muss nur die Betriebsspannung noch besser gesiebt werden und alle Masseleitungen so kurz als möglich. Da ich mich bald an den BFO machen werde: Welches Modell nimmt man denn für Keramik-Resonatoren in LTSpice? Ich wollte die 455khz mit einem CSB455 von Murata erzeugen und die Seitenbänder über umschalten von parallelen Kapazitäten wechseln (auch wenn ich eigtl. erstmal nur LSB brauche, ich wollte gleich beide vorsehen). Ich kenne aber nur die Modelle für Quarze, für Keramik hab ich nix gefunden. Ich weis nur, dass die Güte deutlich geringer als bei Quarzen ist.
> die 455khz mit einem CSB455 von Murata erzeugen Der sieht gut aus! > die Seitenbänder über umschalten von parallelen Kapazitäten Wahrscheinlich wirst Du mit der Frequenz durch Kapazitäten in Reihenschaltung hinkommen. > auch wenn ich eigtl. erstmal nur LSB brauche Stimmt nicht. Wenn der VFO oberhalb liegt wechselt LSB auf die andere Seite, wenn er unterhalb liegt, dann nicht. Bei 80m liegt das Signal in der ZF als USB vor und bei 40m als LSB. Das sind Werte, die ich mal in einem Forum gefunden habe: Rs = 10 Ohm Ls = 7,68 mH Cs = 16,7421 pF Cp = 272,761 pF Fr = 443,9 kHz Fp = 457,3 kHz Q = 2136 Er wird in Reihenresonanz betrieben und schwingt ohne Kondensator mit 443,9 kHz. Mit einer Reihenkapazität kann er wahrscheinlich leicht bis 455kHz gezogen werden. Möglicherweise macht es Sinn, die Mitte der ZF eher etwas tiefer auf 450 kHz zu legen. Oder Du findest ein Exemplar, welches von der Toleranz her etwas höher schwingt. Auf jeden Fall ist es schwer, in die Nähe der Parallelresonanz zu kommen, vorher reisst die Schwingung ab.
Die Werte des Keramikschwingers stammen von da: http://www.qrpportal.de/index.php?page=Thread&postID=52876#post52876 > Vermutlich ist es dann, Schreibfehler, es soll lauten: Vermutlich ist es dann besser, wenn der schwarze Draht ohne Ferrit gleich auf die Kupferfläche gelötet wird.
Ah, nach Keramikfilter hatte ich garnicht gesucht. 1 Stunde hab ich in Katalogen und Datenblättern von murata nach den Werten geschaut. Also dann besser mit Serienkapazitäten aufbauen. Mal schauen ob ich das genau genug hinbekomme, oder ob ich doch auf die alte Methode mit Drehko und "einpfeifen" des Signals zurückgreifen muss. Konstruktiv sollte man den Oszillator ja eigentlich so wie meinen VFO aufbauen können? Und was wäre empfehlenswerter als Produktdetektor: Einen der steinalten Diodenringmischer die ich hier liegen hab, oder wieder FET-Mischer wie am Eingang? Ich vermute mal Ringmischer, da der FET-Mischer hinter der ZF sonst immer übersteuert wird? Ferrite für Ringkerntrafos zur Anpassung hab ich hier liegen. Leider ist der Urlaub jetzt vorbei und in der nächsten Zeit werden die Fortschritte schleppender verlaufen. Aber ich berichte mal weiter hier, falls Interesse besteht. Gern stelle ich auch ein paar Bilder vom Aufbau ein bei Zeiten.
Einen Produktdetektor hatte ich oben schon mal vorgeschlagen. Er stammt aus einem der beiden links: Beitrag "Re: Einfach Mischer mit 2N3819" Vorteil: Der Produktdetektor arbeitet mit 2 Dioden und es wird nur eine Wicklung ohne Mittelanzapfung benötigt. Dadurch ist ein normales Bandfilter mit Sekundärwicklung verwendbar. Es können auch 1N4148 verwendet werden, nur muss dann der BFO ca. 1,5 Volt liefern.
Was ich schon immer wissen wollte, da ich ein paar ADE-1 über habe: Überwiegen die Vorteile ggü. dem SA612, wenn man stattdessen einen Ringdiodenmischer ADE-1 o.ä. als Produktdetektor einsetzt?
Hallo B e r n d F. Als Produktdetektor ist der SA612 ganz praktisch und spart Teile. Da hat der Dioden-Ringmischer keine Vorteile. Auch weil der Oszillator schon integriert ist. Mit den Anpassungen ist das auch nicht so tragisch, solange man am Eingang <= 1,5 kOhm und am Ausgang >= 1,5 kOhm bleibt. Bei mir läuft ein Ausgang als Produktdetektor, der zweite wird für die AM-Demodulation verwendet. Um für AM den BFO zu stoppen, lege ich Pin 6 über einen 10k auf GND. Dadurch wird das ZF-Signal mit 1 multipliziert. Der dreistufige Schalter wechselt zwischen LSB, USB und AM. Als 1. Mischer dagegen bietet ein Dioden-Ringmischer schon Vorteile. Im Verhältnis -13dBm zu 7dBm steigt die Großsignalfestigkeit. Auf der anderen Seite steigt auch der Aufwand, da alle 3 Anschlüsse mit 50 Ohm abgeschlossen werden wollen, das Oszillatorsignal muss schon stärker sein, dadurch ist auf jeden Fall eine Vorstufe bzw. ein Filter notwendig, welches verhindert, daß das Oszillatorsignal zur Antenne gelangt. Auf der ZF-Seite wird idealerweise ein Diplexer nachgeschaltet, da das folgende ZF-Filter neben seiner Resonanz entweder hochohmig oder niederohmig wird. Der Diplexer leitet die ZF-Frequenz zum ZF-Filter und den Bereich ober- und unterhalb auf einen 50 Ohm Abschlußwiderstand. Manchmal wird einfach ein 50 Ohm Puffer-Verstärker nachgeschaltet, dieser muß nun Signale mit der Bandbreite des Vorfilters einschließlich des unerwünschten Mischproduktes (es entsteht ja rf+vfo und rf-vfo) verkraften.
Richtig, ich sehs gerade. Da war schon alles vorgesehen mit BFO und Mischer. Allerdings, Diodenmischer als 1. Mischer: Wie funktioniert das? Man braucht doch ca. 7dBm um den Mischer auszusteuern, aber das würde doch bedeuten, dass ich das Signal schon in der Vorstufe sehr hoch verstärken müsste? Ausserdem bringt mir ja der passive mischer keinerlei Gewinn?
> 7dBm um den Mischer auszusteuern
Das betrifft das Oszillatorsignal, das Empfangssignal darf klein sein.
Die Dioden wirken als Schaltdioden und polen das Empfangssignal mit dem
Oszillatortakt um. Dabei muß mindestens die Schwellspannung der Dioden
erreicht werden.
Ein Nachteil sind die Mischverluste und dadurch erhöhtes Rauschen, was
aber durch den Vorverstärker ausgeglichen werden kann.
PS
Gibt es schon Fortschritte beim BFO?
Läßt er sich weit genug ziehen?
Hab mich bis jetzt noch nicht drum gekümmert, evtl. im Laufe des Tages noch. Schaltplan werde ich bei Gelegenheit auf jeden Fall noch machen.
So, bin gerade mit dem BFO fertig geworden. Momentan lässt er sich von 448-455kHz ziehen mit einem 350pF Drehko. Die Kapazitäten müssen sowieso noch angepasst werden um den richtigen Bereich zu treffen. Mal schauen ob es mit ner Umschaltung anstatt Drehko stabil genug bleibt.
> von 448-455kHz
Wie befürchtet. Wenn jetzt das Keramikfilter von 451 - 457 kHz
durchlässt, kannst Du SSB auf das untere Ende verschieben. Falls nicht,
kannst Du immer noch auf einen BFO mit LC-Bandfilter und Kapazitätsdiode
ausweichen.
Nun, ich hatte im Netz vorher mal ein wenig gesucht und war auf diese Schaltung hier getroffen: http://www.pan-tex.net/usr/r/receivers/sbfo.htm Um einfach mal die Funktion zu testen hab ich alle Werte übernommen. Nach meiner Simulation sollte es aber möglich sein, durch Austausch der 33pF den Ziehbereich auch über 455kHz zu erweitern. Ich hoffe doch ich hab keinen Denkfehler drin, wenn ich annehme ich brauche für SSB +/- 3kHz (oder 2,7) neben der ZF? Für SSB wollte ich dann versuchen mit den restlichen Resonatoren die ich noch habe ein Ladderfilter aufzubauen um näher an die 3kHz Bandbreite zu gelangen. Ich denke da kann man dann auch noch ein wenig vermitteln, es muss ja dann nicht unbedingt die 455er ZF sein.
Dieser Pierce-Oszillator sieht gut aus. Falls er sich nicht weit genug ziehen läßt, kannst Du noch zwei Dinge probieren: - Für C1 andere Werte zwischen 1n und 4,7n ausprobieren. - Zwei Keramikschwinger parallelschalten, dies wird auch auf einer der verlinkten Seiten erwähnt. > wenn ich annehme ich brauche für > SSB +/- 3kHz (oder 2,7) neben der ZF? Du benötigst von der Signalmitte für LSB 1,5 kHz höher und für USB 1,5 kHz tiefer. Für CW nimmt man eher 600-700 Hz Abstand. Bei 6kHz Bandbreite könntest Du vorerst an das untere Ende des Filters rutschen. > mit den restlichen Resonatoren Du könntest versuchen, alle zu Vermessen und dann den mit der höchsten Frequenz für den BFO verwenden. Murata gibt je nach Typ +/- 0,3...0,5% Toleranz an.
@Bernd W: Dachte es sind +/- 3KHz (LSB, USB). Die Bandbreite der NF ist ja schon 3KHz (2,7). http://commons.wikimedia.org/wiki/File:Ssb-de.png Die Frequente mit 1,5KHz sind die Trägerfrequenzen im Sender: http://commons.wikimedia.org/wiki/File:Ssb_filtermethode-de.png
Bevor ich hier Verwirrung stifte: Das war oben sehr unglücklich formuliert von mir. Die Bandbreite bei SSB beträgt zwar 3kHz, aber man muss natürlich von der Signalmitte aus um die Hälfte verschieben, also die 1.5kHz. Rechts oben im Bild vom 1. Link sieht man das ganz gut. Träger liegt bei 9001,5kHz, während die Mitte des SSB Spektrums bei 9000 kHz liegt.
Sooo habe mal einen größeren TRimmer in meinen BFO eingebaut. Er geht jetzt von 9001,0 KHz bis 9003,7 KHz. Bei 9001,5 KHz sind alle Höhen weg und es klingt sehr dumpf, da versteht man besonders bei leisen Signalen nichts mehr. Vorher war er bei 9002,4KHz, da war es OK. Habe auch ein 2,4KHz TP-Filter davor.
Ich nochmal: Ich muss doch noch mal auf den blöden Transistoren rumreiten. Ich hatte vorhin versucht einen Ausgangsverstärker für meinen BFO zu entwerfen. Ich kann zwar eine vorgegebene Schaltung aus dem Netz nutzen, aber eigtl. würde ich lieber was eigenes machen um das endlich mal zu kapieren. Als vorgegebene Werte wären da: Transistor 2N2222 Betriebsspannung Ub=5 V Ausgangspegel Oszillator Uein=50mV Welchen Arbeitspunkt müsste man nun wählen? 1mA? 0.1maA? Da man im Datenblatt keinerlei Kennlinien findet kann ich da nur raten. Rechnet man das Ganze mit 1mA mal durch komme ich nach den Formeln die ich habe auf: R_kollektor = [Ub-Uce]/Ic = [5V-2.5V]/1mA = 2.5kOhm Und der Basisspannungsteiler: R1 = [Ub-Ube]/[Iq+Ib] = [5V-0.7V]/[100uA+10uA] = 39.1kOhm mit Basistrom Ib=Ic/B (Stromverstärkungsfaktor) = 1mA/100 = 10uA und Querstrom Iq=10*Ib = 100uA R2 = Ube/Iq = 0.7/1mA = 7kOhm Nun hab ich aber wieder so geringe Werte beim Basisspannungsteiler, also muss irgendwo der Wurm drin sein. Ich denke mein Hauptproblem ist einfach, dass ich keine Ahnung habe welchen Kollektorstrom ich annehmen muss. Leider hat mir bis jetzt keine google-Suche die erhoffte Erleuchtung gebracht. Die Formeln hatte ich aus dem Elektronik-Kompendium.
B e r n d F. schrieb: > Leider kann ich deine Datei nicht anschauen, da ich Linux verwende. Hat noch keiner dem armen Bernd F. verraten, dass LT-Spice problemlos mit Wine unter Linux läuft? mf
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Hallo Sven > Ich muss doch noch mal auf den blöden Transistoren rumreiten. Du hast ein Signal und den Innenwiderstand der Senke. Nehmen wir mal an, der Produktdetektor hat einen Innenwiderstand von 100 Ohm und benötigt 0,7Vs. Nach dem Ohmschen Gesetz beträgt dann der Spitzenstrom 7mA. Bei der negativen Halbwelle wird dieser durch den Transistor getrieben (Emitterschaltung) und bei der positiven vom Arbeitswiderstand aus der Plusleitung. Den Ruhestrom würde ich dann mit ~12 mA wählen. Falls Du eine Drossel anstatt des Arbeitswiderstands verwendest, würde ein Strom von 8mA reichen. Stromgegenkopplung: ------------------- Der BF199 im LTspice hat ein hFE von 83, also fließt ein Basisstrom von 0,15mA. Die Belastung für den Oszillator soll möglichst gering sein, ein Widerstand gegen Plus würde im Prinzip genügen. Stabilisieren kann man das Ganze mit einer Gegenkopplung. Der Emitterwiderstand soll stabilisieren, darf aber durch die niedrige Betriebsspannung von 5V nicht zu viel Spannung verbrauchen, sagen wir mal 0,9 Volt / 13 mA = 69 Ohm -> 68 Ohm Die restlichen 4,2 Volt teilen sich zur Hälfte der Transistor und der Arbeitswiderstand. 2,1 Volt / 13mA = 157 Ohm -> 150 Ohm Die Basis liegt jetzt auf 0,9 + 0,7 = 1,6 Volt. Dann benötigt man einen Basisvorwiderstand von: (5 V - 1,6 V) / 0,157 mA = 21.6k -> 22k Falls die Verstärkung nicht ausreicht, kann zum Emitterwiderstand noch eine Reihenschaltung aus R und C geschaltet werden. Spannungsgenkopplung: --------------------- Es ist einfach ein kleiner Emitterwiderstand notwendig, sonst entstehen zu viele Harmonische. Oder die Basis müßte mit einer Stromquelle angesteuert werden. Am Kollektor liegen diesmal ungefähr 2,6V, am Emitter 0,3V und an der Basis 1V. Der Basisvorwiderstand errechnet sich aus (2,6 V - 1V) / 0,15 mA = 10,7k -> 10k Diese Schaltung hat einen niedrigeren Eingangswiderstand und mit Abstand die meisten Verzerrungen. Ohne den kleinen Emitterwiderstand wäre das eine Katastrophe. Da aber die Verstärkung zu groß ist, kann man das Signal durch einen Vorwiderstand (R8) reduzieren. Die Spitzen werden später durch den Produktdetektor sowiso abgekappt und dann sind diese Verzerrungen noch tragbar. Kollektorschaltung: ------------------- Diese und die erste Schaltung bieten hier die geringsten Harmonischen. Leider hat die Kollektorschaltung einen ziemlich geringen Ausgangswiderstand von 12 Ohm. Dies mag ein Diodenmischer überhaupt nicht. Würde man den R12 auf 82 Ohm erhöhen und dadurch in die Nähe des erwünschten Ausgangswiderstandes kommen, würde das Signal auf unter 0,5 Volt absinken. Da die Kollektorschaltung keine Spannungsverstärkung hat, kann dies nicht ausgeglichen werden. Würde jedoch der Oszillator etwa 1Veff liefern, wäre die Kollektorschaltung wieder im Rennen. Fazit: ------ Ich würde hier die erste Schaltung mit Stromgegenkopplung verwenden und dabei C1 und R4 weglassen. Das Ausgangssignal fällt dann zwar um ca. 10% ab, aber das liegt noch im Rahmen.
Vielen Dank, jetzt wird es endlich klar, wie man solche Schaltungen anhand der Anwendung dimensionieren muss. Mir scheint aber ich hab ein anderes Spice Modell für den Bf199 erwischt, denn bei mir verzerrt die 1. Schaltung ganz ordentlich und gibt auch nur 500mV ab. Aber prinzipiell sollte es ja bei 455kHz auch mit dem 2N2222 gehen? (Meine Transistorvorräte sind fast verbraucht^^)
> prinzipiell sollte es ja bei 455kHz auch mit dem 2N2222 gehen
Ja, sicher. Bei mir sieht es mit R1=82R und R3 zwischen 47k und 56k
ziemlich gut aus. Dann muß der Oszillator nur noch mit dieser Last
schwingen.
Nachtrag:
Wenn Du die Betriebsspannung, den Kollektor und den Emitter auf einem
Diagramm darstellst, dann wird schnell klar, ob der Basisstrom noch
etwas hoch oder runter muß. Genauso macht man das auch in der Realität.
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balancemischer.png
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Sooo, es gibt wieder Fortschritte. Den BFO hab ich jetzt inklusive Verstärker mit 1Vss Ausgangspegel fertig. Dazu habe ich noch den Balancemischer aus deiner ZF-mod aufgebaut. Rundfunksender kann ich schon Demodulieren, hab aber eben auf die Schnelle keinen Amateurfunk gefunden. Ist ja noch keine Frequenzskala am Empfänger. Und auch noch kein schmalbandiges 3khz Filter hinter dem Mischer. Allerdings scheint der Mischer eine irre hohe Dämpfung zu haben? In der Simulation geh ich mit 1V rein und knapp 60mV kommen am Ausgang. Ist das normal? Oder hab ich was übersehen? Ich bin allerdings ein bisschen anders vorgegangen und hab mit einem Übertrager gearbeitet und den ohmschen Spannungsteiler kapazitiv ausgeführt, was aber eigtl. kein Problem sein sollte. Zumindest laut meiner Simulation sollte dadurch die Durchlassdämpfung sogar etwas niedriger sein. Was jetzt? NF-Vorstufe? Oder alles nochmal auseinanderpflücken weil ein Fehler drin sein muss?
Durch die Mittelanzapfung kann man eine bessere Schaltung verwenden. Hilfreich wäre auch, den Übertrager aus einer Quelle mit Ri=1k zu speisen. Durch 9 dividiert wäre dann der Innenwiderstand auf der Sekundärseite bei 111 Ohm. Ganz allgemein gilt bei Leistungsanpassung, daß die Urspannung den doppelten Wert der außen zu messenden Spannung hat. Wenn Du also bei der Spannungsquelle 2 Volt angibst, kommen außen 1 Volt an. Nach dem Übertrager sind es noch ca. 330 mV. Dieses große Signal kann von einer Schottkydiode nicht mehr sauber verarbeitet werden, sie kommt in die Begrenzung. Dann funktioniert es mit einer 1N4148 oder jeweils zwei Schottkydioden in Reihe besser. PS Die beiden Kondensatoren C4 und C5 lagen sowiso parallel.
Hm, leider kann ich dem Mischer jetzt gar keinen Ton mehr entlocken. Spielt denn die Phasenlage irgendwie eine Rolle? Übertrager mal umpolen? Oder kann ich gar nichts hören, weil noch nichts abgeschirmt ist und der BFO mir die ZF zustopft? Brauche ich bei dem Mischer nicht noch einen Pfad nach GND? Falls ich mit dem Diodenmischer nicht glücklich werde, spricht etwas dagegen hier auch wieder einen FET als Mischer einzusetzen?
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> dem Mischer jetzt gar keinen Ton mehr entlocken Das ist was Elementares. Schwingt der BFO? Der NF-Verstärker funktioniert, da ja AM noch spielt. > Spielt denn die Phasenlage irgendwie eine Rolle? Nur bei den Sekundärwicklungen müssen sich die Spannungen addieren, nicht Subtrahieren. Die Dioden müssen in entgegengesetzte Richtungen gepolt sein, sonst kommt auch nichts raus. > noch nichts abgeschirmt ist und der BFO mir die ZF zustopft Wenn der BFO nicht auf der ZF-Eingangsseite angeordnet ist und kurze Anschlussleitungen hat, sollte es funktionieren. Aber komplett ausschließen kann man das nicht. Dreh mal die Frequenz ein paar kHz nach unten, damit er aus dem Durchlassbereich rauskommt. Der BFO sollte einen DC-Pfad gegen GND haben, nicht wie zuvor mit einem C dazwischen. Ansonsten ca. 1 k gegen GND schalten und auf der Ausgangsseite einen Kondensator 10µ zum Verstärker. Normalerweise funktioniert das recht gut. Mit so einer Schaltung hab ich mir einen DC-Receiver für 40m gebaut. Der mischt also direkt von 7 MHz auf die NF runter. Aber wirklich wichtig ist, den Mischer niederohmig anzusteuern und in meinem Fall auch niederohmig (mit Diplexer) abzuschließen, sonst hast Du gleich 10-15 dB Dämpfung. > einen FET als Mischer Schau mal da (Schematic 4): http://www.qrp.pops.net/cascoder1.asp Da hättest Du keinen Pufferverstärker benötigt, weil der BFO hochohmig in den oberen Fet reingeht. Andererseits reduziert sich die Anzahl der Bauteile auch nicht.
Kann es sein, dass ich Esel den Übertrager falsch gewickelt habe?^^ Wie mir gerade auffällt hab ich die Primärwicklung einmal komplett rund auf FT82-61 und die Sekundärwicklungen dann bifilar AUF die Primärwicklung.
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> auf FT82-61 und die Sekundärwicklungen dann bifilar
Hui, der ist aber groß, aber es müssen auch viele Windungen drauf.
Möglicherweise ist dann der Koppelfaktor geringer, aber es sollte
trotzdem funktionieren.
Ich hätte 5 Drähte a 90 cm parallelgenommen und verdrillt. Dann 38
Windungen draufgewickelt und anschließend die jeweiligen Wicklungen
(primär 3, sekundär 2) in Reihe geschaltet. Lediglich das Ausmessen der
zugehörigen Drähte ist eine Fummelei. Damit kommt man auf einen
Koppelfaktor von ca. 0,95.
So, hab den Fehler gefunden^^. Am Übertrager waren sekundär die falschen Adern verlötet :-D. Momentan hat er aber eben die Werte 1mH primär und 2*100uH sekundär. Was ja einem Widerstandsübersetzungsverhältnis von ca. 5 entspricht, da beide Sekundärwicklungen in Reihe liegen? Ich habe aber am ZF-Ausgang so irgendwas um 8kOhm und muss auf ca. 100 Ohm runter. Also müssten sich optimalerweise die Induktivitäten im Verhältnis 80:1 bewegen? Bin da momentan iwie verwirrt. Da studiert man Nachrichtentechnik, aber sowas wird da nicht behandelt. Nur noch Digitalkram^^. Momentan bin ich jetzt auf dem Stand, dass ich wieder AM höre, allerdings so leise, dass der NF-Amp voll aufgedreht werden muss. Aber das sollte mit Diplexer ja wieder besser werden. Trotzdem denke ich, dass die Anpassung iwie noch nicht stimmt am Eingang. Leider hab ich von Trafos wie gesagt nur ganz wenig Ahnung.
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produkt_detektor.gif
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Kannst Du die Primärwicklung nicht irgendwo reinschalten? Oder einen
Pufferverstärker davor? Vermutlich schließt die Primärwicklung auch das
AM-Signal kurz.
> Leider hab ich von Trafos wie gesagt nur ganz wenig Ahnung.
Dazu müßtest Du eher Deine aktuelle Schaltung mal dranhängen, eventuell
gibt es ja eine einfache Möglichkeit.
> 1mH primär und 2*100uH sekundär. Was ja einem > Widerstandsübersetzungsverhältnis von ca. 5 entspricht Die Last hängt aber immer nur an einer Sekundärwicklung, da die andere Diode sperrt. Dadurch ist das Verhältnis 10:1, aus 100 Ohm werden also 10 kOhm. Die Primärimpedanz der 1mH Induktivität ist mit <3 kOhm zu niedrig. Da müßten primär doppelt so viele Windungen drauf, um auf 12k Impedanz bei 4mH zu kommen und dazu kommen dann noch die transformierten 10k. Das ginge eher mit einem Doppelloch-Kern BN-43-2402 mit einem AL-Wert von 1440. Mit 53 Windungen hätte man die 4 mH, allerdings mit einem hauchfeinen Draht. Da würde ich eher doch über eine andere Schaltungsvariante nachdenken.
Manchmal liegt das Problem ja ganz woanders! :-D Das Signal war so leise weil der NF-Verstärker am schwingen war :-D Das sind die Tücken von so fliegenden Aufbauten^^. Nochmal mit dem Lautstärkeregler gespielt, und siehe da, nach ein wenig suchen höre ich SSB im 40m Band. Zwar immer noch recht leise, dh man muss die Lautstärke ziemlich hoch drehen und natürlich mehrere Sender auf einmal, da ja noch das breite AM-Filter verwendet wird. Ich hatte mir gedacht jetzt erstmal so weiterzumachen: Mischerausgang an Diplexer evtl. noch NF-Vorstufe mit kleiner Verstärkung dann versuchen aus den 3 Resonatoren die ich noch habe ein Ladderfilter aufzubauen. Hier hatte ich mal ein Beispiel gefunden: http://3.bp.blogspot.com/_NMj-9LgFijY/Su-haEhxdRI/AAAAAAAACF8/txhAP-_O8VE/s1600/SR-7DX_Rev1.JPG Zwar für CW, aber man müsste ja nur die Bandbreite erhöhen. Prinzipiell wärs dann ja auch kein Problem eine andere, eine tiefere ZF zu wählen, um auszugleichen, dass der BFO sich nicht über 455khz ziehen lässt?
> Mischerausgang an Diplexer Das ist nur beim ersten Mischer notwendig, falls ein Diodenmischer verwendet wird und dahinter z.B. gleich das Quarzfilter kommt. Bei einem JFet als Mischer bringt das IMHO nichts und beim Produktdetektor auch nicht. > evtl. noch NF-Vorstufe mit kleiner Verstärkung Lieber mit einer Kollektorschaltung bzw. Sourcefolger die 8k auf 1k oder weniger reduzieren. > mit 3 Resonatoren die ich noch habe ein Ladderfilter Drei sind vielleicht ein bisschen wenig. Du hast ja schon erwähnt, die Bauteilwerte beziehen sich auf CW. Die Kapazitäten müssen halbiert oder gedrittelt werden. Ein SSB-Ladderfilter wird automatisch auch einen flacheren Flankenverlauf haben. Aber einfach ausprobieren, drei Filter sind besser als gar keines. > Prinzipiell wärs dann ja auch kein Problem, > eine tiefere ZF zu wählen Die rutscht automatisch tiefer, es sind ja die selben Schwinger und es werden Cs im nF-Bereich verwendet. Alternativ könntest Du versuchen, ein SSB-Filter in der Bucht zu ersteigern. Die schmaleren mit 2,4kHz sind leichter zu bekommen als die 2,7kHz.
Hallo Sven
> Primärimpedanz der 1mH Induktivität ist mit <3 kOhm
Gerade hatte ich noch die Idee, Du könntest einen 120 pF Kondensator
parallel zu der Primärspule schalten. Falls der Innenwiderstand
tatsächlich 8 kOhm hat, erhöhst Du dadurch das Signal um 9dB.
Ich hab vorhin einfach mal einen neuen Übertrager mit passenden Werten und dem richtigen Transformationsverhältnis gewickelt. Auf einem doppel-U-Kern ging das ganz fix und war mir lieber als jetzt noch eine Transistorstufe anzubauen, da die Dinger mir langsam knapp werden. Das Teil ist zwar irre groß, aber das stört mich eigtl. nicht, da im Gehäuse genug Platz ist und das Ding ja nicht mobil sein soll. Auf jeden Fall ist jetzt zum Betrieb mit AM-Demodulator kein hörbarer Lautstärkeverlust mehr festzustellen. Falls ich den Ausgangswiderstand in Spice richtig bestimmt habe, dann braucht man nach dem Produktdetektor wie du schon schriebst kein Anpassglied mehr zum NF-Verstärker.
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Ich hab mal mit AADE ein Ladderfilter entworfen. Sieht ja eigtl. garnicht schlecht aus, bis auf die hohe Durchgangsdämpfung. Die Bauteilwerte hab ich mal wie vom Programm berechnet stehen lassen.
Hallo Sven, geb mal bei der Spannungsquelle "AC 2" an, dann stimmen die Pegel. Direkt an der Spannungsquelle ergibt sich ein Pegel von 6 dB, nach dem 2k sollten sich bei korrekter Anpassung 0 dB innerhalb der Filterresonanz ergeben. Dann ist die Dämpfung mit ~3 dB gar nicht so groß. Ist Dir auch aufgefallen, wo die Filtermitte liegt?
Jepp, 445kHz. Das bedeutet ich brauche einen BFO von 443.5 - 446.5 kHz? Leider krieg ich den BFO nur bis 444.5 gezogen, hab alle 4 Resonatoren probiert...1 einziges kleines Kilohertz fehlt :-( Also muss wohl doch ein LC-BFO her? Reicht es aus den Keramikschwinger einfach durch einen geeigneten LC-Kreis zu ersetzen? EDIT: Wobei, wer weis ob das Modell 100%ig stimmt. Evtl. lohnt es sich auch einfach mal aufzubauen und zu probieren?...
> 1 einziges kleines Kilohertz fehlt Probiers mal mit einer Drossel 47-68µH in Reihe zum Quarz und den Ziehkondensator gegen GND. > Evtl. lohnt es sich auch einfach mal aufzubauen Die einzelnen Typen unterscheiden sich schon ein wenig. Und mit einer Drossel gehts noch ein Stück weiter. Versuch macht klug!
Zum Glück hab ich alle alten Fernbedienungen aufgehoben: In den meisten waren auch die cbs455 drin. Mit 4 davon in Reihe + 90uH Drossel komme ich jetzt auf 442khz tiefste BFO-Frequenz. Allerdings hab ich ein wahnsinnig lautes Rauschen drin. Mal prüfen woher das kommt. Wahrscheinlich Oszillator. Allerdings ist das ganze auch noch n Versuchsaufbau mit Krokoklemmen, was das Ergebnis wahrscheinlich auch nicht besser macht. Demnächst mal fest montieren und weiter prüfen. Jedenfalls kann man (zwar sehr leise) schon mal SSB empfangen mit dem selbstbau-Filter.
Scheint als hätte ich mich zu früh gefreut: Der Oszillator produziert mit der Beschaltung einfach zu viele Störgeräusche. In einer der Fernbedienungen war zwar ein Resonator BSU450 drin, der sich wunderbar von 457 bis 453 ziehen lässt, aber leider passt da ja das Filter wieder nicht. Sieht so aus als komme ich hier erstmal nicht weiter...
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> zu viele Störgeräusche
Möglicherweise handelt es sich um Pendelschwingungen.
Alternative:
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Das Keramikfilter ziehen (siehe Anhang)
Damit komme ich mit der unteren Flanke auf 445,5 kHz.
Scheinbar kommen die Störgeräusche daher, dass bei Reihenschaltung alle Harmonischen n=1,2,3 gebildet werden und mit fast gleicher Amplitude bis wenigstens über 2 MHz rausgehen. Ich hab mir jetzt folgendes überlegt: Da die Keramik-Resonatoren ja sehr günstig sind hab ich mir mal die gesamte Palette von 425-500kHz bestellt. Damit werde ich dann testen ob sich nicht doch ein BFO mit 1 Resonator von 443-447 kHz bauen lässt, ohne zu weit ziehen zu müssen. Mit den jetzt frei gewordenen zusätzlichen 455ern könnte ich ein 8-poliges Filter für SSB bauen. Sollte ich mal ein SSB-Filter für 455kHz günstig finden werde ich mir eins besorgen. Leider hat alles was ich bis jetzt finden konnte den Preisrahmen für so ein Bastelprojekt völlig gesprengt (um 60€ nur für das Filter lohnt sich da einfach nicht). 15€ wäre da meine Schmerzgrenze. In der Zwischenzeit werde ich mal versuchen wie in deinem Vorschlag das Filter zu ziehen, mal sehen was ich damit erreiche. Ich stelle mir sowieso die ganze Zeit die Frage inwieweit man beim Filter Simulation und Realität vergleichen kann bei den Bauteilen die mir zur Verfügung stehen. Da ich kaum Styroflex habe musste ich teilweise auf Folienkondensatoren zurückgreifen, mit der bekannten Streuung. Wenn ich im Spice die Werte aber mal ein wenig variiere scheinen die Bauteile erstaunlicherweise ja eher unkritisch zu sein?
Eine Frage hätte ich mal noch zur Anpassung von Keramikfiltern: Ich hab ja für AM zunächst erstmal das LTU455E2 drin mit einer 6dB Bandbreite von +/- 7.5kHz und einer Impedanz von 1.5 kOhm. Im Datenblatt findet man leider keine Anpassschaltung. Dazu käme dann noch das Ladderfilter, bei dem AADE mir eine Impedanz von ca. um 50 Ohm vorraussagt und bei Abweichung Resonanztransformatoren an Ein- und Ausgang anhängt. Welche Möglichkeiten hätte ich jetzt beide Filter an a) Mischer und b) ZF-Verstärker anzupassen, da diese ja für die Betriebsarten AM und SSB umschaltbar sein sollten? Der Mischerausgang liegt laut Spice bei ca. 80kOhm und der ZF-Eingang dürfte so zwischen 3-5 kOhm liegen. D.h. ich müsste von 80kOhm runter auf 1.5kOhm (bzw 50) und dann von 1.5(50) wieder rauf auf 3-5 kOhm. Normalerweise hätte ich jetzt Übertrager gewickelt, aber das wären dann gleich wieder 4 Stück, daher die Frage ob es hier auch eine einfachere, halbwegs zufriedenstellende Lösung gibt?
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> Der Mischerausgang liegt laut Spice bei ca. 80kOhm IMHO sollte am Mischerausgang erstmal eine LC-Filter folgen. Dies hattest Du ja schon mal drin. Dann, wie Du schreibst, über die Resonanztransformation oder eine Koppelwicklung auf 1,5k runter. > Welche Möglichkeiten hätte ich jetzt beide Filter an > a) Mischer > b) ZF-Verstärker anzupassen, da diese ja für die > Betriebsarten AM und SSB umschaltbar sein sollten? Ich würde die Filter kaskadieren, um wie im angehängten gif die untere Filterflanke des breiten Filters zur Verbesserung der flachen Seite des Ladderfilters zu benutzen. Denn die unteren Filterflanken fallen ungefähr zusammen. Auf der Unteren Seite hilft das zweite Keramikfilter, auf der oberen ist das Ladderfilter sowiso steiler. Dann wäre die Reihenfolge: Mischer, LC-Filter, breites Keramikfilter, Verstärkerstufe, LC-Filter, irgendwo hier die Umschaltung zwischen SSB oder AM, LC-Filter, dann Verstärkerstufe, LC-Filter, dann Umschaltung Demodulatoren. Den Produktdetektor über eine Kollektorschaltung ansteuern. > und der ZF-Eingang dürfte so zwischen 3-5 kOhm liegen. Falls die Schaltung bis zu dieser Stelle schon einige dB Gewinn hat, kann einfach zur Anpassung ein weiterer 2.7k gegen GND geschaltet werden. Impedanzanpassung: Es gibt einmal passive Netzwerke wie Pi und T-Glieder. Auch über einen LC-Tiefpass/Hochpass kann man anpassen. Einfach beim AADE Filter Designer die Ein-/Ausgangsimpedanz angeben. Dann gibt es Breitbandübertrager und Resonanzübertrager. Bei letzteren kann kapazitiv, über eine Anzapfung oder eine Koppelwicklung ausgekoppelt werden. Es kommt auch darauf an, ob ein breitbandiger Abschluß benötigt wird oder nur bei Resonanz. Eine Bipolar-Basisschaltung kann zwischen 20 und 250 Ohm Eingangswiderstand haben je nach verwendetem Typ und Arbeitspunkt. Man kann eine Gegenkopplung einbauen, welche die Impedanz und die Verstärkung anpasst. Bei der Basisschaltung ist der Ausgangswiderstand hochohmig, bei der Emitterschaltung mittel und bei der Kollektorschaltung sehr niederohmig um 10 Ohm. Bei der Kaskodenschaltung wird das noch kombiniert, oder man kann einer Emitterschaltung eine Kollektorschaltung folgen lassen. Zu jedem Pegel gibt es einen Widerstandswert, welcher das selbe äquivalente Rauschen erzeugt. Da sollte man deutlich drunter bleiben. Jede Verstärkung, Dämpfung und Mischen verringern den Dynamikbereich. Es wird einfach immer klarer, wie wichtig es ist, vorher einen guten Plan zu haben. Keine Ahnung, wie weit fortgeschritten Dein Aufbau momentan ist und wieviel Du noch ändern möchtest. Könntest Du ein Blockdiagramm zeichen, wie Du Dir das vorstellst?
>Es wird einfach immer klarer, wie wichtig es ist, vorher einen guten >Plan zu haben. Hehe, genau das ist der Punkt. Da das ganze ja als Lern- und Spaßprojekt aufgezogen wurde gibts keinen Pegelplan oder Ähnliches. Allerdings habe ich darauf geachtet, alle Blöcke jeweils isoliert voneinander aufzubauen, d.h. es ist kein Problem den Mischer mal eben auszutauschen oder das Filter+Anpassung zu ändern. Mir ist natürlich klar, dass ich hier keinen Hochleistungsempfänger erreichen werde. Ich versuche eben nur im Rahmen meiner Möglichkeiten das Optimum zu erreichen. Z.b. kann ich beim ZF-Verstärker leider nicht auf die induktive Auskopplung an den Bandfiltern zurückgreifen, da ich hier verschiedenste Typen, ausgelötet aus alten Radios, verwenden muss. Primär kann ich die durchaus noch messen, aber auf der Sekundärseite fehlt mir die Messgenauigkeit bei meinem LC-Meter. Das ist eben das Problem bei solchen "Lernprojekten", man hat nie die besten Möglichkeiten und muss vieles improvisieren. Der momentane Stand sieht ungefähr so aus: Preselektor->HF-Vorstufe->Mischer->ZF-Filter->ZF-Amp->a)AM-Demodulator/ b)Produktdetektor->NF-Tiefpass->NF-Verstärker. Es funktioniert auch soweit, ich kann AM sehr laut und SSB in annehmbarer Lautstärke hören (Ich nutze momentan erstmal einen LC-BFO). Es gibt nur Probleme mit Eigenschwingungen der ZF und NF Stufe, was wohl an den Fehlanpassungen liegt. Ich werde nächste Woche mal ein Blockdiagramm hier posten. Wie gesagt, momentan ist es kein Problem in der Schaltung noch Blöcke einzufügen oder zu ändern, ich hab es extra so aufgebaut. Hauptpunkt wäre aber eben die Anpassung der Filter, was ja wegen der Durchlasskurven recht kritisch ist.
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Hallo Sven Hier ist mal ein Vorschlag. Die Schaltung hat zwar beim Ladderfilter eine Dämpfung von 3 dB und beim LTU455 von >10 dB, da jedoch der Schwingkreis am Mischer kaum belastet wird, hat dieser eine richtig gute Resonanz. Komplett sollte das Signal also kaum schlechter werden. Die Anpassungen sind jetzt halt zum Großteil durch Widerstände vorgenommen. Mit Sicherheit wird der Rauschabstand etwas schlechter werden, in welchem Maße, müßte man mühsam ermitteln oder einfach ausprobieren.
Das sieht doch sehr gut aus. Ich wusste nicht, dass es zulässig ist hier mit Widerständen anzupassen, dachte da wird die Dämpfung zu groß. Um die Schaltung mal kurz nachzuvollziehen: Mischerausgang geht auf 34kOhm Reihe, dann auf Sourceschaltung 2n3819 zur Verstärkung und direkt auf Bf199 als Emitterfolger um niederohmig rauszugehen. Dann die Umschaltung und je nach Filter bei LTU nochmal ein Sourcefolger(?) und beim Ladderfilter direkt auf den Zf-Amp. Sehr schöne und vor allem einfache Schaltung, die ich erstmal so direkt übernehmen werde. Ich werde die Anpassglieder als einzelne Module aufbauen, also kann man später immer noch mal auf Resonanztransformatoren ändern.Momentan hab ich aber einfach keine Lust noch mehr von winzig kleinen Ringkernen (T-30-6) zu bewickeln^^. PS: Vorhin kamen die Resonatoren mit der Post. Ich werde alle mal nacheinander einlöten und schauen welche Frequenzbereiche die abdecken.
Eben mal die verschiedenen Resonatoren durchgeprüft: Schaltung ist die vom BFO, die ich mal gepostet hatte, Ziehkondensator ca. 40-750pF. CSB429: 420.4 - 431.5 kHz CSB455: 445.5 - 454.0 kHz CSB470: 462.0 - 470.5 kHz CSB485: 474.5 - 484.5 kHz Man kann also davon ausgehen, dass man die Resonatoren immer ca. 10kHz von der Nennfrequenz nach unten ziehen kann. Jetzt wäre noch interessent zu wissen wo jeweils die Mittenfrequenz für ein Ladderfilter liegen würde. Da es beim 455 bei ca. 445, d.h. an der unteren Frequenzgrenze liegt, kann man evtl. davon ausgehen, dass das bei den anderen Resonatoren dann ähnlich sein wird. Was bedeuten würde, dass man keine Kombination BFO/Filter mit diesen Resonatoren erreichen kann, die passen würde.
> Mischerausgang geht auf 34kOhm Der muss nicht rein, das ist der Innenwiderstand des Mischers. Du kannst Dir vorstellen, was übrig bleibt, wenn er durch den ZF-Eingang mit 1,25k belastet wird. > bei LTU nochmal ein Sourcefolger(?) Ja, ohne wär der Unterschied zwischen LTU455 und Ladderfilter zu groß geworden. Ich werde das jetzt mal komplett simulieren und dann hier reinstellen. > dass man die Resonatoren immer ca. 10kHz > von der Nennfrequenz nach unten ziehen kann. Möglicherweise geht es doch tiefer. Aber immer wenn die Drossel ins Spiel kommt, bildet diese mit der Parallelkapazität des Keramikschwingers einen Reihenschwingkreis, es entsteht eine zweite Resonanz oberhalb 1MHz und die Schaltung beginnt dort zu schwingen. Eventuell könnte man einen Butler-Oszillator verwenden, diesen jedoch nicht auf die 3 oder 5-fache einstellen, Sondern auf die Grundfrequenz. Damit wäre die andere Resonanz weg. > wo jeweils die Mittenfrequenz für ein Ladderfilter liegen würde Wenn Du vom 455-Schwinger ausgehst, sollte das ca. 7 kHz unter der angegebenen Frequenz liegen. Allerdings ändert sich die Filtermitte mit der Bandbreite. Die linke Filterflanke bleibt ungefähr gleich.
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Hallo Sven Erstmal scheint die erste Version des Pufferverstärkers Probleme mit dem Arbeitspunkt zu bereiten. Des weiteren ist die Gesamtverstärkung zu hoch. Deshalb hat er jetzt nur noch Stromverstärkung, belastet jedoch den ersten Schwingkreis noch weniger. Beim ZF-Verstärker hab ich die Widerstandswerte des Basis-Spannungsteilers erhöht. Der Eingangswiderstand beträgt jetzt relativ genau 3 kOhm. Dadurch kann der JFet beim LTU455 entfallen und die Pegelverhältnisse werden sogar noch um 3-4 dB besser. Wenn alles soweit funktioniert, würde ich an Deiner Stelle den ZF-Verstärker nochmal umbauen. Und zwar auf zwei Kaskodenstufen mit je einem Schwingkreis und einem dritten Schwingkreis für den Demodulator. Der letzte Schwingkreis entfernt breitbandiges Rauschen, das dann auch demoduliert werden würde. Der Aufwand wäre nicht größer als jetzt, aber die Kaskoden sind regelbar und vor allem die Schwingneigung ist wesentlich geringer.
Hallo, so langsam hab ich ja ein richtig schlechtes Gewissen, weil Du die ganze Arbeit für mich machst! :-D Wenn alles steht wollte ich den ZF-Verstärker auf jeden Fall austauschen, der hat mir von Anfang an so nicht gefallen. Beim BFO werde ich jetzt erstmal beim LC-Schwinger bleiben, er ist gar nicht so unstabil wie ich befürchtet hatte und ich hab keine Probleme mehr die richtigen Frequenzen zu treffen.
Der Thread ist für mich einfach faszinierend. Ich habe auch vor einen KW Empfänger zu basteln, bin aber noch dabei auszuklamüsern was ich aus dem recht umfangreich vorhandenen Material so auf die Beine stellen möchte. Vorhanden sind u.A. DDR Quarzfilter mit 70,2Mhz, 18Mhz und 10,7Mhz Mittenfrequenz und ca 18Khz Breite als 1. ZF. Für die 2. ZW stehen mechanische Filter ebenfalls aus DDR Produktion zur Verfügung, 200Khz Mittenfrequenz, 9 Stück mit USB, LSB, und mit symmetrischen Durchlaßbereich, auch schmale Filter zur Trägerrestaurierung mit 110Hz Breite, 2 IE800 Ringmischer habe ich auch. Ich hatte vor, einen Doppelsuper von ca 200Khz bis 30Mhz zu basteln, 1 ZF umschaltbar 10,7 bzw. 18Mhz und dann runter mischen auf 200Khz. (Die Umschaltung um auf den Bändern liegender ZF aus dem Weg zu gehen). Vorläufig bin ich auf der Suche nach geeigneten Quarzen um die ZF runter mischen zu können (10,6 und 17,9 Mhz) ggf. muß ich die schleifen lassen was ich vorläufig umgehen möchte :-) Ein Einfachsuper mit nur 200Khz Filtern fällt wohl wegen der fehlenden Spiegelfrequenzdämpfung aus. Ich wollte den 1. Ringmischer direkt ohne Vorverstärkung an den Eingang hängen, nach den 1. beiden Quarzfiltern Aufholverstärker, dann sowas wie MC1496 oder K140MA1 oder B222, 20khz Filter mit Diodenumschaltung, Produktdetektor (weiß noch nicht wie.., A220 [TBA120]?) Habt Ihr irgendwelche Hinweise für mich? Hier in diesem Thread habe viel Know How abgreifen können, dankeschön. Gruß, Holm
Hallo Holm Tiffe > auch schmale Filter zur Trägerrestaurierung mit 110Hz Das scheint ja lange vorbereitet zu sein. > den 1. Ringmischer direkt ohne Vorverstärkung an den Eingang > nach den 1. beiden Quarzfiltern Aufholverstärker Dir werden dann für die höheren Bänder von Anfang an 10 dB Rauschabstand fehlen, das läßt sich nicht aufholen. Nicht dass er taub wird. Eher einen Vorverstärker vorsehen, der sich per Tastendruck umgehen läßt. Hast Du einen 80,9 MHz Quarz, um auf 10,7 runterzukommen? Normalerweise habe ich mich auf 10,7 MHz als Quarzfilter festgelegt, die 200kHz wären nicht unbedingt nötig. Sie aber haben wahrscheinlich eine sehr gute Qualität. > um auf den Bändern liegender ZF aus dem Weg zu gehen Ja, bei großsignalfester Auslegung reicht vorerst ein Tiefpass bis 30 MHz, da ja die niedrigste Spiegelfrequenz bei 140 MHz liegt. Der größte Aufwand wird wohl in der Frequenzaufbereitung bestehen. Der VFO muß von 70,2 bis 100,2 MHz reichen. Das geht sinnvoll nur mit PLL. In dieser Hinsicht wurde ja in den ehemaligen DDR-Geräten ein ziemlich großer Aufwand getrieben. Eventuell könnte man mit einem zweiten PLL-Kanal die 10,6 Mhz erzeugen. Falls alle Frequenzen aus einer Quelle stammen, heben sich Quarzdriften zum Teil auf. Die Referenzfrequenz für die PLL könnte synthetisch mit einem DDS Baustein im einstelligen MHz-Bereich erzeugt werden. Das geht mit einem günstigen Baustein, z.B. AD9850/51. Der Takt könnte aus dem 80,9er Quarz stammen, optionalerweise thermostatisiert. Die Drift beträgt leicht vom Einschalten bis zur Stabilisierung 10-20 ppm, das entspricht 1-2 kHz beim VFO. Dann würde ich noch einen FM-Demodulator vorsehen fürs 10m-Band.
Du gehst jetzt von den 70,2Mhz Quarzfiltern aus, die ich hier eigentlich nicht benutzen wollte. Ich wollte 10,7 oder 18Mhz und 200Khz benutzen. http://www.tiffe.de/Robotron/EKD300/MQF.pdf Das 10,7Mhz filter hat etwa die selben Daten wie das 18er. Die Daten des 70,2Mhz Filters sind hier mit drin. Ich habe 2 70,2Mhz Filter bin mir aber nach wie vor nicht sicher ob die OK sind, ich habe auf meinbem Wobbler noch keine vernünftige Durchlaßkurve dieser Filter darstellen können, mit dem 10,7 und 18Mhz Filtern ist mir das allerdings gelungen. Die Daten der 200Khz magnetomechanischen Filter sind etwa so: http://www.tiffe.de/MF200/MF200-E-0235.pdf und http://www.tiffe.de/MF200/MF200-0120-8.pdf Ich habe 2,35Khz mit positiver und negativer Ablage (LSB+USB) (MF200+E-0235, MF200-E0235), 5,7Khz LSB und USB (MF200+E0575 und MF200-E-0575), 110Hz, 150Hz,500Hz,1,4KHz, 1,9KHz (2x), 3,1KHz, und 6Khz mit symmetrischer Durchlaßkurve, außerdem noch obskure Filter für RTTY Demodulatoren mit 198,650 und 201,350 KHz Mittenfrequenz und 500Hz Breite sowie 199,550 und 200,450KHz und ebenfalls 500Hz Breite. Wen es interessiert, der findet das komplette Eingangsteil des EKD300 (Preselektorplatinen und 1. Mischer mit Quarzfilter 70,2Mhz) des DDR EKD300 auf ebay vom VK "koediefu" z.B. 250928335681. (Ich bin nicht verwandt oder verschwägert) (Schaltpläne dafür gibts bei www.funkamt.de) Beim Funkamateur gibt es auch einen mit I2C programmierbaren Quarzoszillator SI570 mit 10-160Mhz und CMOS Ausgang für 24,50, das MQF70,2-1600 gibts dort auch für 19 Euro.. Das will ich aber Alles so nicht zusammenbauen weil das schon fix und fertig hinter mir steht in Form eines EKD500, einen EKD300 den ich auch noch besitze habe ich an einen Kumpel dauerverliehen.. Der EKD500 spielt gerade, allerdings nur MDR Info auf 1044Khz :-) Der SI570 vereinfacht die Frequenzaufbereitung natürlich extrem, ich weiß nicht ob man das billiger "zu Fuß" hin bekommt auch wenn die 24,50 nicht gerade für lau sind. IMHO kostet das Schleifen spezieller Quarze auch nicht weniger als 20 Euro/Stück. Dieses Teil gibts auch mit LVDS Ausgängen für noch höhere Frequenzen. Ich wollte also mit der 1. ZF von 10,7 und 18Mhz arbeiten und werde auf der AREB in Dresden an diesem Sonnabend (13.10) mal nach passenden Quarzen gucken. Danach entscheidet sich dann was ich wie gebastelt bekomme. 10,615Mhz Quarze habe ich, (15KHz neben dem Ziel, ich bräuchte 10,600) bei 17,9 noch gar Nichts... Ich habe das Zeug schon eine Weile lang gesammelt (wie man sicher merkt) und will just for Fun halt mal damit was bauen. Ich habe auch noch Strahlablenkröhren ähnlich 7360 da liegen, mit denen sich angeblich sehr großsignalfeste Balancemischer aufbauen lassen sollen... ist auch so eine Art Dauerprojekt, ein Röhrenempfänger wäre ja auch mal nicht schlecht, allerdings hat der dann (bei entsprechender Konsequenz Röhren verwenden zu wollen) noch größere Probleme mit der Frequenzaufbereitung, weshalb ich da eher das mal in der Bucht inklusive der Seitenbandquarze für 10 DM (!) geschossene XF9B verwenden wollen würde... Einen an die rückseitige 200Khz ZF Buchse des EKD500 anflanschbaren F1A Demodulator (TBA120) habe ich schon mal gebastelt, die Platine liegt irgendwo herum :-) Ich habe nur so gut wie keine Erfahrungen mit Schwingkreisimpedanzen und der Dimensionierung von Anpaßgliedern und gerade da enthält Euer Thread hier oben viel Wertvolles für mich.. Gruß, Holm
> Strahlablenkröhren ähnlich 7360 Ein 10m Röhrenprojekt gibt es bei mir auch in der Warteschlange. Zuerst hatte ich mir ein Graetz-Röhrenradio gekauft, um alle Betriebsspannung, Heizung usw. schon zur Verfügung zu haben. Obwohl das Ding so alt ist wie ich, spielt es so gut, dass ich es nicht übers Herz brachte, es zu opfern. Dann hab ich ein weiteres, defektes Quelle-Röhrenradio aus der Bucht geholt und nur darauf geachtet, dass es auf einem Blechchassis aufgebaut ist. Dann das Frontend einschließlich UKW-Tuner komplett entfernt. Es gibt einen dreifach-Drehko, welcher auch mechanisch mit dem Seilzugsystem des Radios zusammenpasst. Das ZF-Teil soll mit einem selbstgebauten 9MHz Half-Latticefilter ausgestattet werden, die NF funktioniert nach Tausch eines Elkos wieder. Es fehlt "Nur" noch das Frontend mit Vorverstärker, driftarmem Oszillator und Mischer. Der Vorverstärker soll rauscharm mit einer EF183 oder EF184 oder einer EC92 aufgebaut werden. Der Schwingkreis liefert schon kostenlose Verstärkung, deshalb wäre gerade eine Triode in Gitter- oder Zwischenbasis-Schaltung gut geeignet. Als Mischer mit Oszillator soll eine ECH81 dienen. Vermutlich ist gerade diese Röhre als Mischer aber nicht besonders großsignalfest. Eventuell geht es besser im Gegentakt mit einer Doppeltrioden. > Der SI570 vereinfacht die Frequenzaufbereitung Davon hab ich noch nie einen verbaut. Meinst Du den C-MOS? Vermutlich muß wegen der Streuung erst die Frequenz vermessen werden. Die sollen ja ziemlich weit runtergehen, weiter als im Datenblatt angegeben.
Solchen Röhrenradiokram habe ich auch zur Genüge und Röhren habe ich so viele, dass ich damit handeln muß (military-tubes.com).. Ich schicke Dir gerne so eine Sheet Beam Tube (6AR8,6ME8,6JH8) für den Mischer (als Dankeschön für Dein breitgetretenes Wissen oben). Das Ding hat eine Art Strahlsystem mit Deflektorelektroden und 2 Anoden. Das Teil ist damit ein trägheitsloser Schalter. Die Kennlinien entsprechen denen einer guten Pentode (wenn man die Deflektorelektroden bei Seite läßt). Die RCA 7360 war wohl die erste dieser Reihe, später wurden die verbessert und massenweise in amerikanischen Fernsehern eingesetzt (die oben genannten Röhren sind in den USA Schüttgut). <VORSICHT!> Du benutzt Linux? dann guck mal hier, google nörgelt rum das die Seite Schadcode enthalten würde, mein FreeBSD wird wohl auch nicht gefärdet sein :-) jlandrigan.com/files/Receivers/SSB%20Exciter%20Circuits%20Using%20the%20 7360.pdf /VORSICHT!> Sie wurden massenweise in Synchrondemodulatoren in den NTSC Decodern eingesetzt. Da die 7360 in einigen kommerziellen Amateurfunkempfängern eingesetzt wurde, wird sie heute beinahe mit Gold aufgewogen. Die späteren Röhren sollen aber eigentlich besser sein. Schaltbeispiele habe ich. Ein stabiler, SSB tauglicher VFO ist bei Röhrentechnik wohl das größte Problem. Ich habe den SI570 auch noch nie eingesetzt, bin nur beim stöbern darüber gestolpert und habe das Ding im Hinterkopf behalten. Da man das Teil sowieso mit einem Rechner beheizen muß, kann dieser auch die Kalibrierung berücksichtigen. Ich habe mir aber noch keinerlei Gedanken gemacht ob die Dinger auch als VFO einsetzbar sind und in welchen Schritten Frequenzen innerhalb interessanter Bereiche einstellbar sind. An baut aber für 25 Euro keinen digitalen PLL-VFO... Gruß, Holm
Ich habe gerade mal Texas Instruments gebeten mir Samples des CDCE913 zu schicken, wenn ich das Datenblatt richtig interpretiere kann ich aus einer Referenzfrequenz sowohl 10,6 als auch 17,9Mhz generieren und das Ding hat einen EEPROM in dem es sich diese Konfiguration auch merken kann. Die programmierten Frequenzen sind dann über ein Pin umschaltbar. Gruß, Holm
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servus, mittlerweile gibts wieder was neues: mittlerweile hab ich ein 8-poliges Ladderfilter wie im Anhang aufgebaut. Die Werte der Kondensatoren sind real gemessene Werte von 22nF und 4.7nF Bauteilen. Ist ein bisschen sehr schmalbandig (laut Simulation) geworden und klingt auch im Betrieb etwas blechern, aber für einen schnellen Eigenbau und obendrein ersten Versuch ganz annehmbar finde ich. Den BFO habe ich zu einem Colpitts-Oszillator umgebaut, mit dem sich der Resonator jetzt deutlich tiefer ziehen lässt. Momentan höre ich das beste Ergebnis bei SSB mit 444.5kHz BFO-Frequenz. D.h. die simulierten 445kHz Mittenfrequenz vom Filter stimmen wohl mit der Realität nicht überein. Interessant wäre nur zu wissen, liege ich mit dem BFO ober- oder unterhalb? Normalerweise würde ich annehmen, da ich im 40m Band höre: Unteres Seitenband und nicht invertiertes Spektrum (da hörbar) -> BFO liegt unterhalb Filtermittenfrequenz?
@Sven > Ist ein bisschen sehr schmalbandig (laut Simulation) geworden > und klingt auch im Betrieb etwas blechern Bei mir ist es meist so, dass die Simulation mit den vermessenen Werten gut aussieht und zum Schluß ist das Filter doch wieder zu schmal. Probiers mal so: Abschlusswiderstände 82 Ohm Kondensatoren gegen GND 3.3 6x3.9 3.3 nF Reihenkapazitäten 3.9 18 15 15 18 3.9 nF @Holm > Ich schicke Dir gerne so eine Sheet Beam Tube Vielen Dank für das Angebot, ich komme da vielleicht drauf zurück. Ich hatte ja zuvor schon Schaltungsvarianten mit dieser Art Röhre gesehen. Erst muss das Mischerkonzept stehen und auch mit der restlichen Schaltung zusammenarbeiten. Trioden und andere Röhren habe ich genügend, die kann ich in meinem Leben nicht verbauen. Der CDCE913 sieht erst mal interessant aus. Die Spreizspektrum Funktion muß auf jeden Fall aus bleiben. Wie gut das Phasenrauschen ist und wie fein sich die Frequenz einstellen läßt, kann ich momentan noch nicht beurteilen. Hast Du Dir das Datenblatt schon genauer angeschaut? Dafür solltest Du am Besten einen neuen Thread am Besten im HF-Forum aufmachen.
Nun, zum Verstehen von Sprache reicht es ja voll aus, 2.4 oder 2.7 kHz sind da für mich erstmal kein Unterschied (für viele natürlich schon). Ich bin da sowieso kaum verwöhnt, da ich SSB bisher immer mit einem Audion mit Differenzverstärker zur Entdämpfung (nach b.kainka) gehört hatte. Der einzige Filter in dem Gerät (bis auf die beiden Schwingkreise) ist ein Tiefpass 2 Khz 1.Ordnung^^. Im Vergleich dazu tuts die Leiter schon sehr gut, man hört so gut wie keine Nebenkanäle. Aufgrund der etwas hohen Durchgangsdämpfung werd ich evtl. nur für SSB noch einen kleinen Verstärker mit max. +6dB nachschalten, am besten wohl einen FET. Liegt wahrscheinlich an der schlechten Güte der Kondensatoren. Musste da aus Platzgründen auf Kerkos zurückgreifen. Auf jeden Fall war die funktionierende SSB-Demodulation nochmal eine echte Herausforderung, hat doch einige Nerven gekostet^^. Eine Frage noch zum Verständnis: Momentan ist der BFO noch mit Drehko regelbar. Wenn ich drehe hab ich irgendwann vor der optimalen Frequenz ein großes Lautstärkemaximum, wo ich schwache Sender zwar sehr laut höre, aber das ganze dann auch mit unerträglichen Störgeräuschen (Rauschen, lautes Pfeifen) überlagert ist. Drehe ich noch etwas weiter bis zu den 444.5, dann wird es zwar wieder leiser, aber ich habe dann eine gute Sprachverständlichkeit und nur wenig Störung und Rauschen. Ist das eine Eigenart vom Schwebungssummer, oder noch ein Fehler der Schaltung? Eigentlich sollten ja alle hohen Frequenzen durch den NF-Tiefpass recht gut gedämpft werden, daher verwirrt mich das etwas. Allerdings, ich muss es nochmal erwähnen: Noch ist bis auf den VFO absolut NICHTS abgeschirmt! Als Dioden verwende ich 2 1N4148 und die BFO Amplitude stelle ich nach Gehör ein. HF-Tastkopf sagt 800mV, aber da ich keine Möglichkeit habe den zu eichen sagt das wenig aus.
Die SSB Filter im EKD500 den ich hier habe sind IMHO auch 2,7Khz breit, jedenfalls steht das wohl auf den Filtern. Am Gerät steht +- 3,0. Die Modulation ist aber gut verständlich. Der EKD300 hatte ein 2,35Khz breites Filter (von der Sorte wie ich es verbasteln will) und IMHO war das immer die gesuchte Bandbreite für Afu.. Gruß, Holm
> dann auch mit unerträglichen Störgeräuschen > Ist das eine Eigenart vom Schwebungssummer Das kenne ich so nicht. Möglicherweise schwingt die ZF doch noch oder der BFO schlägt auf den 1. Mischer durch. Dann bilden sich dort F+BFO, F-BFO und möglicherweise Kreuzmodulationsprodukte. Wenn dies dann auf die normale Empfangsfrequenz VFO+ZF oder die Spiegelfrequenz fällt... Es ändert sich normalerweise beim Verstellen der Frequenz die Tonhöhe und beim ändern der Amplitude die Lautstärke. Die Amplitude darf so groß gewählt werden, daß die Lautstärke schon wieder ein klein wenig abfällt. Für die Frequenz wäre es ideal, die Filterkurve zu kennen. Falls die -6dB Punkte bekannt sind, dann von dort aus noch 200 Hz höher bzw. tiefer. Das Filter hat an dieser Stelle meist schon 20 dB Dämpfung. Das passt auch zum Thema: Beitrag "Re: Ladderfilter berechnen und bauen" Einfach den Receiver am Line-In der Soundkarte anschließen, beim Mixer die Quelle auswählen und bei Spectran auf Start clicken. Der BFO befindet sich im Bild bei Null Hz. Das Filter soll von dort noch deutlich ansteigen. Ohne Rauschgenerator kann auch eine Stelle ohne Empfangssignal dienen. Dreht man nun auf ein CW-Signal, wird eine Linie im Wasserfall sichtbar. Spectran läßt sich hier herunterladen: http://www.weaksignals.com/
Also die ZF schwingt soweit ich das beurteilen kann nicht mehr, hab alle in Frage kommenden Bereiche mal abgehört mit einem Scanner. Es scheint wohl eine Rückkopplung irgendwo zu sein, wie mir scheint spielt der überdimensionale Übertrager vom Produktdetektor da eine Rolle. Dachte eigtl. dass ein Doppel-U-Kern auch selbstschirmend ist wie ein Ringkern. Scheint aber nicht der Fall zu sein. Wahrscheinlich lohnt es nicht weiter nach der Ursache zu suchen, bevor nicht Mischer und BFO/PD in ihren Abschirmkästen sind. Bei SSB schlagen die hohen Töne ziemlich durch, was bei starken Sendern unangenehm für die Ohren ist. Lohnt sich da ein Begrenzer aus 2 oder 4 antiparallelen Dioden am NF-Eingang? Spectran werd ich mir die Tage mal ansehen, hab momentan noch ne Studienarbeit parallel^^.
Ein Vorwiderstand 3k und zwei antiparallele Dioden 1N4148 machen schon Sinn. Das Begrenzt das Ausgangsssignal auf ca. 0,5 Volt. Dann könnte man noch einen Tiefpass dahintersetzen, oder einen 10nF zu den Dioden parallelschalten, um die hohen Frequenzen durch das clippen zu reduzieren.
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Hab mich eben mal schnell an einer FET-Kaskode versucht. Sieht eigtl. schon ganz gut aus fürn ersten Versuch denk ich. Am Anfang schwingt das Ausgangssignal etwas, aber nach 1-2ms beruhigt sich das Ganze dann scheinbar...
Sobald die Kurve oben spitz wird, würde die Schaltung schwingen. Mach mal zum Schwingkreis 57k parallel, das entspricht einer Güte von 100.
Ah ja, das funktioniert super. Da ich ja momentan, bedingt durch die 2 verschiedenen Filter mit 2 ZF (445 und 455) arbeite, was wäre die beste Lösung: -neues Ladderfilter für AM bauen (wieviele Resonatoren wären sinnvoll?) -2 Schwingkreise pro Kaskode, die umgeschaltet werden -AM Filter ziehen (10kHz erscheint mir aber zu viel) Oder wird der Frequenzbereich in der Praxis nicht so schmal werden, dass man den Unterschied an Verstärkung bemerken würde, wenn ich die Mitte auf 450 lege? Man kann zwar die Schwingkreise noch stärker bedämpfen, aber damit sinkt dann natürlich wieder die Verstärkung...
Geht das auch so? ZF-Filter für SSB/AM/CW umschaltbar->ZF-Verstärker (breitbandig ohne selektive Elemente)->ZF-Filter für AM? Wäre mal interessant wg. Vor-und Nachteile zu Svens selektiven ZF-Verstärker.
@Sven > neues Ladderfilter für AM bauen > wieviele Resonatoren wären sinnvoll? Mindestens auch 8 Resonatoren. Breite Filter fallen leider flacher ab und werden noch unsymetrischer. Bei dieser Lösung würden sich die linken Filterflanken decken. Die rechte Filterflanke des AM-Filters würde dann bis ca. 450 kHz reichen. Laut Berechnung beträgt die maximal erreichbare Breite 8 kHz. > 2 Schwingkreise pro Kaskode, die umgeschaltet werden Ich hab Dir einen Vorschlag angehängt. Dem ersten Filter wird bei der niedrigeren Frequenz ein C mit 27pF parallelgeschaltet. Das zweite Filter ist durch die Bedämpfung am Ausgang sowiso ziemlich flach. Wird es auf die Mitte zwischen den Filtern eingestellt, macht der Unterschied nur 1 dB aus. > AM Filter ziehen (10kHz erscheint mir aber zu viel) Das fertige Filter läßt sich vermutlich kaum ziehen. Es enthält möglicherweise auch 8 Resonatoren und Du kommst nur an die Äußeren dran. > damit sinkt dann natürlich wieder die Verstärkung Die Verstärkung bis nach den Keramikfiltern beträgt ca. 30 dB. Das ist eigentlich schon zu viel. Antenne, Verst, ZF-in min: 1µV * 30 = 30µV mid: 100µV * 30 = 3mV max: 10mV * 30 = 300mV Die ZF sollte sich soweit regeln lassen, daß am Ausgang ca. 150mV rauskommen. Der Regelbereich umfasst dann -6 dB bis 74 dB. Das sollte gerade so möglich sein und entspricht einem Dynamikumfan von 80 dB. Steigt das Eingangssignal über 10 mV, könnte mit einem HF-Regler zurückgedreht werden.
@B e r n d F. > ZF-Filter für SSB/AM/CW umschaltbar->ZF-Verstärker > (breitbandig ohne selektive Elemente)->ZF-Filter für AM? Üblich ist: -> ZF-Filter für SSB/AM/CW umschaltbar -> ZF-Verstärker breitbandig (MC1350 mit AGC) -> Ein Schwingkreis zur Beseitigung des breitbandigen Rauschens -> AM-Demodulator bzw. Produktdetektor. Ein sauber aufgebauter Kaskoden-Verstärker rauscht etwas weniger und die Schwinggefahr ist geringer, da sich die Verstärkung auf zwei Stufen aufteilt. Der MC1350 hat eine Verstärkung von 50 dB und einen Regelumfang von 60 dB. Um auf die 74 dB Verstärkung zu kommen, wäre auch eine weitere Stufe notwendig. Falls die Schaltung bei höheren Frequenzen und 50 dB Verstärkung schwingt, kann eine Abschirmung quer über den Chip helfen, um den Eingang vom Ausgang zu entkoppeln.
Hallo Sven Die aktuelle Schaltung hat einen gravierenden Nachteil, der Regelspannungsbereich reicht von -2V bis +2V. Ohne negative Spannung ist der Regelbereich viel zu klein. Der Empfänger würde bei Signalen > 100 µV bereits übersteuern. Jedoch gibt es einen Ausweg, die Hybrid-Kaskode: http://www.qrp.pops.net/wwv-5-supplemental.asp http://www.ka7exm.net/hycas/hycas_200712_qst.pdf http://www.youtube.com/watch?v=dy4YEf3hHcY PS Bin schon am Simulieren!
Servus, habe den Verstärker gerade in Betrieb genommen, aber leider ist der Empfang damit enttäuschend schlecht. Wo ich mit altem Amp schon zurückdrehen muss, hört man hier nur die stärksten AM-Sender ganz leise im Hintergrund. Irgendwas muss ich übersehen haben, finde aber momentan den Fehler in der Schaltung nicht...
Hast Du die AGC-Leitung auf Plus gelegt? Mess mal die Gleichspannungen an einer Stufe, also Gate1, Source 1, Drain1+Source2, Gate2, Drain2. Die Spannung muss Schritt für Schritt zunehmen.
AGC hab ich bislang noch gar keine. Die Spannungen: Gate1 1,3 Source2 1,15 Drain2-Source1 2,5 wobei 1 oberer FET und 2 unterer
Das sieht erst mal wie in der Simulation aus. Sind die Spannungen in der zweiten Stufe identisch? Die könntest die zweite Stufe noch aufmotzen wie die Erste mit der R6/C10 Kombination. R1 und R5 können noch auf 27k reduziert werden, aber das bringt nur 3-4 dB. Dieser C2 mit 3.3 pF ist ein wenig klein, nimm lieber um 100 pF.
Ich bin davon ausgegangen, dass die letzte Stufe vor dem Demodulator mit Schwingkreis noch bleibt.
Die Hybrid Cascode verwende ich in meinem Empfänger. Sie ist ziemlich unempfindlich was den Aufbau auf Lochraster angeht. Ich verwende als Trafo einen FT37-43 (falls der FB43-2401 nicht zur Hand ist) ohne Probleme. Der Verstärker sollte wg. HF-Einstreuungen (starke AM-Sender leise zu hören) in einen Blechkasten verfrachtet werden.
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Also ich hab momentan zum Testen erstmal den Aufbau wie im Bild eingefügt anstelle des alten Amp. Laut Simulation sollte dieser ziemlich genau die gleich Verstärkung, etwas über 80dB liefern. Die Spannungsteiler am Gate der oberen FET hab ich erstmal wie in meinem ersten Entwurf gelassen, scheinbar sind die genau dafür da, um nur mit positiver Spannung später regeln zu können. Ich hatte aber erstmal nur eine manuelle Regelung über das Poti am Source der 2. Stufe vorgesehen, bis es läuft. PS: Ich hoffe doch nicht es gibt unterschiedliche Pinbelegungen beim 2n3819? Ich bin ausgegangen von (flache Seite nach oben) links nach rechts: Drain, Gate Source...
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Laut Simulation sollte es funktionieren. Jedoch durch die 20k Last bricht die letzte Stufe mehr als 10 dB ein. Ich interpretier das Datenblatt so (siehe oben), nach Philips, ON-Semi. und Vishey. laut Fairchild ist es gerade andersrum. Nachtrag: Es gibt einige JFets, die sind symetrisch aufgebaut wie z.B. der J310. Dadurch können diese Typen ohne große Nachteile umgedreht werden. Das hab ich mal in der Simulation probiert und es macht tatsächlich keinen Unterschied. Wenn also das Simulationsmodell stimmt, ist in der Mitte das Gate!
Ja genau, ich meine nämlich auch zwei unterschiedliche Anschlussbelegungen gesehen zu haben. Aber gut, das Gate ist in jedem Fall in der Mitte, also kanns daran wohl nicht liegen. Ich muss mir morgen nochmal in aller Ruhe meinen Aufbau ansehen, evtl. ist es ja doch ein blöder Verdrahtungsfehler. Denn laut Simulation kann ich ja in etwa die gleiche Lautstärke wie vorher erwarten.
Eben hab ich noch mal alles gecheckt, finde aber einfach keinen Fehler. Die Schaltung ist an sich ja auch sehr übersichtlich. Auch alle FET hab ich durchgemessen, alle i.O. Können beide Stufen gegenseitig so stark koppeln, dass die Gesamtverstärkung so weit sinkt? Kann ich mir nicht vorstellen, da alle Verbindungen auch recht kurz gehalten sind und die Schwingkreise abgeschirmt. Bei Gelegenheit baue ich mal deinen Schaltungsentwurf für eine Bipo-Kaskode nach, vielleicht geht das ja. War nur mal ein Versuch das Ganze mit FET's zu bauen, davon hab ich noch 50 Stück, aber Bipos kaum mehr.
Also die Verstärkung hängt von der Größe des Arbeitswiderstandes, der Steilheit der Transistoren (da gibt es Streuungen innerhalb eines Typs) oder der Transitfrequenz in Verbindung mit der zu verstärkenden Frequenz ab (fällt bei 455 KHz nicht ins Gewicht).
Nachtrag zur Steilheit bei FETs - vielleicht schreibt Bernd W. noch was dazu: Ich selketiere die FETs immer so: Man misst Idss (laut Datenblatt beim 2N3819 20 mA - also schonmal weniger als beim J310) indem man das Gate und Source gg. Masse legt und über einen 100 Ohm Widerstand am Drain den Spannungsabfall misst. Der Transistor mit dem höchsten Idss wird herausselektiert. Bei den Transistoren mit dem höchsten Idss wird wieder die mit der niedrigsten Pinch-Off-Spannung herausgesucht. Die Pinch-Off misst man indem man einen Widerstand von ca. 100K an die Source gg. Masse schaltet und am Source misst. Der Transistor mit der niedrigsten Pinch-Off und dem höchsten Idss hat grob die grösste Steilheit. Man kann alerdings auch ein Id-Ugs-Diagramm erstellen. Da sieht man die Steilheit am besten (an der eingezeichneten Kennlinie bei Upichoff nach rechts und links, zB um 0,5V bei einem Signal von 1Vss).
> Können beide Stufen gegenseitig so stark koppeln, > dass die Gesamtverstärkung so weit sinkt? Die Folgestufe hat einen Eingangswiderstand von > 100k. Jedoch beträgt die Eingangskapazität des 2N3819 8pF, was die Schwingkreisresonanz etwas nach unten verschiebt und welche außerdem mit dem 100pF Koppelkondensator einen kapazitiven Spannungsteiler bildet. Zusammen mit dem 470k Widerstand gehen etwa 2dB verloren. Die Gesamtverstärkung beträgt momentan nur gut 70 dB. Eine Pufferstufe mit 2N3819 als Gate-Source-Folger am Ausgang bringt alleine 10 dB weniger Verlust und der zweite Schwingkreis bekommt eine schöne Resonanz.
OT: Apropos Impedanzwandler. Wie errechnet sich der Ausgangswiderstand? In meinem Buch steht Ra=1/S. Also ist er von der Steilheit abhängig. Ich möchte zum Beispiel einen grösseren Arbeitswiderstand an meiner Mischstufe (unbedämpfter Parallelschwingkreis) um ein Quarzfilter mit 500 Ohm anschzuliessen. So eine Schaltung mit Mischer->Impedanzwandler->Filter habe ich zumindest noch nicht gesehen. :) Frage wie Berechnet man den Impedanzwandler und steigt die Mischverstärkung?
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Ich hab da auch nochmal was: Momentan kann ich tagsüber schon ganz gut SSB hören im 40m Band, aber der Übertrager den ich verwende kommt mir noch komisch vor (davon abgesehen dass er übergroß geraten ist :-D ): Im Bild sieht man den Aufbau, es handelt sich um 2 einzelne U-Kerne, die ich einfach mit Klebeband zusammen fixiert habe. D.h. der Luftspalt im Bild ist nur zum besseren Verständnis. nur wie schaut das mit dem Koppelfaktor und den Verlusten aus? Sollte ich lieber doch alle Windungen an 1 Ende, anstatt an den gegenüberliegenden unterbringen? Ich frag lieber erstmal, bevor ich den wieder auseinanderpflücke^^. Und dann für die weitere Entwicklung des "Projekts": Weis jemand wo ich für kleines Geld eine digitale Frequenzanzeige bekommen könnte? Muss nicht mehr als einen Offset für die ZF können. Selber bauen wollte ich nichts, da der Umfang wahrscheinlich den des Empfängers übersteigen würde^^. Bausatz wäre natürlich ok. Das günstigste was ich finden konnte war: http://www.qrpproject.de/DL4YHFcounter.html Würde 35€ kosten. Allerdings fehlt mir natürlich ein Programmer für PIC's. Könnte ich aber evtl. an der Uni erledigen.
OT: Habe mal etwas zur Drainschaltung berechnet: Ze = 1 MOhm auf Za = 500 Ohm Re = 1MOhm (von Gate auf Masse) Ra: BF245B mit Idss = 10mA (gemessen) Up = 3,3V (gemessen) gm = Idss / Up gm grob = 3,3mS Ra = 1 / 3,3 * 10^-3 Ra = 303 Ohm ------------ Rs = 1KOhm um auf Up zu kommen. Za = Rs || Ra Za = 1000 Ohm || 303 Ohm Za = 232 Ohm ============ Also um auf 500 Ohm zu kommen von Source auf das Quarz-Filter ein Widerstand von 270 Ohm in Reihe.
@Sven: Die Frequ.-Anzeige finde ich OK. Habe selber diesen Bausatz im Einsatz um VFO-Freq. zumessen. Ein Offset habe ich allerdings noch nicht programmiert. ;) Der PIC im Bausatz ist schon programmiert.
> der Übertrager den ich verwende kommt mir noch komisch vor Mir auch. Den Besten Koppelfaktor erhält man durch Verdrillen, den zweitbesten durch Verschachteln der Wicklungen. Also in diesem Fall die Sekundärwicklung obendrauf. > einen FET als Mischer, Schau mal da (Schematic 4): > http://www.qrp.pops.net/cascoder1.asp Ich hab diese Schaltung nochmal aufgegriffen. In der Simulation im Anhang funtioniert das ziemlich gut. Außerdem würde der Kern wegfallen. >> http://www.qrpproject.de/DL4YHFcounter.html > Würde 35€ kosten. Bei den LEDs ist der Stromverbrauch relativ hoch. Ich würde da einen Frequenzzähler wie diesen vorziehen: http://www.sprut.de/electronic/pic/projekte/frequenz/freq.htm Der hat wesentlich mehr Stellen. Für einen Kurzwellen-Receiver sollte die Auflösung wenigstens 100Hz betragen. Das Material kostet ~10Euro. Aufbau auf Lochraster an einem Abend. Allerdings sollte die Ablage umschaltbar sein zwischen -445, -455, 448 und 455 kHz. Da müßte man genau sowas finden, offenen Quellcode modifizieren oder selbermachen. Eventuell gab es das auch hier im Forum schon mal. Auch noch was: Bucht# 160897290785
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Zweiten Anhang vergessen!
Der Zähler aus der Bucht sieht mal top aus. Mal schaun ob ich den Zuschlag kriege. Den Übertrager hatte ich in der Zwischenzeit wieder rausgeschmissen und ersetzt durch eine Ringkern. Da ich nur ca. 2x35uH und 1x330uH auf den Ring wickeln konnte (diesmal Adern verdrillt) wegen dem Platz hab ich der Primärwicklung noch 390pF parallel angehängt, so dass der ZF-Amp jetzt auf einen Schwingkreis arbeitet, was auch das Rauschen verringert hat. Laut Simulation komme ich jetzt auch wie in deinem jüngsten Anhang so mit 120-140mV aus dem PD. Keine Ahnung was für Nachteile das mit sich bringt, auf jeden Fall funktioniert es recht gut. Ich kann momentan zahlreiche Stationen auf 40m hören aus Russland, Spanien etc. Alles mit 20m Langdraht, aber noch ohne das Anpassgerät dazwischen. Bei der FET-Kaskode hatte ich mal wieder nicht dran gedacht, dass der Ausgangswiderstand viel höher als bei Bipos ist. Ich werde deinen Sourcefolger gleich mal noch anhängen und dann nochmal testen. Von einem FET Zf-Verstärker verspreche ich mir weniger (Verstärker-)Rauschen, oder kann man das so pauschal nicht sagen? Den FET-Produktdetektor werde ich zum Vergleich auch bald mal aufbauen. Ich hab auch mal ein paar Led-Treiber für ein S-Meter bestellt: http://www.qsl.net/n6bg/thunt/ledsmtr.html wobei mir wahrscheinlich 10 Led's reichen werden. Wo greift man die Spannung für SMeter/AGC am besten ab? Bei AM kenne ichs am Demodulator.
Hallo Sven Wenn die beiden JFets beim Produktdetektor getauscht werden, funktioniert die Schaltung besser und es reduziert deutlich die Verzerrungen. Dann hab ich erste Simulationen mit der AGC durchgeführt. Nach wie vor gibt es den Nachteil der negativen Regelspannung. Optimalerweise müßte ein PI-Regler rein, damit die Regelabweichung gegen Null geht. Die AGC-Spannung verhält sich einigermaßen proportional zur Signalstärke, wenn auch nicht linear. Der Diodengleichrichter könnte auch einen Pufferverstärker vertragen, da er den Schwingkreis deutlich belastet. > dass der Ausgangswiderstand viel höher als bei Bipos ist. Je nach Arbeitspunkt können die Bipolartransistoren am Kollektor auch ziemlich hochohmig werden. Das Verhalten ist doch Ic = Ib*hFe. Der Kollektor verhält sich also mehr oder weniger wie eine Stromsenke gesteuert vom Basisstrom. Ideale Stromquellen/Senken haben aber einen unendlichen großen Innenwiderstand. > Von einem FET Zf-Verstärker verspreche ich mir weniger > (Verstärker-)Rauschen, oder kann man das so pauschal nicht sagen? Nein, kann man nicht. Aber sie belasten den Schwingkreis recht wenig. Für Bipolar wären dafür Koppelwicklungen notwendig.
Nochmal ein kleines Update: Nachdem ich in meiner Kaskode einfach keinen Fehler finden konnte, hab ich spaßeshalber einfach noch eine 3. Stufe dazugepackt um mal zu schauen was rauskommt. Und siehe da, jetzt ist die Lautstärke vergleichbar oder besser als beim alten Amp und das Rauschen ist DEUTLICH zurückgegangen. Wie gut der Empfang wirklich ist werd ich zwar erst erfahren wenn ich mal ne zeitlang höre und die Callsigns mitschreibe, aber zumindest konnte ich vorhin ein QSO Ukraine-Japan mithören, wobei es beim Japaner leider nicht mehr für verständliche Sprache gereicht hat, aber man konnte im Hintergrund immerhin das typische "SSB-Quaken" hören. EDIT: Wärs nicht möglich den Regelbereich zu erhöhen, indem man zusätzlich zur ZF- auch die HF-Stufe mit an die Regelung anschließt?
> Wärs nicht möglich den Regelbereich zu erhöhen, indem man > zur ZF- auch die HF-Stufe mit an die Regelung anschließt? Das hat man früher auch so gemacht. Eine zurückgeregelte Vorstufe verliert aber ihre Großsignalfestigkeit. Es soll ja zurückgeregelt werden, weil das Eingangssignal zu groß ist. Außerdem kann das starke Signal innerhalb des Vorfilters liegen, aber außerhalb des ZF-Filters, dann wird es durch die AGC nicht erfasst. Der Regelbereich der ZF reicht völlig aus. Der Mischer kann aber mit Signalen über 10 mV überfahren werden, auch weil die Verstärkung bis nach dem Mischer 30 dB beträgt. Deshalb ist ein HF-Regler oder eine schaltbares Dämpfungsglied notwendig. > Wie gut der Empfang wirklich ist werd ich zwar erst erfahren > wenn ich mal ne zeitlang höre und die Callsigns mitschreibe Wenn beim Einstecken der Antenne das Rauschen sich mindestens verdreifacht und das schon abseits der Zivilisation, also nicht mitten in der Großstadt mit allen Störungen, dann ist das ein Hinweis. Die Japaner kommen bei mir mit der Zimmerantenne auch ziemlich schwach an. Meist fängt sich die Loop weniger Störungen ein. Wäre für 40m eine Antennenlänge von knapp 10m nicht empfangsstärker?
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Hallo Sven Ich mach mir gerade Gedanken über die Regelbarkeit der Kaskode. Um mit einer niedrigen Betriebsspannung funktionieren zu können, sollte ein JFet mit kleiner Abschnürspannung verwendet werden. Dein Fet ist für HF-Vorstufen und Mixer ausgelegt und benötigt daher einen erhöhten Ruhestrom. Um auf unter Null dB regeln zu können, muß also das Spannungsniveau des unteren Fet auf 2 Volt über das Niveau des oberen Fet angehoben werden, nur dann kann der obere Fet sperren. Dadurch wird leider eine höhere Betriebsspannung in der Größenordnung von 7 Volt benötigt. Der BF245A und andere Typen mit ähnlich niedrigem Uth haben da deutliche Vorteile. Es funktioniert schon mit 5 Volt und der Regelbereich ist größer.
>leider eine höhere Betriebsspannung in der Größenordnung von 7 Volt Prinzipiell nicht so tragisch, würde für mich nur bedeuten extra für den ZF-Amp noch einen LM340 zu verbauen. 1 Dreibein und 2 Kondensatoren mehr fallen in meinem Aufbau sowieso nicht mehr auf :-D. Letztlich ist aber sowieso auf jeden Fall noch eine manuelle Regelung mit dabei. Welche Abstufungen nimmt man denn für einen Abschwächer? -3dB, -6dB, -12dB...? Die Bauteilwerte kann man bequem mit AADE berechnen. Bei meinem Audion reicht ein normales Poti als Abschwächer. >Wäre für 40m eine >Antennenlänge von knapp 10m nicht empfangsstärker Dann wäre die Antenne aber wieder niederohmig, und das dämpft die Vorselektion zu stark? Momentan kann man meines Wissens von einer Impedanz von ca. 2kOhm ausgehen, handelt sich für 40m ja um einen engespeisten Halbwellendipol.
@Sven: Beim Funkamateur (box73.de) gibt es derzeit ausgelötete Ringmischer IE500 für 5 Euro/Stk. Du solltest zugreifen denke ich. IMHO machen die 0,5Mhz bis 1Ghz. Dort gibts natürlich auch Schweinenasen aka Doppellochkerne aus unterschiedlichen Ferriten. Diverse Quarzfilter gibt es auch, ich weiß nicht recht ob da der Eigenbau lohnt.. Enttäuscht war ich von amidon.de, Keine Bestellbestätigung, der Shop ist auf einem Stand von vor Jahren, Die Schottkydioden die ich für den Mischer wollte waren ausverkauft..bleibt nur die lange Lieferzeit. Dafür gabs irgendwelchen Lakritzekram. @BerndW: Ich habe indessen die CDCE913 bekommen und mich etwas eingehender damit befaßt. Dazu habe ich u.A. auch die Software von TI heruntergeladen die beim Teiler errechnen helfen soll... die Software kann man eigentlich nur als krank bezeichen (ich weiß nicht ob die mehr Bugs als Features hat, aber es fühlt sich so an) und wenn man da einen Takt und eine gewünschte Frequenz eingibt...kommt nur Käse heraus. Selbst wenn man Parameter vorgibt, weiß diese Mist immer besser wie man nicht zum richtigen Ergebnis kommt. Ich habe aber von Jemandem einen Linux Treiber zusammen mit 2 Supportprogrammen gefunden die ganz gut rechnen können. Der CDCE 913 hat wohl ein paar Defizite, Fürs 2m Band ist er nicht mehr recht zu gebrauchen, wenn man den VCO mit 160 Mhz fährt (bis 230 ist spezifiziert) kann man nicht mehr am Ausgang teilen (dann hätte man ja nur 80Mhz) und das hat zur Folge das man kein 25Khz oder 12,5Khz Raster erzeugen kann. Ein anderer meckert an, dass der Chip in der PLL keinen Jitter Attenuator hat. Für meine Zwecke wird er aber funktionieren denke ich zumal die Frequenzen am Ausgang (10,8 bzw. 18,1Mhz) sich ja auch noch mit 2 Filtern glätten lassen. Nebenbei fallen da auch noch 200Khz raus. Soweit die Theorie. Ausprobiert habe ich noch Nichts, erstens ist das Ding TSSOP14 und 2. hatte ich noch nicht ausreichend Zeit. Ich muß mir ja erst mal irgendwas schnappen mit dem ich den Dingern per I2C die Parametrisierung einbruzeln kann. Ich war heute auf der Areb in DD, die erstmals in der alten Mensa der dortigen Uni abgehalten wurde, feine Sache, mir hat es gefallen. Ich habe mich auch durch mehrere Quarzkisten gewühlt, aber die von mir benötigten Frequenzen natürlich nicht gefunden. Mechanische Filter auch SSB geeignete gab es reichlich, war aber halt schon gut eingedeckt. Auch XF9* war im Angebot für relativ kleines Geld. Habe u.A. einen schicken KW Drehko gekauft.. Gruß, Holm
Holm Tiffe schrieb: > @Sven: Beim Funkamateur (box73.de) gibt es derzeit ausgelötete > Ringmischer IE500 für 5 Euro/Stk. Du solltest zugreifen denke ich. IMHO > machen die 0,5Mhz bis 1Ghz. Dort gibts natürlich auch Schweinenasen aka > Doppellochkerne aus unterschiedlichen Ferriten. Diverse Quarzfilter gibt > es auch, ich weiß nicht recht ob da der Eigenbau lohnt.. Soviel ich weiß geht der IE-500 bis 500 MHz und ist vergleichbar mit dem ADE-1. Bei ebay bekommt man 2 Stk für umgerechnet EUR 5,50 und EUR 2,11 Versand. Amidon Ringkerne (=Micrometals) bekommt man bei reichelt oder im qrp-shop.de ohne Probleme. Ich denek Sven sollte ersteinmal das aktuelle Projekt zu Ende bringen ehe man wieder irgendetwas umbaut (fehlender Diplexer und ZF-Amp mit 2 parallelen FETs in Gate-Schaltung).
Kurze Zwischenfrage: Bei meinem Preselektor aus 2 gekoppelten Parallelschwingkreisen hab ich mir weiter nichts gedacht, und das wie beim Detektorempfänger aufgebaut, mit 2 Spulenkörpern die ca. 1-2cm voneinander entfernt montiert sind. Oder sollte man lieber alle 3 Spulen (Koppelwicklung Antenne und beide Schwingkreisspulen) auf 1 Spulenkörper wickeln? Ich kenns bei Bandfiltern eben so, mit etwas Abstand, um den richtigen Koppelfaktor zu bekommen. Momentan läuft irgendwie ein Contest, da kann ich wenig zur Empfindlichkeit sagen, da hier alles so stark einfällt, dass ich deutlich zurückdrehen muss.
Wieso das? Alle Ideen und Anregungen sind willkommen. Ringmischer hab ich sogar 2 hier, steinalte "ANZAC MD-108". Ich will halt nur nicht allzu viel dazukaufen, sondern lieber immer mit dem auskommen was ich hier so rumliegen habe. Sonst könnte ich auch einfach NE612 als Mischer und MMIC-Zf-Verstärker benutzen. Ich finde aber gerade durch die ganzen Probleme und (Verständnis-) Schwierigkeiten bei einem diskreten Aufbau lernt man am meisten. Und mal ehrlich, bis auf den Spaß- und Lerneffekt ist mein Projekt vollkommen sinnlos^^. Alles in Allem bin ich aber mit dem momentanen Stand recht zufrieden. Die Störgeräusche bei SSB sind weg, der Zf-Verstärker arbeitet (fast) gut und ich war erstaunt wie gut das Eigenbau-SSB-Filter doch arbeitet.
>> leider eine höhere Betriebsspannung in der Größenordnung von 7 Volt > Prinzipiell nicht so tragisch, würde für mich nur bedeuten > extra für den ZF-Amp noch einen LM340 zu verbauen. > Bei meinem Audion reicht ein normales Poti als Abschwächer. Das reicht hier auch, welchen Widerstand hat das Poti beim Audion? >> Wäre für 40m eine Antennenlänge von knapp 10m nicht empfangsstärker > Dann wäre die Antenne aber wieder niederohmig, Der Rothammel sagt auch 2 kOhm. Anpassung an 50 Ohm durch eine Koppelwicklung mit 1/6 der bisherigen Windungszahl. Für die Dämpfung kommt das aufs Gleiche raus. Mit Koax kann man die Antenne etwas aus dem Störnebel herausheben. Für guten Empfang zählt eher der Störabstand als die absolute Signalstärke. > mit 2 Spulenkörpern die ca. 1-2cm voneinander entfernt montiert sind Hört man das beim Durchstimmen, ob die Filter über- oder unterkritisch gekoppelt sind? > Enttäuscht war ich von amidon.de Ich auch, die Internetseite ist schrecklich. @holm > Der CDCE 913 hat wohl ein paar Defizite. Für meine Zwecke > wird er aber funktionieren denke ich zumal die Frequenzen > am Ausgang (10,8 bzw. 18,1Mhz) sich ja auch noch mit > 2 Filtern glätten lassen. Hat den überhaupt mal jemand für Funkanwendungen benutzt? Für PLL braucht es doch einen zweiten Oszillator. Das kann dan nur ein RC-Oszillator sein. Wie kriegen die den Jitter weg? Das Funktionsprinzip des Chips ist mir noch nicht ganz klar. Halte uns auf dem Laufenden. Keine Ahnung, obs unter Linux funktioniert, hast Du dieses Programm probiert? Beitrag "PLL_Prog für TI CDCE9xx" > Mechanische Filter auch SSB Für Sven wäre evtl. ein 455 KHz mechanisches SSB-Filter interessant. Leider sind alle preisgünstigen für FM und damit viel zu breitbandig. > Soviel ich weiß geht der IE-500 bis 500 MHz Manchmal bau ich mir die Diodenmischer selber. Ein Vorteil: Es kann schon eine Anpassung vorgenommen werden. Bei Reihenschaltung von zwei Wicklungen kommt man auf 200 Ohm und bei drei Wicklungen auf 450 Ohm. Dann passt der Mischer z.B. direkt in die Sourceleitung eines JFet. Entweder auf Doppellochkeren gewickelt oder z.B. den kleinen Ringkern FT23-43. > Okok, ich halte ab jetzt die Klappe Es hat sich niemand beschwert. Nachtrag: > Sonst könnte ich auch einfach NE612 als Mischer IMHO funktioniert die aktuelle Schaltung besser als ein NE612
>Hört man das beim Durchstimmen, ob die Filter über- oder unterkritisch >gekoppelt sind? So rein vom Höreindruck würde ich sagen unterkritisch. Der Bereich den man treffen muss ist wirklich sehr schmal. Darum die Frage: Nur Abstand verringern, oder gleich auf 1 Körper wickeln? Ich vermute aber bei letzterem ist die Gefahr von überkritischer Kopplung mit den 2 Maxima zu groß. Ich würde nur gern die Verluste so gering wie möglich halten, aber ich frag hier lieber erstmal bevor ich alles wieder auseinanderpflücke.
@Sven: Ich würde zuerst den Abstand der Spulen verringern. Danach könnte man als nächsten Schritt auch eine Hochpunktkopplung mit kleinem C (ca. 4,7pf) verwenden. Zur Not auch mit LTSpice simulieren.
Nachtrag: Deine ANZAC-Mischer kannst du natürlich verwenden, diese entsprechen laut INet dem SBL-1/ADE-1. Der Diplexer dahinter ist nicht so kritisch im Aufbau und Abgleich (beide Kreise auf max. Antennenrauschen einstellen). Der Diplexer ist dazu da, damit der Mischer am IF-Port bei jeder Frequenz 50 Ohm sieht. Die darauf folgende Stufe mit 50 Ohm-Eingang sind 2 FETs parallel mit 10mS Steilheit (Pärchen - ausmessen!!). Diese Stufe in Gateschaltung ist rückwirkungsarm und sollte breitbandig sein. Man kann natürlich eich einen P8002 verwenden, nur ist dieser sehr teuer.
> Nur Abstand verringern, oder gleich auf 1 Körper wickeln? > bei letzterem ist die Gefahr von überkritischer Kopplung > mit den 2 Maxima zu groß. Wenn Du schon zwei getrennte Spulen hast, dann schieb sie mal ziemlich dicht zusammen, ob Du zwei Höcker bekommst. > Ich würde zuerst den Abstand der Spulen verringern. > Danach könnte man als nächsten Schritt auch eine > Hochpunktkopplung mit kleinem C (ca. 4,7pf) verwenden. > Zur Not auch mit LTSpice simulieren. Hab ich grad probiert. Es scheint mit induktiver Kopplung komischerweise immer unterkritisch zu bleiben. Mit den Daten ganz oben: 7µH, 40pF und 20k sieht es mit einem Koppelkondensator zwischen 1 und 1.2 pF noch unterkritisch aus, aber mit 8 dB Gewinn. Die kritische Kopplung ist für meinen Geschmack schon zu breit. Aber möglicherweise koppeln die Spulen jetzt schon kapazitiv. @B e r n d F. Ich würd an Svens Stelle den Receiver erstmal so fertigbauen. In Kürze ensteht das Konzept für die zweite Generation. Da kommt dann ein Diodenmischer rein, oder ein Schaltmischer, mit Quadratur oder was auch immer.
>Ich würd an Svens Stelle den Receiver erstmal so fertigbauen
Ist ja mehr so als Langzeitprojekt angelegt, zum immer mal wieder dran
rumbauen und verbessern.
Nächste Schritte werden sein:
-Eingangsmischer durch den 2-fach FET-Mischer ersetzen.
-BFO um OSB ergänzen (Umschaltung wollte ich evtl. über Relais machen
wegen Kabellänge)
-Preselektor umbauen auf 2x330pF mit 2:1 Unteresetzung
-Schauen wo ich die Spannung für AGC und S-Meter abgreife, evtl.
OPV-Schaltung zur Pegelanpassung etc.
-Abschirmungen für alle nicht-NF Baugruppen herstellen
und irgendwann dann schließlich mal in ein Gehäuse einbauen und
Frequenzzähler vorne dran.
>Wieso das? ...weil ich nicht den Eindruck hatte das das Jemand hier wissen wollte... >Hat den überhaupt mal jemand für Funkanwendungen benutzt? Für PLL braucht es doch einen zweiten Oszillator. Keine Ahnung ob den schon Jemand benutzt hat, habe mich darum noch nicht gekümmert. Eine Anwendung für einen Reziprokzähler habe ich im QRP Forum gefunden: http://www.qrpforum.de/index.php?page=Thread&threadID=7622 Das Blockdiagramm des ICs gibts im Datenblatt auf der ersten Seite: http://www.ti.com/lit/gpn/cdce913 Danke für den Link zum Programmierprogramm, evtl. probiere ich das mal aus. Ich habe allerdings auch I2C Routinen in meinen Atmel Bibliotheken, (ich mache manchmal Firmware für die Industrie). Es ist relativ egal ob ich mir erst was mit einem FT232 basteln muß oder irgend so ein Platinchen mit Einem AVR her nehme. Ich dächte der P8002 sollte durch 3 J310 ersetzt werden... Gruß, Holm
Holm Tiffe schrieb: > Ich dächte der P8002 sollte durch 3 J310 ersetzt werden... Da reichen z.B. 2 BF246B/C. Die, die ich von reichelt bekommen haben hatten einen Idss ca. 60mA bei Up um die 6V. Wie gesagt es kommt auf die Streuung der Typen an. Man kann mit dem BF246 auch Pech haben. ;) Hier ist zum Beispiel nur ein U310 (J310) in Gate-Schaltung verbaut: http://www.jogis-roehrenbude.de/Leserbriefe/Moppert-Doppelsuper-Kurzwellenempfaenger_Collins-Filter/Oszill-Verst_Mischer_Diplexer_ZF-VV_1-ZF.gif
Sven N. schrieb: > -Eingangsmischer durch den 2-fach FET-Mischer ersetzen. Warum nicht gleich einen Dual-Gate-FET? Ist in etwa das Gleiche nur einfacher aufzubauen und ist fast "Plug and Play". ;) Natürlich freut man sich mehr, wenn man 2 FETs als Mischer zum laufen bekommt. ;)
Sry Sven hatte vergessen, 50 FETs hast. Dann nimm 2 FETs als Mischer. ;)
> Eine Anwendung für einen Reziprokzähler Bei dieser Anwendung zählt nur der mittlere Takt, beim Receiver jede einzelne Schwingung. Gut daß die beiden Frequezen konstant bleiben. Ein Filter hoher Güte danach ist sicher hilfreich, wie bei einer Frequenzvervielfachung. > Das Blockdiagramm des ICs Das hatte ich mir schon angeschaut. Da ist leider kein VCO eingezeichnet. fvco = fin * N / M ; (N: 1..511, M: 1..4095) fvco = 27 * 182 / 27 = 182 MHz fout = fvfo / pdiv; (output divider pdiv: 1..127) fout = 182 / 10 = 18,2 MHz Das bedeutet, man muß die höchste Frequenz finden, welche sich ohne Rest mit pdiv zur entgültigen Frequenz teilen läßt. Wird durch Zehn dividiert, verringert sich das Phasenrauschen um ungefähr diesen Betrag. Dann läßt sich der Quarz noch ziehen. > Ich dächte der P8002 sollte durch 3 J310 ersetzt werden Mit einem Bipolar in Basisschaltung erreicht man auch leicht 50 Ohm. Die Schaltung könnte zwischen Mischer und Roofing-Filter auch passiv bleiben. Was ist besser, zweimal mit 7 dB oder einmal mit 14 dB zu verstärken. Jedenfalls muß dann der Vorverstärker die 14 dB großsignalfest verkraften.
Ich habe mich vorhin dran erinnert, dass ich im Teileschrank noch einen 13Mhz OCXO liegen habe (Fa. QK??) Ich habe mittlerweile die Anschlußbelegung herausbekommen und auch herausgefunden das es ein 12V Typ ist (schwingt erst bei 6,irgendwas an). Das "schiefe Ding" läßt sich auch als Referenz für den CDCE913 verwenden: /calc_coeff -v -i 13000000 108000000 Result: [3996;481] Err=0 Hz; Fvco=108000000 Hz; p=1; q=16; r=296; VCO Range: 0; Valid: yes; F9C94204$ ./calc_coeff -v -i 13000000 181000000 Result: [3982;286] Err=0 Hz; Fvco=181000000 Hz; p=1; q=27; r=242; VCO Range: 3; Valid: yes; F8E79367$ Die Ziffern in den eckigen Klammern sind N und M. Eigentlich wollte ich 33Mhz verwenden (weil diese Frequenz außerhalb des geplanten Empfangsbereiches liegt und ich einen Quarzoszillator aus einem ollen Motherboard verwenden wollte, allerdings hätte sich da die Frequenz nicht ändern lassen, bei OCXO geht das natürlich). ./calc_coeff -v -i 33000000 181000000 Result: [2715;495] Err=0 Hz; Fvco=181000000 Hz; p=2; q=21; r=465; VCO Range: 3; Valid: yes; A9BE8AAB$ ./calc_coeff -v -i 33000000 108000000 Result: [1656;506] Err=0 Hz; Fvco=108000000 Hz; p=3; q=26; r=92; VCO Range: 0; Valid: yes; 6782E34C$ ..oder 27Mhz: ./calc_coeff -v -i 27000000 108000000 Result: [2044;511] Err=0 Hz; Fvco=108000000 Hz; p=2; q=16; r=0; VCO Range: 0; Valid: yes; 7FC00208$ ./calc_coeff -v -i 27000000 181000000 Result: [3258;486] Err=0 Hz; Fvco=181000000 Hz; p=2; q=26; r=396; VCO Range: 3; Valid: yes; CBAC634B$ In Beiden fällen wollte ich durch 10 Teilen und der erste Ausgang kann 200Khz als BFO und zu Referenzzwecken liefern (die mech. Filter erledigen das mit den Seitenbändern, keine BFO Alage nötig, bzw. Träger wird restauriert..) Das hier beschreibt die Macke wenn man am Ausgang nicht mehr Teilen kann weil man die hohe Frequenz braucht: $ ./calc_coeff -v -i 8000000 161425000 Result: [3511;174] Err=287 Hz; Fvco=161425000 Hz; p=0; q=20; r=31; VCO Range: 2; Valid: yes; DB70FA82$ 287Hz Fehler. TI hat sich da echt vertan und M zu kurz gemacht (zu wenige Bits). ..oder mit den Default 27Mhz: ./calc_coeff -v -i 27000000 161425000 Result: [2810;470] Err=531 Hz; Fvco=161425000 Hz; p=2; q=23; r=430; VCO Range: 2; Valid: yes; AFAD72EA$ Die Software zur Berechnung liegt hier: https://github.com/Lampus/cdce913 Wenn man die TI Software im "Hand" Modus überzeugt hat die Parameter zu löffeln sind diese auch valid und der EEPROM Datensatz läßt sich ausgeben. Das mit dem P8002 habe ich nur gelesen, ich habe derzeit weder den J/U310 noch den P8002. Gruß, Holm
> 13Mhz OCXO
Also praktisch driftfrei.
Die niedrige ZF liegt doch bei 200kHz und die hohe bei 10,7 bzw. 18 MHz,
benötigst Du nicht 10,9 und 18,2 MHz zum Runtermischen?.
..hast Recht. Das läßt sich auch generieren, wobei der aber der Solver irgendwelchen Käse baut. Muß mal gucken was da los ist, aber mit N=4088 und M=292 kommt man bei 18,2 und mit N=3270 und M=39 auf 10,9Mhz raus, jeweils für 13 Mhz Clock. Gruß, Holm
..Quatsch mit dem Fehler, hatte mich nur um eine 0 vertan, wollte 1,82 Ghz raus haben.. :-) $ ./calc_coeff -v -i 13000000 182000000 Result: [4088;292] Err=0 Hz; Fvco=182000000 Hz; p=1; q=28; r=0; VCO Range: 3; Valid: yes; FF800387 $ ./calc_coeff -v -i 13000000 109000000 Result: [4033;481] Err=0 Hz; Fvco=109000000 Hz; p=1; q=16; r=370; VCO Range: 0; Valid: yes; FC1B9204 $ Gruß, Holm
Ich habe noch eine ältere Version der TI Software gefunden, die nicht ganz so viele Macken hat: http://www.ti.com/litv/zip/scac119b Gruß, Holm
Ich habe aber noch eine Design Macke dieses ICs gefunden. Es ist zwar möglich 2 völlig getrennte PLL Setups in den EEPROM zu schreiben (PLL1_0 und PLL1_1) und somit durch Umschalten der Select Leitung S0 10,9 bzw. 18,2 Mhz zu erzeugen ohne weitere sonstige Aktionen, da das über die PLL Konigurateion mit M und N läuft,aber die Ausgangsteiler Pdiv1 -2 und -3 sind in dem Ding nur ein Mal vorhanden und hängen nicht an der PLL Konfiguration, so dass der Ausgang Y1 nur bei einer der Frequenzen die 200Khz erzeugen kann weil dafür der Teilerfaktor (545 oder 910) geändert werden müßte. Das halte ich für reichlich seltsames Design... Wenn man das Ding natürlich "live" von einem Mikrorechner über die I2C Schnittstelle konfiguriert ist das egal, man kann den Inhalt dieser Register jederzeit ändern. Da ich nun drüber nachdenke so ein Ding auch evtl. als VCO einzusetzen ist das eventuell nicht schlimm. (mal sehen ob das geht, man müßte mal rechnen..) In welchem Kanalraster wird denn auf Kurzwelle üblicherweise gesendet, 5Khz? Was wäre ein erstrebenswerter Abstand der diskreten VFO Frequenzen? Ich kurbele mit meinem EKD500 die Amateurbänder eigentlich immer 100Hz Weise durch.. (ist auch 10Hz-weise möglich aber dann kurbelt man sich wund..) Gruß, Holm
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So habe mal einen 2-FET-Mixer simuliert. Der Sinus sieht allerdings merkwürdig aus. In der Realität muss in den Schwingkreis ein R damit der Mischer nicht schwingt - oder ein Schwingkreis mit geringer Güte.
@Holm > man kann den Inhalt dieser Register jederzeit ändern Sollte man den Ausgang zuerst abschalten, dann die Frequenz ändern und dann wieder einschalten? Wer weiß, was sonst in der Zwischenzeit für Frequenzen rauskommen. Hallo Bernd, 5 Volt Oszillatorsignal bzw. 10Vss ist aber viel. Da wird bestimmt schon die Gate-Source-Diode leitend. 1-2 Volt sollten ausreichen. Es ist sogar möglich, daß bei einem kleinen Empfangssignal im ersten ZF-Filter das Oszillatorsignal überwiegt. > In der Realität muss in den Schwingkreis ein R damit der > Mischer nicht schwingt - oder ein Schwingkreis mit geringer Güte. Typische ZF-Filter haben eine Güte zwischen 50 und 120. Rp = Q * sqr(L/C) Rp = 100 * 857 ~= 86 kOhm Die Simulation ist nur korrekt, wenn das Modell stimmt. Vor allem in der HF hat jede Spannungsquelle ihren Innenwiderstand. Dann gibt es auch Rückwirkungen über die Miller-Kapazität.
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N'Abend, ich hab seit heute diese Variante hier im Einsatz. Die 200k am Drainkreis sind da, um auf die 200kOhm der Folgestufe zu kommen.
So habe mal die Innenwiderstände der HF-Quellen mal fiktiv auf 3K und die Spannungen niedriger gewählt (VFO 2,5V und RF 0,2V). Jetzt geht es. Danke Bernd!
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Hallo B e r n d F. Schau Dir mal die Kreuzmodulation an. Als einzigen Unterschied habe ich R6 von 100k auf 10k verkleinert. Das Signal vor dem Roofing-Filter solte so klein bleiben, wie man es bezüglich des Rauschens gerade noch verschmerzen kann. Bei einem guten, großsignalfesten Mischer sieht man außer den beiden "richtigen" Signalen gar nichts.
Da die nächsten Tage die Frequenzanzeige eingebaut wird, mache ich mir schonmal Gedanken wie ich am besten das VFO Signal auskoppel. Kann man einfach mit einem kleinen C, welches den VFO-Kreis wenig belastet, auskoppeln und dann noch eine Verstärkerstufe dahinter? Der Zähler braucht wohl minimal 25mV.
@Sven: Entweder eine kleine Wicklung auf die VFO-Spule oder ein kleines C am Source. Wenn du ein kleines C verwendest (nicht so aufwändig wie die Wicklung), dieses als Trimmer ausführen, um den Pegel einstellen zu können. DC4KU hat zum Beispiel beide Puffer (für Mischer und Zähler) parallel an den VFO angeschlossen. Für den Zähler lieber mehr als die 25mV verwenden, damit er über den gesamten Freq.-Bereich sicher zählt. Vielleicht reicht bei dir sogar nur ein Impedanzwandler. Kommt darauf an, was für ein Pegel nach dem Koppel-C aus deinem VFO kommt.
Nachtrag: Ich würde es so machen: VFO->Puffer->Puffer mit Mischer||Puffer mit Zähler
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Ich habe mal ein Blockdiagramm zur Zähleranbindung gemacht. Der erste Puffer ist ja bei Sven schon vorhanden.
Danke, genau so werd ich es machen. Koppelwicklung kam nicht in Frage, da ich mit 6 umschaltbaren Spulen im VFO arbeite. Gestern hab ich noch eine kleine Vorstufe für den NF-Verstärker eingeschleift um die ganz leisen SSB-Stationen hörbar zu machen. Allerdings ist dadurch das Rauschen so gestiegen, dass man das Antennenrauschen nicht mehr darin wahrnehmen kann. Kann ich also davon ausgehen, dass diese Sender hier so schwach einfallen, dass da mit Verstärken nichts mehr zu holen ist, da das SNR schon so schlecht ist, dass ich ohnehin fast nur noch Rauschen verstärke? Blöd formuliert, ich hoffe ihr wisst was ich meine^^. 2. Frage die ich mir stelle betrifft die FET's: Im Normalfall strebt man bei allen Hf-Anwendungen Leistungsanpassung an, schon allein um Reflexionen zu vermeiden. Nur warum ist es bei FET's nicht günstiger eine Spannungsanpassung zu wählen, da diese ja (annähernd) leistungslos spannungsgesteuert sind? Bei spannungsgesteuerten Bauteilen würde man ja erstmal vermuten, dass man die maximal mögliche Spannung am Eingang will?
Sven N. schrieb: > Im Normalfall strebt man bei allen Hf-Anwendungen Leistungsanpassung an, > schon allein um Reflexionen zu vermeiden. > Nur warum ist es bei FET's nicht günstiger eine Spannungsanpassung zu > wählen, da diese ja (annähernd) leistungslos spannungsgesteuert sind? Sapnnungsanpassung hat man zum Beispiel, wenn man einen Schwingkreis am Gate hat der nicht belastet werden soll. Hier hat der FET den Vorteil, dass man ohne Anzapfung bzw. Verluste im Spannungs-Pegel arbeiten kann. Also LC-Kreis direkt an das Gate und fertig. Hat man aber eine niederohmige Vorstufe, dann muss ein R vom Gate nach Masse, welches genau dem Za der Vorstufe entspricht. Ist also nicht viel anders als beim BiPo, nur dass der FET einfacher zu händeln ist, eben durch seinen hochohmigen Eingangswiderstand bei der Source-Schaltung. Ergo beim FET auch immer eine Leistungsanpassung vornehmen.
..interessiert Euch das hier: http://www.ka7exm.net/hycas/hycas_200712_qst.pdf Was ist denn eigentlich in heutiger Zeit von einem Kaaskode ZF Amp mit CA3028 bzw. CA3005 zu halten? Ich habe noch etliche MA3005 von Tesla, die enthalten ja einen CA3028. Da kann man Differnetial oder Kaskode Amps draus bauen.. Die Kaskode kann ja auch AGC. Gruß, Holm
Sven N. schrieb: > Gestern hab ich noch eine kleine Vorstufe für den NF-Verstärker > eingeschleift um die ganz leisen SSB-Stationen hörbar zu machen. > Allerdings ist dadurch das Rauschen so gestiegen, dass man das > Antennenrauschen nicht mehr darin wahrnehmen kann. Dann ist der Pegel vor der NF-Stufe oder vor dem ZF-Verstärker zu klein. Rauschen kommt auch durch einen schlechten Aufbau oder durch Fehlanpassung.
>oder durch Fehlanpassung.
Denke das wird es sein. Die Vorstufe hängt hinter dem aktivem Tiefpass,
welcher hier schon mal gepostet wurde.
Da liegt der Ausgang wohl so bei ein paar hundert Ohm, natürlich
abhängig von der Frequenz...
Ist es ganz sicher der NF-Verstärker, rauscht es auch, wenn der Demodulator auf GND gelegt wird? Solche NF-Stufen werden praktisch immer in Spannungsanpassung betrieben. Jedoch sollten die Widerstände nicht zu groß ausgelegt werden, da ja sonst wieder thermisches Widerstandsrauschen dazukommt. OPs haben durch die Gegenkopplung Ausgangswiderstände im einstelligen Ohmbereich. Die können locker eine Last von 500 Ohm treiben.
Hallo Holm Du hast hier ja gesehen, daß eine Kaskode in der ZF gute Ergebnisse bringt. Ich hab auch zwei CA3054 in Wartestellung mit zwei Kaskoden auf einem Chip. Das Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt liegt irgendwo über 500 MHz. Das Ergebnis wird vermutlich ähnlich gut sein, wie mit den JFets.
Ich habe indessen gelesen das die Dinger "are roaring like the niagara falls..". Ich kann mit "noise figure 8db" nicht viel anfangen.. Gruß, Holm
>rauscht es auch, wenn der Demodulator auf GND gelegt wird?
Kommt in der Tat leider wieder vom Demodulator. Irgendwas stimmt wohl am
BFO-Verstärker immer noch nicht.
Rauscht es noch, wenn man den VFO abschaltet/abklemmt? Dann sollte kaum Rauschen vernehmbar sein.
Holm Tiffe schrieb: > Ich kann mit "noise figure 8db" nicht viel anfangen.. Eine NF von 8dB ist noch zu gebrauchen (laut HF-Design von W7ZOI), aber nicht mehr stand der Technik. Leider weiß ich mangels Messtechnik nicht, wie laut ein 8dB NF ist. ;)
Sven N. schrieb: > Kommt in der Tat leider wieder vom Demodulator. Irgendwas stimmt wohl am > BFO-Verstärker immer noch nicht. Hast du eine aktuelle Schaltung von Produktdetektor+BFO+BFO-Amp? Möglicherweise war schon ohne der zusätzlichen NF-Stufe der SNR nicht gerade gut. Denn wenn schon vorher der SNR zu schlecht ist und dann naoch mehr verstärkt wird dieser noch schlechter, da das Rauschen mehr angehoben wird als das Nutzsignal. Wenn ich zum Beispiel den HF-Regler meines ZF-Verstäkers zu weit aufdrehe, so tritt das Antennenrauschen immer mehr in den Vordergrund...
Im Anhang mal der BFO-Verstärker. Ich denke ich kenne jetzt auch das Problem. Da ich zwischendurch den Oszillatortyp geändert habe passt der Amp nicht mehr. Vorher brauchte ich die 3 Stufen um auf ca. 1Vs zu kommen, aber jetzt bringt ja der Oszillator alleine schon 1.5V. EDIT: Wenn ich den VFO abklemme wird das Rauschen auf jeden Fall leiser.
Naja 8dB über thermischem Rauschen, Tesla selbst, also der Hersteller der MA3005 die ich hier habe sagt typisch 7,8, kleiner 9,5dB. bei typisch 20 größer 15dB Verstärkung in Kascode (wenn ich Apk und Apd richtig deute). http://katalogy.ic.cz/MA3005.html (Daten unten auf der Seite sind relevant) Die Frage bleibt halt ob sich da Etwas draus bauen läßt was heute noch brauchbar erscheint oder ob man nicht lieber einen DDR A281 (TAA981) da rein setzt wie es zum Beispiel das Funkwerk Köpenick im EKD 300 gemacht hat. (Spannungsverstärkung 96dB (9V) bei 70dB Regelumfang und 7,2% Klirr (?) vom Rauschen redet im Datenblatt gar Keiner) Dieser wird natürlich auch nicht mehr das Nonplusultra sein, die haben die Dinger früher auch ausgemessen und mit bunten Punkten versehen. Mir geht es im Prinzip ähnlich wie Sven, ich habe haufenweise Zeug da und möchte das "sinnvoll" verbasteln. Normalerweise hatte ich vor, den 1. Mischer ohne Vorstufe an die Antenne zu hängen, d.h. vor dem Mischer gibts keine Verstärkung, danach ein Quarzfilter mit 4dB Betriebsdämpfung und erst dann den ersten ZF Amp. Wird wohl so nicht gehen zumal dann die 8dB Rauschen auch ganz vorne sitzen. Also muß zumindest zwischen Ringmischer mit -6dB, Diplexer und dann 1. ZF Stufe (?) erst mal Jemand aufholen mit mindestens 10dB und geringem Rauschen...sieht wohl nach einer FET Kascode aus...oder BF981? Beim BF981 wären das 12db und 0,7dB Rauschen... Gruß, Holm
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Sieht aus wie clipping am Ausgang deines BFO-Amps. Die Verstärkuung ist viel zu hoch.
BTw: Gemessen wurde zw. R14 und R15. Wenn dein BFO genügend Pegel liefert reicht nur eine Impedanzwandler-Stufe.
Das kommt davon wenn man ständig was umbaut, dann passt irgendwann gar nix mehr :-D. Also ich denke bei dem Oszillatorpegel reicht wohl ein Impedanzwandler um auf die 100 Ohm vom Detektor zu kommen?
Holm Tiffe schrieb: > Die Frage bleibt halt ob sich da Etwas draus bauen läßt was heute noch > brauchbar erscheint oder ob man nicht lieber einen DDR A281 (TAA981) da > rein setzt wie es zum Beispiel das Funkwerk Köpenick im EKD 300 gemacht > hat. Na klar warum nicht? Holm Tiffe schrieb: > Normalerweise hatte ich vor, den 1. > Mischer ohne Vorstufe an die Antenne zu hängen, d.h. vor dem Mischer > gibts keine Verstärkung, Sieht gut aus. > danach ein Quarzfilter mit 4dB Betriebsdämpfung Danach kommt der Diplexer und die erste IF-Stufe mit ca. 7dB, um die Mischerverluste auszugleichen. > und erst dann den ersten ZF Amp. Wird wohl so nicht gehen zumal dann die > 8dB Rauschen auch ganz vorne sitzen. Also muß zumindest zwischen > Ringmischer mit -6dB, Diplexer und dann 1. ZF Stufe (?) erst mal Jup. Im Prinzip ist es so: Antenne->Preselektor (Vorkreis,ca. -1.5dB)->1. Mischer (-5.5dB bei SBL-1)->Diplexer->IF-PreAmp (+7dB)->ZF-Filter (-4dB)->IF-Amp usw. Du musst eine Gesamtverstärkung von der Antenne bis zum ZF-Verstärkereingang (Cascode mit AGC) von ca. 3dB haben.
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So, hab mal eine neue Schaltung simuliert. Am Ausgang hab ich noch ein Pi-Glied angehängt um die Oberwellen abzuschwächen. Spricht was dagegen das so zu machen? Der Pegel sollte ja locker ausreichen um den Diodenmischer (2x 1n4148) anzusteuern? Vor den Emitterfolger evtl. noch ein Widerstand in Reihe um den Pegel noch etwas abzusenken, damit der Transistor nicht bis 5 V am Eingang bekommt.
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Sieht gut aus. Habe noch C11 eingefügt, da sonst der Emitter-Strom über die Last fließt. Sind jetzt etwa 1,1Vss. Die Oberwellen sehen auch gut aus. Aufbauen und testen würde ich sagen.
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Wegen dem C11 bin ich mir unsicher. Normalerweise kommt der rein, klar. Aber ich glaube in dem Fall brauch ich den DC-Pfad nach GND wegen dem Detektor? Aber gut, einfach ausprobieren.
> Vor den Emitterfolger evtl. noch ein Widerstand in Reihe um den Pegel > noch etwas abzusenken, damit der Transistor nicht bis 5 V am Eingang > bekommt. Keine gute Idee, weil der Eingangswiderstand des Emitterfolgers etwa 12k ist und daher auch ein Abschwächerwiderstand im Kiloohm-Bereich liegen müsste. Das wäre der Grenzfrequenz und dem Rauschen nicht gerade zuträglich. Besser irgendwo die Verstärkung reduzieren. Übrigens kann man auf R3 und C8 gut verzichten und die Spannung am Sourcewiderstand als Basisspannung für den Emitterfolger nehmen. Das hätte auch den Vorteil, dass die Temperaturabhängigkeit des Arbeitspunktes von Q3 viel kleiner wäre.
@Sven: mach mal C11 auf 10n, sonst ist der Pegel laut Simu für den Ringdemodulator zu klein. Mit 10n sind es etwa 2,8Vss. 1,1Vss reichen für die 1N4148 nicht, um diese voll durchzusteuern. DC hat am Ringdemod. nix zu suchen. ;)
Hallo zusammen, ich muß mich mal einmischen. Ich würde auch R3 und C8 weglassen, dann aber einen pnp-Transistor verwenden. Sonst liegt der Arbeitspunkt zu niedrig. Was mich aber am meisten wundert ist der Produktdetektor im Bild PD.png. M.E. müsste zwischen den Dioden und L3 noch ein Kondensator nach Masse liegen. Sonst muß sich das BFO-Signal durch die Drossel quälen und die hat etwa 2kOhm. Lieg ich falsch? Das, was ihr hier schreibt ist echt spannend. Mehr davon! Grüße Michael
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Hallo Sven L3 ergibt einen weiteren Pol bei 40kHz, das bringt nichts und kann komplett weg. Am Ausgang des Filter ist ein Lastwiderstand notwendig, sonst gibt es eine Resonanzüberhöhung (Siehe Anhang).
Verstehe, also weg mit der 1. Drossel. Der Lastwiderstand wäre in dem Falle ja dann das aktive Tiefpassfilter. Aber es muss trotzdem noch ein Widerstand um 1 kOhm parallel davor, da der TP-Eingang ja hochohmig ist?
Beim 100 Ohm handelt es sich um den Innenwiderstand des Produktdetektors. Es ist kein weiterer 1k Vorwiderstand notwendig, dieser würden zusammen mit dem Abschlußwiderstand zu einer Dämpfung von ca. 5dB führen. Aber der Abschlußwiderstand sollte passen. Der anschließende Verstärker belastet vermutlich mit ca. 10k und erwartet eine niederohmige Quelle. Deshalb würde ich wenigstens 1,5k oder 1,8k gegen GND schalten. Ansonsten müßte das zusammen mit dem Aktivfilter simuliert werden.
Genau so meinte ich es. Das pi-Filter mit 1.3-18 kOhm abschließen, dann das aktive TPF.
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Apropos Filter: Ich habe das Butterworth-LPF nochmal neu berechnet. Die Oberwellenunterdrückung ist besser, jedoch ist die Einfügedämpfung jetzt höher. Es sollte für den Mischer noch reichen. ;)
@B e r n d F. Ist das Filter überhaupt nötig, wie sieht denn das Signal ungefiltert aus? Wenn da ein paar Harmonische enthalten sind, womit sollen die sich mischen, ist ja nix da.
Nun, ich dachte es hilft vllt. etwas das Rauschen vom BFO wegzubekommen. Das Rauschen ist aber auch nicht bei allen Frequenzen gleich, es wird von 444khZ nach oben hin lauter. Ich hab keine Idee was das sein kann, ob vielleicht der Resonator es nicht mag so tief gezogen zu werden? Da ich gleich die Induktivität für das pi-Filter wickeln wollte: Ich hab hier noch einen grünen Ringkern aus einem Schaltnetzteil, Al-Wert liegt so um 5400. Geht der noch für den Bereich 500kHz? Ansonsten hab ich nur noch gelbe Amidon Ringkerne.
Also ohne dem Filter sieht das BFO-Signal im Spektrum etwa so wie im Bild BFO_Filter_alt aus.
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Also ich hab gerade mal alle Änderungen soweit durchgeführt, und mit dem Filter ist das Rauschen in der Tat deutlich zurückgegangen. Vielleicht haben die Keramikschwinger ja irgendwelche Nebenresonanzen die das Spektrum in meiner Schaltung dann zum Lattenzaun machen. Ich muss morgen mal ein Bild einstellen, damit ihr seht was ich immer mit "Aufbau" meine^^. Die Zf-Kaskoden hängen jetzt an 7.3 V stabilisiert, ich musste die Drain-Schwingkreise aber mit 100kOhm bedämpfen, da es am Schwingen war. Jetzt sollte aber dann auch der Ausgangswiderstand der STufen von vorher ca. 470kOhm auf 100kOhm runtergangen sein? Ich bin mir immer noch nicht ganz sicher ob meine Methode den Ausgangswiderstand zu bestimmen richtig funktioniert. Ich mache es so, dass der Eingang kurzgeschlossen wird, und am Ausgang eine Spannungsquelle eingefügt wird. Dann einen AC-Sweep und Spannung an out/Strom, wie im Bild zu sehen.
> Ich mache es so, dass der Eingang kurzgeschlossen wird, > und am Ausgang eine Spannungsquelle eingefügt wird. Ich mach es genau umgekehrt: Vorne ein Signal rein, das Ausgangssignal ohne Last ermitteln und dann einen Lastwiderstand anhängen, bis das Signal 6 dB fällt. Du könntest mal testen, ob das gleiche Ergebnis rauskommt.
Ja, haut genau hin. Sollte dann also so stimmen. Wegen dem rauschenden BFO: Kann der Verstärker sich das Rauschen denn vielleicht irgendwie über die Versorgungsspannung einfangen? Ich hab eben mal eine 150u Drossel in die +Leitung eingefügt, und das Rauschen wurde zwar nicht besser, aber hat sich schon irgendwie verändert.
Sven N. schrieb: > Wegen dem rauschenden BFO: > > Kann der Verstärker sich das Rauschen denn vielleicht irgendwie über die > Versorgungsspannung einfangen? Das ist möglich, besonders wenn man rauschende Spannungsregler erwischt. Austesten kann man das am schnellsten, wenn man eine Batterie anklemmt.
Also die Versorgungsspannung scheint es nicht zu sein. Ich hab noch mal zusätzlich die Ausgänge der Regler mit Pi-Gliedern geblockt und auch mal ne 6V Batterie ausprobiert. Das Rauschen erinnert mich ein wenig an den Ton den man beim Audion hat wenn man die Rückkopplung bis ganz ganz kurz vor den richtigen Schwingungseinsatz anzieht. Bernd(W) hatte ja auch schon mal geschrieben, es könnten Pendelschwingungen des Oszillators sein? Nur was könnte man dagegen tun? Irgendwie muss das ja in den Griff zu bekommen sein.
> Das Rauschen erinnert mich ein wenig an den Ton den man > beim Audion hat wenn man die Rückkopplung bis ganz ganz > kurz vor den richtigen Schwingungseinsatz anzieht. So ähnlich wie ein Terzrauschen? Wenn Du die BFO-Frequenz verstellst, ändert sich der Frequenzbereich des Rauschens? Ein Mischer rauscht prinzipiell ein klein wenig. Aber es existiert ein Rauschspektrum auf der ZF-Frequenz, also 445 oder 455 kHz, denn diese Frequenz wird als einzige nicht weggefiltert. Falls jetzt der BFO einsetzt, mischt der Produktdetektor dieses Rauschen auf einen hörbaren Bereich, also NF, herunter. Deshalb hatte ich gefragt, ob das Rauschen viel leiser wird, wenn man den VFO abstellt. Bei mir wird es dann um mindestens 20dB leiser, denn dann hörst Du nur noch das Rauschen, welches hauptsächlich durch die 1.ZF-Stufe verursacht wird. Bei Dir eventuell auch der 1. Mischer, denn dieser kann das an seinem Gate entstehende Rauschen auf der ZF-Frequenz verstärken und das erste Filter nimmt diese Frequenz dankend an. Wenn der VFO läuft, mischt der erste Mischer das Rauschen auf der Empfangsfrequenz und auf der Spiegelfrequenz zur ZF. Dort wird gefiltert und es bleibt nur Rauschen mit ein paar kHz Bandbreite zurück. Weiter hinten werden die Filter breiter und es wird auch das Rauschen des unerwünschten Seitenbandes verstärkt. Der Produkdetektor mischt dies ebenfalls auf die NF herunter. Das Rauschen kann dadurch im schlimmsten Fall 3dB lauter werden. Klemm mal, von der Antenne kommend, Stufe für Stufe ab und versuch rauszufinden, ab wann das Rauschproblem eventuell plötzlich weg ist.
>Wenn Du die BFO-Frequenz verstellst, ändert sich der Frequenzbereich des >Rauschens? Ja genau, und je höher die BFO-Frequenz, desto lauter. Terzrauschen war mir bis jetzt kein Begriff, aber nach dieser Seite hier: http://institut17.kug.ac.at/index.php?id=4246 würde ich fast sagen es kommt schon dem Oktavrauschen (4. Beispiel in der Schleife) sehr nahe, nur noch höher in der Frequenz, aber da will ich mich nicht festlegen >Deshalb hatte ich gefragt, ob das Rauschen viel leiser wird, wenn man >den VFO abstellt Wird auf jeden Fall leiser, wieviel dB ca. kann ich aus Mangel an Erfahrung nicht sagen. >Klemm mal, von der Antenne kommend, Stufe für Stufe ab und versuch >rauszufinden, ab wann das Rauschproblem eventuell plötzlich weg ist. Werd ich morgen (bzw. heute) mal machen, ich kann aber jetzt schon so viel sagen, dass man nur noch ein ganz leises Grundrauschen hört, wenn ich den Ausgang vom Oszillator nach Masse kurzschließe.
Sven N. schrieb: > würde ich fast sagen es kommt schon dem Oktavrauschen (4. Beispiel in > der Schleife) sehr nahe, nur noch höher in der Frequenz, aber da will > ich mich nicht festlegen Klingt bei mir genauso. Nur das im 4. Bsp in der Schleife der BFO für SSB zu weit über der ZF schwingt.
>der BFO für SSB zu weit über der ZF schwingt.
Eieiei...ich glaube da liegt da der Hund begraben :-D
Wenn ich ganz bis ans Ende vom BFO drehe wurde das Signal immer deutlich
leiser, aber das Rauschen war dann auch weg. Ich dachte aber immer ich
gehe da aus dem Durchlassbereich des Filters raus. Naja, grad noch mal
ein bisschen Kapazität mehr parallelgeschaltet, und jetzt erreiche ich
einen Punkt, wo das Rauschen (vom BFO) gegen 0 geht, aber auch das
SSB-Signal hört man jetzt leiser.
Allerdings kann es ja sein, dass das Signal allgemein sehr schwach
einfällt. Die Tagesdämpfung spielt im 40m Band ja noch eine Rolle.
Ich muss unbedingt mal das SSB-Filter nach der weiter oben genannten
Methode vermessen. Aber so wie's aussieht liegt die Mittenfrequenz dann
wohl doch ziemlich genau da, wo sie auch in der Simulation liegt.
Richtig testen kann ichs wohl erst am Wochenende, unter der Woche
scheint mir zumindest 40m ziemlich leer zu sein?
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Da Sven etwas von Bildern über Versuchsaufbauten sagte, hier mein Empfänger: 1. Gesamtansicht. Rechts die 2. Oszillatoren - beide Colpitts (XO 48MHz und VFO mit Drehko). Links unten der Preselektor. Rechts oben mein tolles Netzteil. ;) 2. Ansicht des BFO links (wenn man Bauteile schnell von oben wechselt, sollte man immer auf Neosid-Drosseln Acht geben. ;) Rechts unten der Produktdemodulator mit dem berühmten SA612. Darüber der NF-Filter mit NF-Amp LM386. 3. Mischer 1 und 2: Links 2. Puffer mit Dämpfungspad und ADE-1 Mitte: Links Diplexer, daneben IF-PreAmp und das tolle 1. ZF-Filter ;). Diese Platine wurde mind. 20mal ein-und ausgebaut und die Schaltung geändert, was man sehr gut erkennen kann ;). Endversion mit Quarzfilter 45MHz. Aufbau in Manhattan-Technik mit GND-Groundplane. 4. 9MHz Quarz-Ladder Rechts im Bild: unten links der Impedanzwandler, welcher 2. Mischer und Quarzfilter verbindet. Alle Platinen sind nicht gerade HF-gerecht über Drähte mit den Teko-Gehäusen verbunden (wg leichten Ein-und Ausbau, para. L). In der Endversion wird das natürlich behoben. ;)
Nach dem sauberen Aufbau in Schirmkästen trau ich mich jetzt nicht mehr^^. Da werd ich bestimmt ausgelacht :-D.
- Signal in Filtermitte
-> Lautestes Signal
- BFO abstimmen
-> Tonhöhe stimmt (Beat)
- BFO sollte 200 Hz neben der Filterkante schwingen
-> Seitenbandunterdrückung funktioniert
> das SSB-Filter vermessen
Bin schon gespannt!
Momentan traue ich dem induktiv gekoppelten Vorfilter nicht. Bei der
Simulation haben sich zwei weit auseinanderliegende Peaks ergeben. Eine
kritische Kopplung daraus zu machen, erfordert einen Koppelfaktor von
<0,01 und damit eine Dämpfung und Fehlanpassung der Antenne.
Sven N. schrieb: > Wenn ich ganz bis ans Ende vom BFO drehe wurde das Signal immer deutlich > leiser, aber das Rauschen war dann auch weg. Ich dachte aber immer ich > gehe da aus dem Durchlassbereich des Filters raus. Denke ich auch. Filter max 2,7KHz zum Beispiel. Der BFO ist aber zum Beispiel über/unter 3KHz der ZF. Da ist aber fast nichts mehr zum mischen da, da das ZF-Filter zum Beispiel 458KHz oder 452Khz mehr dämpft. Damit wird der NF-Pegel immer leiser, jemehr der BFO von der ZF-Mittenfreq. weg ist. In die andere Richtung hat man Schwebungs-0 (BFO==ZF) oder die NF ist sehr dumpf (nur Tiefen).
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B e r n d W. schrieb: > - BFO sollte 200 Hz neben der Filterkante schwingen > -> Seitenbandunterdrückung funktioniert Also oben im Bild ist eine Durchlasskurve Quarzfilter 9MHz (habe dishal genommen, da es schneller geht, faher kein 455KHz) B(3dB)=2,7KHz Die fm liegt bei etwa 9002KHz. Die Rechte Flanke (bei 3dB) liegt bei 9003,35KHz. Also muss der BFO bei 9003,55KHz schwingen? Also etwa 1,5KHz zur fm...
Sven N. schrieb: > Nach dem sauberen Aufbau in Schirmkästen trau ich mich jetzt nicht > mehr^^. > > Da werd ich bestimmt ausgelacht :-D. Du kannnst ruhig ein Foto machen. Meine frühen Aufbaue waren auch alle ohne Blechkasten.
> Also etwa 1,5KHz zur fm
Ja genau. Man kann noch 100 Hz hoch oder runter probieren, das verändert
etwas den Klang. Weiter weg gibt mehr Höhen, näher dran mehr Tiefen.
Ist das Filter breiter als 3 kHz, sollte sich der BFO auf jeden Fall
schon auf der Filterflanke befinden, sonst geht die
Seitenbandunterdrückung verloren.
@Sven: Ich habe außer Teilen gar Nichts zum fotografieren, das ist noch schlechter :-) Gruß, Holm
Also ich hab das jetzt mal so eingestellt, dass der BFO bei 443,55 kHz +/- 50 Hz liegt, damit ist das Rauschen weg und der Empfänger hat endlich sowas wie Empfindlichkeit, denn man hört ein deutliches Ansteigen vom Rauschpegel wenn die Antenne dran ist. @Holm: Ich mach heut Abend mal Bilder, dann seht ihr mein Chaos^^.
...ich bin hier Caos gewöhnt und lt. den Kommentaren von diversen "Bastelkumpels" ist das kein Alleinstellungsmerkmal. :-) Gruß, Holm
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Zwei meiner Schandtaten: 1.Bild DC-Receiver für 40m mit Ohrhörer und Ausziehantenne. Die 9Volt Batterie hielt im Urlaub eine gute Woche. 2.Bild DC-Receiver 40m von innen. Die Induktivität des Diplexers mit 3,8 mH ist selbstgewickelt mit einem Drahtwiderstand von nur ca. 2,4 Ohm. Als OPs für das 8-polige, aktive NF-Filter hab ich LM833 verwendet. Verbesserungsfähig wäre noch eine langsame Drift des VFO und leichtes Rauschen bei zugedrehtem Lautstärkeregler. Vermutlich sind die Widerstände zu hochohmig ausgelegt, denn an den LM833 liegt es eher nicht. 3.Bild Superhet für 40m Beitrag "Re: Superhet-Audion" Der Superhet mit Quarzfilter ist nach und nach aus dem Superhet mit der regenerativen ZF entstanden. Deshalb war der Platz zum Schluss auch etwas beengt. Er würde in das etwas größere Brillenetui passen. Dem ZF-Filter ist noch ein zwischen 2,6 und 0,4 kHz umschaltbares NF-Filter nachgeschaltet. Der VFO ist fast driftfrei und der Drehko hat ein Planetengetriebe eingebaut.
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Na dann will ich auch mal^^. Links unten im Gehäuse VFO 3 bis ~12 MHz, Mitte links Linearregler 5 und 7.3V, darüber BFO noch mit Drehko zum Abstimmen. Mitte oben 3-stufige ZF-Kaskode, darunter (vom Blitz verdeckt) Pufferstufe für Filter und rechts hochkant die "Filterbank". Mitte unten der 1. Mischer. Rechts unten Vorstufe, über der Vorstufe aktives NF-Filter und NF-Verstärker ganz rechts oben. Die einzelnen Module sind halt zum testen einfach schnell zusammengefrickelt. Später im Gehäuse wollte ich generell abgeschirmte Kabel mit Schirm an einer Seite gegen GND verwenden. Für die Versorgungsspannung wollte ich da aus Kostengründen billiges Audio-Koax nehmen, spricht doch nichts dagegen? Aufbauen im Gehäuse wollte ich es dann so in der Art hier: http://www.qrp.pops.net/cascoder1.asp
So schlecht sieht das erstmal gar nicht aus. Solange die langen Leitungen in jeder Stufe abgeblockt sind. Die Antenne geht in das induktiv gekoppelte Filter dann in den Vorverstärker. Verwendest Du den UKW-Teil des Drehko? Der weitere Weg zum Mischer wird nicht richtig ersichtlich. Hat die Vorstufe einen Arbeitswiderstand gegen GND?
Nein, ich verwende ganz normal die 2x500pF. Bei der Vorstufe hab ich viel simuliert, aber mit Vorwiderstand von je 2.2MOhm pro FET bekam ich die beste Leistungs und Spannungsverstärkung . Von der Vorstufe geht ein kurzes Leiterstück an den Mischereingang. Die 1k Lastwiderstand an der Vorstufe stellen den Gatewiderstand des Mischers dar.
So schlimm sieht das alles nicht aus. Es geht nicht nach dem Aussehen, sondern darum ob es funktioniert. BtW: Habe gar nicht gewusst, dass es Drehkos mit integrierten Planetengetriebe gibt. Was für eine Untersetzung hat der Drehko?
Schalte erst mal jeweils 20k parallel zum Schwingkreis. Dann änder den Koppelfaktor des Vorfilters von 0,7 auf 0,07 und schau, was der kleine Peak bei 9,5 MHz macht. Der Große und der Kleine sind die Auswirkungen eines extrem überkritisch gekoppelten Filters. Normalerweise haben zwei Wicklungen nebeneinander auf einem Wickelkörper einen Koppelfaktor von 0,5-0,7. Leider läßt sich das so mit dem normalen Übertragermodell in LTspice nicht simulieren. Es kann sein, daß es funktioniert. Hast Du eine Möglichkeit festzustellen, wieviel vom Antennensignal am 1.Fet ankommt? Wenn Du die Antenne direkt an den 2. Schwingkreis ankoppelst und den Drehko darauf abstimmst, wird das Signal dann lauter? > 1k Lastwiderstand an der Vorstufe Der R8 entspricht also dem Mischer? Der Mischereingang ist doch auch hochohmig. Der Vorverstärker macht dann 22dB. Der Mischer kann durchaus eine Mischverstärkung von 20 dB erreichen. Das ist IMHO vielzuviel. Die beiden Stufen rauschen nur unnötig und der Mischer wird schnell übersteuert. Ausgehend von einem Antennenwiderstand von 2k kann das Vorfilter 6-7dB Gewinn machen. Das reicht ungefähr, damit das Mischerrauschen kaum ins Gewicht fällt. Der Mischer könnte so direkt an ein korrekt dimensioniertes Vorfilter geschaltet werden. Nach dem Mischer liegt ein um 20 dB erhöhtes Signal vor und eine weitere Verstärkung macht erst nach dem ZF-Filter Sinn. @B e r n d F. > Was für eine Untersetzung hat der Drehko? Bei 6 Umdrehungen bewegt sich der Drehko um 180°, also ca. 12:1. Er hat in der Achse ein Planetengetriebe und dann noch eine Zahnraduntersetzung.
>Hast Du eine Möglichkeit festzustellen, wieviel vom Antennensignal am 1.Fet >ankommt? Leider nein, der Tastkopf ist dafür zu unempfindlich. Am Antennenanschluß messe ich 0.7mV, am FET nichts mehr. Nur liegt ja auf der Antenne auch das gesamte Spektrum. >Wenn Du die Antenne direkt an den 2. Schwingkreis ankoppelst Ja, wird lauter. Allerdings nicht so extrem wie ich erwartet hätte. >Der Mischereingang ist doch auch hochohmig. Ich hatte die 1k am Gate vom Mischerfet gewählt um in die Nähe der Leistungsanpassung zu kommen. Sollte ich da lieber wieder auf Spannungsanpassung gehen? Reicht die Rückwirkungsdämpfung vom Mischer, um zu verhindern dass über die Antenne abgestrahlt wird? Ich hatte diese Form der Vorstufe gewählt weil die schnell aufgebaut war für erste Tests. Muss ja keinesfalls so bleiben. Kann man die beiden Spulen evtl. einfach über einen Sourcefolger koppeln? Der Anhang war erstmal ein Schuss aus der Hüfte, aber der 2. Peak ist schonmal weg. Da muss man aber sicher noch gegenkoppeln um die Verstärkung zu verringern?
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In HF-Design gibt es schöne Rechenbeispiele für Eingangsfilter wie dem dort sogenannten "Double tuned Circuit" Ich habe mal ein Filter für 40m und einer Impedanz von 2KOhm berechnet und vor den FET Verstärker geschalten und simuliert. Vielleicht kann man darauf aufbauen?
@Sven ahttest du nicht einne Haufen gelber Ringkerne? Sin das T50-6 von Amidon? Dann kannst du die für das 40m-Filter verwenden, wenn 40m gewünscht. Für 80m müsste man etwas anderes finden. Da laut Tabelle ein Qu=250 (T50-6) angegeben ist und damit auch gerechnet wurde.
@B e r n d F. Aber was passiert, wenn der Drehko von 20-500 pF durchgestimmt wird? Der rechte Schwingkreis wird durch die Gate-Kapazität verstimmt, deshalb ist das Filter schief. Das selbe kann auch am Eingang passieren, wenn die Antenne nicht rein ohmisch wirkt. @Sven > Ja, wird lauter Bei richtig abgestimmtem Filter sollte es am Eingang lauter sein, da ja hochtransformiert wird. > Ich hatte die 1k am Gate vom Mischerfet gewählt um in die > Nähe der Leistungsanpassung zu kommen. Ja, Spannungsanpassung. > Reicht die Rückwirkungsdämpfung vom Mischer, um zu verhindern > dass über die Antenne abgestrahlt wird? Das Oszillatorsignal liegt ja nicht genau auf der Resonanz. Wieviel noch durchkommt, kannst Du simulieren. Schau einfach das Spektrum am Antennenanschluß an und such nach dem Peak der Oszillatorfrequenz. > Kann man die beiden Spulen evtl. einfach > über einen Sourcefolger koppeln? Entweder über einen 1-2pF Kondensator koppeln und den Mischer direkt drauf, falls das VFO-Signal genügend gedämpft wird oder mit einem Fet entkoppeln. Solange das Signal noch klein ist, würde ich Arbeitswiderstände vermeiden, denn die bringen zusätzliches Rauschen in die Vorstufe. Emitter bzw. Sourcewiderstände rauschen nicht, wenn sie mit einem Kondensator HF-mäßig überbrückt sind.
Nachtrag zur Schaltung: Beim zweiten Schwingkreis im Sourcekreis wurde dieser durch den Source mit wenigen 100 Ohm angesteuert. Dadurch konnte das Filter seine Güte nicht entfalten. Im Drainkreis haben beide Filter zu sehr über die Millerkapazität gekoppelt. Mit der identischen Koppelwicklung (1µH) im Sourcekreis passt es sehr gut. Daran angekoppelt kann direkt der Mischer folgen. Du mußt nur ein wenig auf den Gleichlauf der beiden Schwingkreise achten. Da dann beide Filter gleich aufgebaut sind und jeweils ein Gate an den Schwingkreis gekoppelt wird, sollte die Abstimmung nicht allzu schwierig ausfallen. Sind die beiden Drehko-Pakete identisch?
B e r n d W. schrieb: > Aber was passiert, wenn der Drehko von 20-500 pF durchgestimmt wird? Der > rechte Schwingkreis wird durch die Gate-Kapazität verstimmt, deshalb ist > das Filter schief. Das selbe kann auch am Eingang passieren, wenn die > Antenne nicht rein ohmisch wirkt. Das ist die normale Durchlasskurve eines solchen Filters. So ist sie auch in meiner Literatur abgebildet. Auch ohne FET sieht die Kurve so aus, nur das die Spitze runder ist ist. Da ein Drehko zum Einsatz kommen soll ist die Sache eh erledigt. Da kommt dann ein normaler selektiver Verstärker (abstimmbar) als Vorstufe(n) in betracht (siehe ZF-Verst. nur mit Drehko in den Schwingkreisen)?
>Sind die beiden Drehko-Pakete identisch?
Ja sind identisch. Aber der 500er fliegt wohl noch raus und ein kleiner
2x330pF mit Getriebe kommt rein. Mit 6uH Spulen sollte der
Variationsbereich gerade noch ausreichen.
Das Verhältnis der Koppelwicklungen ändert sich ja im Verhältnis
6uH/4.5uH * 1uH = 1.33uH.
Ich werd das am we mal so aufbauen wie in deinem Schaltungsvoschlag.
Momentan hab ich noch das "Problem", dass die ZF Verstärkung ziemlich
hoch ist seit ich auf einen höhere Spannung gewechselt habe.
Laut Simu ca. 130dB. Da fliegt dann doch besser wieder 1 von den 3
Stufen raus?
Was ich auch gerne nochmal ändern/optimieren würde ist das Pi-Glied
hinter dem Produktdetektor. Im Anhang hab ich mal 4 Versionen simuliert,
wobei die erste der aktuelle Zustand ist, die anderen sind teilweise mit
AADE entworfen.
Den PD hab ich nochmal mit einkopiert zur Verdeutlichung. Irgendwie find
ich keine bessere Möglichkeit als die aktuelle.
> wie in deinem Schaltungsvoschlag Auf jeden Fall ist eine Pufferstufe notwendig, um den VFO zur Antenne genügend zu dämpfen. > das Pi-Glied hinter dem Produktdetektor Das ist schon ziemlich optimal auf eine AM-Bandbreite ausgelegt. > Den PD hab ich nochmal mit einkopiert zur Verdeutlichung Bei out4 ist die Dämpfung zu groß. Dieses Filter sollte zusammen mit dem Aktivfilter simuliert werden, da sich die Durchlasskennlinien beeinflussen. > Laut Simu ca. 130dB. > Da fliegt dann doch besser wieder 1 von den 3 Stufen raus? Normalerweise sollten 2 Stufen reichen. Gesamtverstärkung in dB: Vorverstärker 7 Mischer 20 ZF 70 NF 33 ------------------ Gesamt 130 Das reicht, um von 1µV auf 3Volt zu kommen. Wenn später die AGC durch das Eigenrauschen schon 20 dB zurückregelt, nützt das Keinem.
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Ja, man hört auch dass jetzt der Rauschpegel viel zu hoch ist, durch die jetzt unnötige 3. Stufe. Aber ausbauen ist ja zum Glück einfacher als einbauen^^. Eben hab ich mich nochmal den Siebgliedern für die Versorgungsspannung gewidmet: Bis jetzt hatte ich da einfach immer 100 Ohm und 2x100 oder 220nF in Pi-Schaltung genommen und das auch nicht weiter hinterfragt. Aber laut Simulation wäre doch die unterste Version v3 die mit den wenigsten Bauteilen und der besseren Siebwirkung? v1 hätte die größte Dämpfung, aber 1 Bauteil mehr. Da könnte man auch evtl. einfach bei v3 größere Elkos nehmen. Wäre auch besser zu bauen für mich, da mir die Folienkondensatoren ausgehen, aber Elkos zu 100en vorhanden sind. Die Version mit Drossel anstatt Widerstand macht in der Simulation immer Probleme wegen der Resonanz je nach Größe der Induktivität. Also ist es wohl besser einfach die Versorgungsspannung ein wenig zu erhöhen um den Spannungsabfall am Widerstand auszugleichen? Verbrauch spielt bei meinem Aufbau keine Rolle, Batteriebetrieb ist erstmal nicht vorgesehen.
Hallo Sven, Bernd und Bernd, Ich muß mich gerade in LTSpice einarbeiten und da mich euer Thema eh interessiert habe ich die Beispiele mal aufgegriffen und nachvollzogen. Jetzt habe ich mal eine andere Schaltung für den BFO ausprobiert. Dabei fällt mir auf, daß die Simulation ein komisches Ergebnis liefert, wenn ich die Kopplung meines BFO-Schwingkreises kleiner als Eins mache. Das verstehe ich gar nicht. Das verwendete ZF-Filter ist ein TOKO RMC-202313. Die Daten sind aus dem Katalog bzw. gerechnet. Die beiden Spulen rechts (L1 und L2) stellen eine Wicklung mit Anzapfung dar. 180pF sind intern, 10pF extern. Für den Kopplungsgrad habe ich keine Zahlen. Was mache ich falsch?
Der Oszillator ist auch in der Realität so schwingfreudig, daß er auf einer Resonanz aus L2 und Basiskapazität anfängt zu schwingen. Die Lösung ist, nicht an die Anzapfung, sondern an das obere Ende des Schwingkreises zu koppeln.
Ich nehme mal an, Du hast die Induktivitäten vergrößert, um die geringere Kopplung auszugleichen. Mit welcher Formel hast Du das berechnet? Das komische ist nur, daß ich die Schaltung mit Anzapfung aufgebaut und gemessen habe und sie in der Praxis besser funktioniert als in der Simulation. Und das obwohl die Kopplung bestimmt nicht 1 ist. Gibt es einen Trick um möglichst schnell den Schwingungseinsatz zu finden? Ich tue mich schwer mit der Software... Einstweilen vielen Dank!
> Mit welcher Formel hast Du das berechnet? Ich hab die neue Induktivität über das Frequenzverhältnis hochgerechnet. > und sie in der Praxis besser funktioniert als in der Simulation. Weil da noch andere Verluste dazukommen. Mach mal in die Leitung von der Basis zum Kollektor einen Widerstand >= 220 Ohm rein, dann geht es auch an der Anzapfung. > Gibt es einen Trick um möglichst schnell den > Schwingungseinsatz zu finden? Im "Control Panel" bei Compression alle Haken entfernen. Bei ".tran 0 200u 0 10n" <- Timestep auf <= 1/100 der Periode stellen. Bei ".tran 0 200u 0 10n startup" das Startup aktivieren oder die Betriebsspannung z.B. so "PULSE(4 10 1u 1n 1n 10n 1)" erzeugen
Danke, hab ich soweit verstanden. Vielleicht kann das ja jemand gebrauchen: Ein amplitudenstabilisierter BFO. Bei Belastung läuft die Frequenz leider etwas weg aber die Spannung bleibt stabil.
Ich wollte nochmal kurz auf die Vorstufe zurückkommen, bevor ich die nun aufbaue: Warum macht es Sinn die Schwingkreise mit 15k zu bedämpfen? Dadurch wird ja im oberen Bereich die Spiegelfrequenzunterdrückung sehr schlecht. Der Resonanzwiderstand müsste sich bei den Werten und der Annahme eines Spulenwiderstands von 2 Ohm zwischen 120 bis 9 kOhm bewegen. R_res = L / (R_spule * C) = 6uH / (2*330pF) ~= 9kOhm D.h. bei Ankoppeln einer Antenne mit 2kOhm Impedanz über eine Koppelwicklung von 1.3u an 6u wird der Widerstand auf 4.6*2kOhm = 9.2kOhm hochtransformiert. Also würde es für den untersten Wert des Resonanzwiderstands passen. Optimal wäre natürlich eine variable Einkopplung, aber mechanisch eher schlecht zu machen schätze ich. Umgerechnet auf eine 50 Ohm Antenne würde das dann bedeuten, dass man mit ca. 33nH einkoppelt? Also um den Faktor 180 hochtransformieren muss? Also nicht dass ich den Werten die in der Simulation gegeben sind nicht traue, mich interessiert nur wie man darauf kommt.
@ Sven: > Eben hab ich mich nochmal den Siebgliedern für die Versorgungsspannung > gewidmet Du solltest aber beachten, daß Elkos bei 455kHz wahrscheinlich mehr induktiv als kapazitiv sind. Ein Folienkondensator könnte da noch wirken, aber erst mit Keramikkondensatoren bist Du auf der sicheren Seite. 100nF hat bei 455kHz etwa 3 Ohm und dämpft mit 100 Ohm Vorwiderstand ganz gut die Störungen von der Versorgungsspannung. (nicht in die andere Richtung.) Ein Elko mit nur 1µF wäre schon weit unter einem Ohm und da weißt Du, daß Du das besser nicht glaubst. Besorge Dir mal eine HF-Tapete, dann kannst Du das das schnell abschätzen.
@ Sven > Ich wollte nochmal kurz auf die Vorstufe zurückkommen, bevor ich die nun > aufbaue Ich würde das so rechnen: Die 2kOhm von der Antenne werden mit N1^2/N2^2 = L1 / L2 hochtransformiert. Wie Du schon geschrieben hast etwa 9,2 kOhm. Xl = 2*Phi*f*L = 2*Phi*3,5MHz*6µH = 130 Ohm Die Leerlaufgüte von L2 würde ich zu 100 annehmen. Leerlauf-Resonanzwiderstand 100 * 130 Ohm = 13kOhm Und dann wird alles parallel geschaltet: Rres = 9k2 // 13k // 15k = 4 kOhm Daraus ergibt sich die reale Schwingkreisgüte zu Rres / Xl = 30,5
Aha! So weit hatte ich jetzt gar nicht gedacht. Man darf sich eben nicht immer auf die Simulation verlassen wenn man ideale Bauteile einsetzt. Also dann am besten ein Pi-Glied aus 2x100n Kerko und 100 Ohm Widerstand? EDIT: Aber warum die Vorstufe mit 15k noch Dämpfen? Das verschlechtert ja die Güte des Schwingkreises und hätte nur den Vorteil einer etwas größeren Bandbreite.
Ja, so würde ich das jedenfalls machen. Nochmal zu Deiner Vorstufe: Was ich da gerade geschrieben habe gilt natürlich nur für einen Kopplungsgrad von eins. Sonst stimmt das mit dem Übersetzungsverhältnis ja nicht. Aber dafür gibt es ja die Simulation. Wenn Du in Deiner Schaltung die Eingangsspannung mit einer Amplitude von Eins angibst und den Plot mal auf lineare Darstellung umstellst, dann siehst Du die Spannungsverhältnisse besser. Aus V(in) = 0,47V wird die Spannung V(filt1) mit etwa 1,3V. Das ist ein Verhältnis von 2,7 und etwa gleich der Wurzel aus L2/L1. Am Source des ersten FETs steht etwa die gleiche Spannung und geht in das nächste Filter. Hier kennen ich den Ausgangswiderstand nicht und bin zu faul das nachzurechnen. Aber da die Kurven an Filt 1 und Filt 2 etwa gleich breit sind schätze ich mal das wir die gleiche Güte haben und auch einen Gleichlauf hinbekommen.
Ich habe mal die Schaltung so umgebastelt, daß Du die beiden Kreise getrennt untersuchen kannst. Jetzt muß man es so hinbiegen, daß etwa die gleichen Resonanzfrequenzen an den beiden Filtern entstehen. Z.B. Sourcewiderstand etc.
> Warum macht es Sinn die Schwingkreise mit 15k zu bedämpfen? Güte eines Parallelschwingkreises http://de.wikipedia.org/wiki/Schwingkreis Q = Rp * sqr(C/L) Q = 15k * sqr(100e-12F / 6e-6H) Q = 61 Der Wert für die Güte ist nur geschätzt, Du kannst natürlich auch 120 annehmen, dann kommen eben 30k ran. Aber Simulationen mit idealen Bauteilen sind sinnlos. Natürlich hat ein Schwingkreis mit unendlicher Güte ein sehr gutes Verhalten, aber so ist die (HF)Welt nicht. > eine 50 Ohm Antenne würde das dann bedeuten, dass man > mit ca. 33nH einkoppelt? Nicht ganz, es wird bei 50 oder 60 nH liegen. Durch den Koppelfaktor kleiner Eins spielt das XL der Primärwicklung auch eine Rolle und die ist auch noch frequenzabhängig. @Michael Die Anpassung mag zwar stimmen, aber die 2k würden ganz ordentlich rauschen. Dann besser die Windungszahl nochmal halbieren, um auf 280nH zu kommen. Leider steigt dann die Verstärkung wieder überproportional an. Oder wie wäre es, den Koppelfaktor zu reduzieren? Ein K von 0,4 oder 0,3 sieht ganz gut aus.
Hehe, jetzt hab ichs kapiert. Ich hatte die 15k als real zu verbauenden Widerstand angesehen :D. Is schon wieder zu spät^^. 0.4 könnte ich wohl erreichen, wenn ich die Koppelwicklungen auf dem gleichen Körper mit etwas Abstand aufbringe?
> 0.4 könnte ich wohl erreichen, wenn ich die Koppelwicklungen > auf dem gleichen Körper mit etwas Abstand aufbringe? Direkt auf das Kalte Ende Wickeln wird ca. 0,8 ergeben, gleich daneben 0,6 und ein paar mm Abstand 0,3-0,4. Eventuell kann auf max. Gewinn abgeglichen werden, aber das verschiebt sich nur um 2-3 dB.
Ich denke, daß mit der induktiven Kopplung ist ziemlich unflexibel. Ich würde es lieber mit kapazitiven Teilern realisieren. Morgen mehr...
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> Ich würde es lieber mit kapazitiven Teilern realisieren. Erstmal benötigt der JFet einen Gleichstrompfad gegen GND. Am Sekundärkreis geht kapazitiv gar nichts, denn da sitzt der Drehko. Weitere Kondensatoren an der Primärwicklung ergeben eine weitere Resonanz. Ein festes Filter für 40 oder 80m ist einfacher aufzubauen. Dann käme doch noch wie gehabt das Doppelfilter am Eingang in Betracht und vom Fet gegen GND eine Drossel mit ca. 100µH. Die Schaltung hat 6-7 dB Gewinn, was IMHO vollkommen reicht. Keine extrem rauschenden Teile. Der Mischer wird ~6 dB rauschen, aber dafür wurde ja vorverstärkt. So bleibt die Schaltung auf jeden Fall wesentlich großsignalfester als mit >20dB Verstärkung. Die Empfindlichkeit dürfte immer noch deutlich unter 1µV bleiben. Anscheinend kann man jetzt Induktivitäten doppelt koppeln: K1 L1 L2 0.01 K2 L1 L4 0.8 Ich könnte schwören, daß das vorher noch nicht ging. L4 koppelt zu L1 und L1 zu L2 induktiv und zusätzlich der C3 kapazitiv. C3 ist nicht unbedingt erforderlich, verbessert aber die Kopplung des Filters bei höheren Frequenzen. Die Rückwärtsdämpfung des VFO ist auch ok, da kommen noch ca. 20µV. Das Übersprechen ist da vermutlich größer.
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>Anscheinend kann man jetzt Induktivitäten doppelt koppeln: Welche Version von LTSpice? Ich hab 4.15s. Irgendwie prüft das Programm, ob die Wickelverhältnisse für reale Transformatoren erreichbar sind. Manchmal gehts, meistens aber nicht. Hier die Formel die erfüllt sein muss: http://www.orcad.com/documents/community.faqs/pspice/020331.aspx Ich hab nochmal ein wenig nach Vorstufen umgesehen und bin auf die hier in Gateschaltung gestoßen: http://www.seekic.com/circuit_diagram/Basic_Circuit/DOUBLE_TUNED_JFET_PRESELECTOR.html Die Verstärkung ist zwar wieder höher, aber man kann die ja sicher noch verringern, zb durch Widerstand parallel zur Drossel? Zumindest wäre die Verstärkung hier über den gesamten Bereich sehr konstant. Und die 150 Ohm am Drain (oder source, je nachdem wie man den fet einsetzt) sollten ja eigentlich nicht sehr stark rauschen? Was ist von der Schaltung zu halten? Ich wollte ganz gern von den passiven Kopplungen weg, das ist ohne Messmittel immer so ein Glücksspiel.
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> Welche Version von LTSpice? Ich hab 4.15s. Hier ist es 4.16, daheim weiß ich gerade nicht. > auf die hier in Gateschaltung gestoßen So wie im Anhang gehts auch. Ich hatte das Gefühl, es existiert eine leichte Schwingneigung/Entdämpfung, deshalb der R4 mit 5k. Aber man würde die Drossel sparen. Ob die Sekundärwicklung eine Anzapfung hat oder extra gwickelt, ist ja Geschmacksache. Die Verstärkung beträgt hier 17dB. Jetzt hast Du wohl die Qual der Wahl.
Bleibt mir wohl nix anderes übrig als alles mal zu probieren^^. Aber darum mache ich das ja, der Weg ist hier quasi das Ziel.
Kennt jemand eine Möglichkeit die Gateschaltung in der Verstärkung zu regeln? Manuell reicht, aber falls die nicht regelbar ist, zb wie bei der Sourceschaltung durch den Sourcewiderstand, scheidet sie von vornherein aus.
Du kannst die Koppelspule am Source kleiner machen bzw. die Anzapfung nach unten versetzen. Dann wird auch die Güte des 1. Schwingkreises noch ein wenig besser. Aber die Antenne bleibt dämpfend erhalten.
Aber im laufenden Betrieb über Regler,dh Poti, gibts da keine Möglichkeit?
Moin, @ Sven: Dein Gate muss ja nicht unbedingt auf Massepotential liegen; genausogut könnte es auch an einem Poti hängen, das mit +/- x Volt einen Spannungsteiler bildet. HF-Klatsche vom G gegen Masse und fertig... Eine qualitativ genaue HF-mäßige Beurteilung überlasse ich gerne den HF-Experten hier ;-) Gruß Michael
@Michael Wenn Du den Ruhestrom reduzierst, wird das Großsignalverhalten schlechter. Du drehst aber gerade zurück, weil eine starke Störung einfällt. Das ist kontraproduktiv. Man könnte das Poti zwischen Koppelwicklung vom 1. Kreis und Source schalten, aber dann fließt DC über den Schleifer und es rauscht beim Drehen. Nachtrag Man könnte sich ein Dämpfungsglied mit Pindioden vorstellen. Auf jeden Fall darf keine zusätzliche Kreuzmodulation entstehen, denn deshalb dreht man ja zurück.
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Nabend, ich bin etwas langsamer als ihr und simuliere gerade die Kaskode-Verstärker aus dem ZF-Zweig von oben. Nun sehe ich in der FFT so einen Buckel, links neben der Resonanzfrequenz. Der liegt so 30 - 40dB unter dem Maximum. Kann mir jemand sagen was das ist und wie ich das weg bekomme? Danke Michael
Bei mir kommt nur der Peak. Gib mal beim J2 einen richtigen Typ an. Bei FFT Hamming verwenden. Im Control Panel die Kompression abschalten. Die Transienten Simulation mit max. Schriitweite: ".tran 0 3ms 0 10n".
Moin, ich hatte überlesen, daß man die Kompression jedesmal wieder ausschalten muß. Was spricht gegen BF245B? Ich habe die Bibliothek eingebunden.
> daß man die Kompression jedesmal wieder ausschalten muß Ja, schade daß sich LTspice das nicht für nächstes mal merkt. > Was spricht gegen BF245B? Nichts, aber in Deiner Datei war beim oberen JFet noch kein richtiger Typ angegeben.
Richtig einbinden kann man die neue lib wohl nicht, sodass die neuen FETS nach "Pick new JFET" in der Liste erscheinen?
Ich hab mal was gebastelt: Das ist ein regelbarer ZF-Verstärker, der auch abgeregelt noch ein gutes Großsignalverhalten zeigt. (Das tut die Kaskode nicht.) Die BF240 sind da nur drin, weil ich davon Unmengen hier habe. Mit dem Widerstand im Sourcekreis bin ich mir noch nicht so ganz sicher. Das kann man noch optimieren. Vor allem die Abhängigkeit des Rauschen von R7 ist seltsam. Der Aufwand geht gerade noch so. Eigentlich nur ein Transistor mehr.
Mir gefällt auf jeden Fall, daß die Reglespannung von 0 bis 4 Volt einen schönen, einfach zu handhabenden Bereich überstreicht. Geht es auch noch mit 5 oder 6V Betriebsspannung?
Ja, 5V reicht auch. Regelspannung 0 - 3V und R13 angepaßt. Ich finde es vor allem gut, daß man so die Stufen in einer definierten Reihenfolge dichtmachen kann.
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Das Großsignalverhalten im abgeregelten Zustand geht auch noch.
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Sooo... nachdem ich das halbe Wochende mit Vorstufen verbracht hab bin ich am Ende doch wieder beim induktiv gekoppelten Bandfilter mit 1 Sourcestufe am Ausgang gelandet. Praktisch gesehen bekomme ich damit den besten Kompromiß aus Empfindlichkeit und Trennschärfe. Ganz ohne Verstärker wird der Empfänger zu taub, zumindest glaube ich das, da man nur mit Verstärker den Vorkreis auf das Antennenrauschen abstimmen kann. Der Verstärker hat jetzt wie beschrieben nur noch 1 Stufe, aber durch Abschirmung und eine Drossel am Drain ist die Verstärkung genauso hoch wie beim alten 2-stufigen. Den 100k-Ohm Gatewiderstand habe ich auf gut Glück einfach mal durch eine 1N4148 in Durchlassrichtung ersetzt. Am Pegel ändert sich im Vergleich zu vorher (mit 100k am Gate) nichts, aber das Rauschen wird hörbar weniger. Nachteile hab ich bis jetzt keine bemerkt, mich wundert aber dass es funktioniert, da ja eigtl. der DC-Pfad nach GND fehlt? Source habe ich komplett mit 20nF überbrückt, Verzerrungen hab ich keine bemerkt, obwohl man ja normalerweise wenigstens mit 20-30 Ohm gegenkoppelt. Das ist jetzt sicher keine Vorstufe wie man sie normalerweise in "guten" Empfängern bauen würde, aber für meinen Aufbau hier bringt es so erstmal das beste Ergebnis. Alle anderen Schaltungen hatten größere Nachteile als diese. Die Gateschaltung belastete den Schwingkreis zu stark, und die Trennschärfe war hinüber.
Hallo Sven > Den 100k-Ohm Gatewiderstand habe ich auf gut Glück > einfach mal durch eine 1N4148 in Durchlassrichtung ersetzt. Der Fet bekommt seinen Arbeitspunkt über den Leckstrom der Diode und der Platine. Die Eingangsdiode des Fet ist deutlich hochohmiger als eine 1N4148. C4 mit 2,5 pF ist kontraproduktiv. Der JFet hat eine Eingangskapazität von bis zu 8pF, dazu kommen nochmal 2pF von der Diode. Zusammen mit dem C4 ergibt das einen kapazitiven Spannungsteiler und damit unnötigen Signalverlust. Falls Du den Fet schützen willst, sind 2 antiparallele Dioden nötig. > Das ist jetzt sicher keine Vorstufewie man sie > normalerweise in "guten" Empfängern bauen würde Ich würde die nicht als schlecht bezeichnen. Zur Gateschaltung gehört auch die entsprechende Koppelwicklung, damit die Güte erhalten bleibt. Manchmal, z.B. bei UKW-Radios, wird der Eingang absichtlich bedämpft und der abgestimmte Schwingkreis kommt erst nach der Vorstufe.
>Falls Du den Fet schützen willst, sind 2 antiparallele Dioden nötig. Das ist bekannt, aber die Überlegung war dahingehend, das Rauschen von den 100k irgendwie zu beseitigen und die Diode zur Arbeitspunkteinstellung zu benutzen. Leider geht aus dem Datenblatt nicht hervor welchen Widerstand man bei den typischen Eingangspegeln erwarten kann. Mir fehlt da einfach die praktische Erfahrung, ich hatte nur iwo gelesen, dass der Gatewiderstand eines FET durch eine Diode ersetzt werden kann. Ich bin da mehr nach Trial&Error vorgegangen. Im Internet hab ich da leider nicht viel gefunden was mich weiterbringt. Sollte ich eine andere Diode verwenden? Germanium (OA 81, AA118 etc.) hätte ich noch einige da. Oder doch lieber wieder die 100kOhm einlöten? >C4 mit 2,5 pF ist kontraproduktiv Hab ich durch 12p ersetzt >Zur Gateschaltung gehört auch die entsprechende Koppelwicklung, damit die >Güte erhalten bleibt. Hatte da ziemlich viel rumprobiert, auch mal mit nur 1-2 Windungen zum Auskoppeln. Aber entweder war der Pegel zu niedrig, oder die Trennschärfe viel zu schlecht. Das Hauptproblem liegt wahrscheinlich im praktischen Aufbau, die parasitären Effekte sind einfach schlecht in den Griff zu bekommen.
Die Drossel 1mH hat wahrscheinlich eine Eigenresonanzum um ca. 1 MHz. 100-220µH wäre noch ok. Falls es eine Schwingneigung gibt, kann man zur Drossel 2k Ohm oder weniger parallelschalten, bis es aufhört. Die Drossel macht dann trotzdem Sinn, weil am Drain ein DC von 10 Volt liegt. Die Verstärkung beträgt dann immer noch 10 dB. Wie machst Du den Gleichlauf? Möglicherweise ist ein kleiner Trimmer mit ca. 4-16pF notwendig parallel zum C1, da sich parallel zu C2 weitere parasitäre Kapazitäten auf die Resonanz des zweiten Kreises auswirken.
> Oder doch lieber wieder die 100kOhm einlöten? >> C4 mit 2,5 pF ist kontraproduktiv > Hab ich durch 12p ersetzt An der Stelle ist fürs Rauschen bei Resonanz ein 1Meg besser als ein 100k, weil der 1Meg den Schwingkreis nicht bedämpft und das Signal kaputtmacht. Wenn du den C4 wegläßt, ist doch der Gleichstrompfad optimal hergestellt ohne jegliche Verluste. Die Gatekapazität fließt in die Resonanz mit ein. Dann, wie zuvor gesagt, falls es schwingt, die Drossel am Drain bedämpfen.
>Wenn du den C4 wegläßt, ist doch der Gleichstrompfad optimal hergestellt >ohne
jegliche Verluste
Hatte ich in der SImulation probiert, und dadurch wurde der Frequenzgang
ab 7mhz total abgeflacht. Mit 100uH Drossel+1kOHm parallel sieht es aber
gut aus.
> dadurch wurde der Frequenzgang ab 7mhz total abgeflacht
Der war abgeflacht, weil die Schaltung geschwungen hätte. Änder mal in
der Simulation den 1k auf 2 oder 3k -> die Kurve wird sehr spitz. Bei
10k wird sie wieder flach. Das ist genau das Verhalten eines Audions
beim Schwingungseinsatz. Darüber wird es wieder breitbandiger.
Ja richtig, man merkt es auch dadurch, dass der Verstärker plötzlich "handempfindlich" wird wenn man in die Nähe kommt. Ich hab jetzt 100uH auf T68 und 1k parallel und C4 durch eine direkte Verbindung ersetzt. Das dürfte ja jetzt das Optimum sein was man an Rauschverhalten aus dieser Schaltung rausholen kann? Source- und Drainwiderstände haben einen Bypass und Gatewiderstand gibts auch keinen. Falls die Verstärkung doch zu hoch sein sollte, kann ich ja immer noch mit einem Abschwächer am Eingang arbeiten.
> Falls die Verstärkung doch zu hoch sein sollte
Falls die Grundverstärkung zu hoch ist, dann am Drain den 1k auf 470R
reduzieren. Im normalen Betrieb mit einem Poti am Eingang, dies sollte
ca. 10k haben, um schwache Signale nicht zu sehr zu bedämpfen. Am 50R
Eingang ist 1k besser geeignet.
Ich denke ich werde einfach ein passendes Poti über Umschalter zuschaltbar machen, wobei ich fast glaube dass es ausser bei starken AM-Stationen sowieso nicht nötig sein wird. Momentan steck ich ein bisschen in dem Dilemma, dass einige SSB Stationen stark ankommen, das kann ich mit dem ZF-Amp abregeln, aber manche kommen auch recht schwach, so dass bei voller ZF Verstärkung die Lautstärke immer noch recht mager ist. 3 Kaskoden sind aber wieder der Overkill, und es lässt sich dann nicht mehr weit genug abregeln. Eine höhere HF-Verstärkung scheidet natürlich auch aus. Wahrscheinlich ist hier eine stärkere NF-Stufe der beste Weg, abgesehen von einer angepassten Antenne. Der AN7112 den ich momentan verwende bringt laut Datenblatt angeblich rund 0,5 Watt an 8 Ohm. Closed Circuit Gain soll so bei 50dB liegen. Evtl. bringt auch einfach ein anderer Lautsprecher als der kleine Brüllwürfel der jetzt dranhängt was. Und zur Not besteht ja immer noch die Möglichkeit Kopfhörerbetrieb für schwache Stationen. Mal schauen was ich da noch mache, ansonsten läuft es jetzt echt gut. Störgeräusche vom BFO weg, Rauschpegel insgesamt DEUTLICH gesunken und die Empfindlichkeit reicht wenigstens aus um das Antennenrauschen zum Abstimmen nutzen zu können.
Nabend, herzlichen Glückwunsch. Hat sich dann ja gelohnt. @B e r n d W > Falls die Grundverstärkung zu hoch ist, dann am Drain den 1k auf 470R > reduzieren. Ich dachte immer die Steilheit ist proprotional zu Wurzel Is. Dann wäre es doch umgekehrt? Grüße, Michael
Hallo Michael Der Arbeitspunkt ändert sich nicht, da die Drossel vom Drain nach Plus nur ein paar Ohm hat. Andererseits verhält sich die Wechselspannung proportional zum Widerstand, da I praktisch gleich bleibt -> halber Widerstand, halbe Spannung.
Sorry, Drain- und Source-Widerstand verwechselt. Hast ja recht... Späße, Michael
Soo, kleines Update: Heute mal den Frequenzzähler angeschlossen (Danke nochmal für den Tip), ich habs erstmal ohne zusätzlichen Puffer direkt mit 4,7pF kapazitiv am Ausgang VFO versucht. Hat auch auf Anhieb geklappt, der Pegel am Zähler liegt so bei 100-150mV, was völlig ausreicht. Gibt es Gründe trotzdem den Mehraufwand von zusätzlichen Pufferstufen in Kauf zu nehmen, auch wenn es so schon gut funktioniert? Kann diese direkte Auskopplung den Drift des VFO verschlechtern? Störgeräusche kommen keine vom Zähler.
> Kann diese direkte Auskopplung den Drift des VFO verschlechtern? Nur wenn sich die Frequenz beim Anschließen deutlich ändert. > Störgeräusche kommen keine vom Zähler. Dann ist das erstmal ok. Möglicherweise findest Du später noch Pfeifstellen. Eventuell den ganzen Frequenzbereich mal ohne Antenne durchdrehen. Dann kannst Du immer noch versuchen, diese Störungen wegzudämfen. Noch eine Frage zu den 2N3819: Im Datenblatt hab ich inzwischen entdeckt, daß bei Ugs = 0 sich die Drainströme von 2 bis 20 mA unterscheiden. Konnest Du das auch feststellen, oder sind die Streuungen innerhalb einer Charge wesentlich geringer? Gruß, Bernd
>Noch eine Frage zu den 2N3819:
Dazu kann ich leider nichts sagen, ich mach mir nicht die Mühe die
vorher auszumessen. Kann ich aber gerne mal machen, und gebe dann das
Ergebnis weiter.
Ich weis aber zumindest aus einem anderen Forum, dass die Streuungen da
wohl auch in der Realität beträchtlich sind.
Also eigtl. würde es sich schon lohnen vorher zu selektieren.
Nochmal was zum VFO Drift:
Ich hab das jetzt einfach mal so gelöst, dass der VFO konstant an der
Spannung (5V) hängt. D.h. solange das Netzteil an angeschlossen ist
läuft der.
Dadurch hab ich auch bei meinem 0815-Aufbau absolut keinen Drift mehr
schon direkt ab Einschalten.
Einfacher gehts nicht, und der Stromverbrauch ist ja auch sehr gering.
>> Noch eine Frage zu den 2N3819: >> daß bei Ugs = 0 sich die Drainströme von 2 bis 20 mA unterscheiden. > dass die Streuungen da wohl auch in der Realität beträchtlich sind. Die Spanne ist fast so groß wie zwischen BF245A und BF245C. Das macht vor Allem bei den Kaskoden einen riesen Unterschied. Falls der Obere ein großes Uth hat, dann läßt sich die ZF schlechter regeln.
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Da bald erste AGC-Experimente anstehen überlege ich wo ich nun die Regelspannung abgreife. Da ich für SSB und AM verschiedene Demodulatoren verwenden werde bleibt eigtl. nur noch die Regelspannung aus dem NF-Zweig zu gewinnen? Gibts da eine gängige Praxis? Ich hatte mir das so wie im Anhang gedacht. Aber wäre schöner wenn es eine einfachere Möglichkeit gäbe.
Hallo Sven Erstmal hat eine AGC spezifische Eigenschaften. Es gibt die "Attack Time" und die "Release Time". Attack Time: Ist sie zu langsam, fallen Dir bei einem lauten Signal die Ohren ab, bevor etwas zurückregelt. Ist diese zu schnell, spricht sie auf Zündfunken, Gewitter usw. an und regelt zurück. Das Ansprechen der AGC auf Zündfunken kann mit einem Noise-Blanker verhindert werden, dies ist allerdings eine andere Geschichte. Release Time: Bei AM ist eine etwas langsamere Release Time günstiger, da ja nur Schwund ausgeregelt werden muß. Auch ist es für AM besser, auf die HF zu regeln, da sonst bei leisen Passagen aufgeregelt wird. Bei SSB soll eher schneller wieder was zu hören sein, da ja zwei unterschiedlich starke Stationen sich abwechseln können. Die Ansprechzeit eines Gleichrichters ist proportional zur gleichgerichteten Frequenz. Es würde also Sinn machen, an einer geeigneten Stelle der Schaltung, an welcher bei beiden Modulationsarten ZF-Signal anliegt, einen Gleichrichter vorzusehen, welcher einen Kondensator mit einer kurzen Zeitkonstanten auflädt und mit einer langsamen entlädt. Falls es solch eine Stelle nicht gibt, kann zur Not auf die NF geregelt werden. Wird mit Schottkydioden gleichgerichtet, kann das Signal auf ca. die Größe des Diodenschwellwertes oder etwas größer geregelt werden. Nur ein Beispiel, die 3.Schaltung mit S-Meter: http://homepage.tinet.ie/~ei9gq/ifamp.html
Hallo Bernd, sieht so aus als müsste ich mal meine Regelungstechnik I+II Unterlagen rauskramen^^. Spaß beiseite. Der Link hat mir schonmal den richtigen Weg gezeigt, ich bin aber gerade dran das etwas anders zu realisieren. Zunächst greife ich mir mit einer kleinen Kapazität (12p) das ZF Signal an der letzten Kaskodenstufe ab und richte es gleich. Momentan läuft ein Contest auf 40m mit vielen sehr starken Stationen, und ich messe am Gleichrichter max. ca. 100mV. Diese Verstärke ich mit einem LM358 um den Faktor 50 (Der Faktor kann über Poti von 2-100 geregelt werden). Damit hätte ich dann schonmal die Spanne 0-5V für mein LED-S-Meter. Dann wollte ich mittels LM358 als Differenzverstärker die AGC-Spannung erzeugen. Ich brauche für die FET-Kaskode ja 0V (für max Dämpfung) bis ca. 2.5V (max Verstärkung). Die Realisierung der Schaltung ist hier kein Problem, da ja alle Verstärker im DC-Bereich arbeiten. Zuerst hatte ich verworfen das so zu machen, da ich dachte es kostet mich zu viel Lautstärke. Denn es wird ja Leistung vom ZF-Verstärker abgezweigt. Aber scheinbar ist das zu vernachlässigen, denn im Betrieb ist es so kaum zu merken. Sobald ich Alles fertig aufgebaut habe wird natürlich auch das Schaltbild folgen. Aber könnte ja sein ich hab einen groben Denkfehler drin, dann bitte sofort "STOP!" rufen^^. Deshalb der kurze Zwischenstand hier schon mal.
Hallo Sven In der Tat ist das ein regelungstechnisches Problem. Die einfachste Variante, ein P-Regler, hat im Endeffekt bei kleinem Kp immer eine Regelabweichung hörbare Regelabweichung. Macht man das Kp recht groß, so gibt es vor allem bei starken Signalen ein Überschwingen, wobei das Signalerst erst komplett weggeregelt wird und dann wieder kommt. Der Gleichrichter reagiert schneller und die Kaskode wird im unteren Bereich unlinear. Du hat ja ein Poti, damit wirst Du den Kompromiss finden. Der Ladewiderstand, der Elko, der Entladewiderstand und das Kp sind ausschlaggebend. Sehr aufwendige AGCs arbeiten noch mit zwei unterschiedlichen Release-Zeiten. Nach 100-200 ms wird auf die Schnellere umgeschaltet. > Ich messe am Gleichrichter max. ca. 100mV. Ich würde versuchen, hier etwas mehr Signal zu bekommen. Eventuell sollte bei schwachen Stationen 50mV gleichgerichtet werden und bei Starken 200-300mV. Falls der AM-Demodulator durchläuft und nur das NF-Signal umgeschaltet wird, ist dieser Schwingkreis die richtige Stelle zum Abgreifen der ZF. Ansonsten könntest Du auch vor dem Gleichrichter die HF noch etwas verstärken. Die OPV-Geschicht sollte so ok sein. Auch der LM358, welcher am unteren Ende to Rail kann, ist eine gute Wahl.
Servus, ich hab die Regelung gestern noch so weit aufgebaut, dass ich sie testweise mal anhängen konnte. Ich habe im Betrieb jetzt 2 empfangsstärkeabhängige Spannungen: 1. 0 - 5 V für das S-Meter 2. 2.5 - 0 V für die AGC Ich hab das sogleich auch mal mit (langen) losen Kabeln angeschlossen, aber scheinbar klappt das so nicht, der Ton klingt recht dumpf und man hört Störgeräusche wie an- und absteigende Pfeiftöne. Ich vermute da koppelt HF ein und wird durch die OPV mit verstärkt. Ich werd nachher mal an jeden OPV EIngang einen Kerko gegen Masse schalten und das Ganze mit kurzen Leitungen einbauen. Auch werd ich wohl die HF doch wie vorgeschlagen noch mal verstärken. Dann sehen wir weiter.
Zwischen negativem Eingang und Ausgang des OPs einen C mit 10 nF -> Tiefpassverhalten. Auf jeden Fall verhindern, daß die Kaskoden HF-mäßig koppeln. Die Regelverstärkung erstmal nicht zu hoch einstellen.
Kann ich eigtl. direkt vom OPV-Ausgang auf den Regeleingang der Kaskode gehen? Der OPV ist doch niederohmig am Ausgang, wie koppel ich da am besten auf die Kaskode? Momentan sind beide Kaskoden einfach parallel am OPV Ausgang und kriegen von da ihre 2.5 - 0 Volt je nach Signalstärke.
>> Momentan sind beide Kaskoden einfach parallel am OPV Ausgang >> und kriegen von da ihre 2.5 - 0 Volt je nach Signalstärke. Über je einen Vorwiderstand vom OP zum Gate. Von den Gates gegen GND müssten ja sowieso Kondensatoren eingebaut sein.
>Zwischen negativem Eingang und Ausgang des OPs einen C mit 10 nF -> >Tiefpassverhalten. Der Tip war Gold wert! Alle Störgeräusche weg und der Klang auch wieder voll da. Besten Dank! Baue jetzt gleich noch schnell das S-Meter auf, und dann hab ich ja fast den ganzen Empfänger soweit von der Funktion her stehen.
> dann hab ich ja fast den ganzen Empfänger soweit > von der Funktion her stehen. Ja super, davon leben wir: Von Erfolgserlebnissen. Wie gut funktioniert jetzt der Frequenzzähler und die ZF-Ablage?
Funktioniert einfach klasse, trotz der einfachen Auskopplung ohne Pufferstufen. Ich konnte bis jetzt auch keinerlei Störgeräusche durch den Zähler selber feststellen, was man ja in manchen Bauberichten liest. Die ZF-Ablage ist durch Jumper umschaltbar, ich schalte also mit einem Mehrfachschalter Filter, Demodulator und ZF-Ablage gleichzeitig um, wenn ich von SSB auf AM wechsle. Zusätzlich könnte man auch noch umschalten, ob die Ablage addiert oder subtrahiert wird, je nachdem wo der Oszillator nun schwingt. Auf jeden Fall sehr sehr angenehm endlich zum testen nicht mehr die Frequenz mit einem externen Empfänger über den VFO-Sinus suchen zu müssen^^. Ich werd das jetzt auch erstmal so lassen ohne Pufferstufe, gestern musste ich schon das Netzteil ausmustern weil ich mittlerweile über den 120mA bin, die es liefern kann. Momentan hängt der Aufbau am Labornetzteil, alle anderen Steckernetzteile die ich übrig habe sind Schaltnetzteile, und über das Störspektrum was da über das Kabel reinkommt brauchen wir nicht weiter sprechen^^. Mal schauen ob ich noch ein gut gesiebtes Trafonetzteil irgendwo rumfliegen habe, ich wollte ungern auch noch das NT selber bauen müssen.
Servus zusammen, heute hab ich das S-Meter noch aufgebaut, und es hat auch gleich auf Anhieb gut funktioniert. D.h. ich muss mir jetzt langsam Gedanken darüber machen wie ich den Einbau ins (Metall-)Gehäuse realisiere. Es verhält sich ja so, dass jeder Funktionsblock als einzelnes Modul auf einer Kupferfläche vorliegt. Ich hab das Foto nochmal angehängt, wo man es sieht. Wie könnte ich das Ganze jetzt am elektrisch günstigsten in ein Gehäuse packen? Vor allem wegen der Masseführung. 4 Bohrungen in die Platte von jedem Modul und dann mit dem Empfängerboden verschrauben? Oder eine durchgehende Kupferfläche wie in dem Foto zu sehen, und die Module dann rundherum auflöten und ins Gehäuse schrauben?
Hallo Sven Pack das Ganze mal auf das Blech mit Kontakt und probier aus, ob sich was verschlechtert. > Ich hab das Foto nochmal angehängt Da bekommt der Begriff "Geisterbild" eine ganz neue Bedeutung. Modifiziert: >> und die Module dann rundherum auflöten >Einen Blechstreifen am Modul und unten anlöten? An zwei Ecken jeweils einen Draht auf die Grundfläche löten. Wenn es keine Probleme macht, dann so lassen.
Ok, dann werd ich die Module einfach fest auf der Grundplatte verlöten, Trennbleche zur Abschirmung dazwischen und den ganzen Aufbau dann ins Gehäuse setzen.
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Hier wie versprochen noch meine AGC-Schaltung. Die Simulation entspricht nicht ganz der Realität, zb hab ich anstatt BAT43 OA81 Germanium-Spitzendioden verwendet. Aber ich denke man kann die Funktion nachvollziehen. Zum Einstellen suche ich mir erst einen Sender, der extrem stark einfällt. Dann stelle ich das 500k Poti so ein, dass knapp 5 V am Ausgang vom 1.OP anliegen -> S-Meter Vollausschlag. Die Hälfte davon, also 2.5V wird dann von einer Vergleichsspannung (100k Poti) subtrahiert und das Ergebnis stellt die AGC Spannung dar. Im Idealfall also bei starken Sendern ~0V -> Kaskode regelt max. ab. In der Simulation passen die Pegel nicht richtig, aber in der Realität funktioniert es gut. Das S-Meter besteht aus einem LM3914 und einer LED-Bar mit 7xgrün und 3xrot. Natürlich kann man nicht wirklich auf S-Stufen eichen, es ist nur eine Relativanzeige und mehr als kleine Spielerei gedacht. Dafür wars auch nicht allzu aufwändig.
Ach ja, eins noch: Beim Gehäuseeinbau abgeschirmtes Kabel verwenden? Wenn ja, Schirm an beiden Enden anschließen, oder nur an einem (Masseschleifen)?
HF-Leitungen werden meist beidseitig geerdet. Von der Antenne zur Platine mit Koax und beidseitig den Schirm anschließen. Vom Vorfilter und vom VFO zum Mischer auch. Im 455kHz-Bereich ist abgeschirmte Leitung in der Regel nicht nötig. Jedoch muß die Betriebsspannung schön abgeblockt werden. Bei einer ZF auf 9 oder 10 MHz wäre das eine andere Geschichte. Ohne alles zu schirmen, kommt man auf keine vernünftige Weitabdämpfung. Es gibt übersprechen zwischen allen Komponenten im Gerät. Am Besten werden soger die Betriebsspannungen mit Durchführungskondensatoren in die Module geführt.
Ok, dann spart mir das ja schon mal eine Menge Aufwand. Dass alle Leitungen so kurz wie möglich ausgeführt werden versteht sich von selbst. Was mir noch nicht so ganz einleuchtet: Viele Module haben hochohmige Ausgänge/Eingänge, aber Koax liegt ja zwischen 50 und 75 Ohm. Nimmt man die Fehlanpassung einfach in Kauf?
> Viele Module haben hochohmige Ausgänge/Eingänge
Deshalb baut man HF-Module in 50 Ohm Technik. Aber bei der niedrigen
Frequenz beträgt die Länge des Koaxkabels nur einen kleinen Bruchteil
der Wellenlänge. Die Kabelkapazität addiert sich jedoch zu einem
angeschlossenen Schwingkreis hinzu. Dieser muß dann neu abgeglichen
werden.
D.h. man würde sich bei einem "professionellen" Empfänger tatsächlich die Mühe machen jedes Modul mit Wandlerstufen Ein/Ausgangsseitig auf 50 Ohm anzupassen? Naja, ich werd mich damit begnügen nur wie von Dir vorgeschlagen die Module mit Frequenzen im MHz Bereich abzuschirmen. Für so kleine Hobbyprojekte lohnt so ein großer Aufwand imho nicht. Und momentan ist garnix geschirmt, und es funktioniert ja schon recht gut.
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So, ich hab noch nicht aufgegeben, es geht immer weiter mit dem Empfänger. Ich hab nochmal die VFO Pufferstufe überarbeitet und noch ein paar Spulen gewickelt. So komme ich jetzt auf einen durchgehenden Empfangsbereich von 3,5 MHz - ca. 17 Mhz. Wobei oberhalb von 12 MHz aber die VFO-Ausgangsspannung auf ca. 0,6Vss absinkt. Ich konnte aber mit einem 2m Draht durchaus Sendungen im 20m Band empfangen. Es scheint also noch zu reichen. Der VFO-Drift lässt natürlich oberhalb von 10 MHz zu wünschen übrig, konnte aber stark verbessert werden durch das Ausfüllen des gesamten VFO-Gehäuse mit Schaumstoff. Für einen freilaufenden VFO ohne spezielle Kompensationsmaßnahmen ist es ok denke ich. Lässt man den Oszillator durchgehend eingeschaltet ist der Drift sowieso fast weg. Der Vorstufe hab ich noch pro Plattenpaket vom Drehko ein kleines Trimmer-C spendiert,der Gleichlauf zwischen beiden Kreisen lässt sich jetzt sehr genau einstellen. Der BFO kann jetzt mittels Relais zwischen OSB und USB umgeschaltet werden, da der Empfangsbereich nun über 10MHz hinausgeht. Allgemein ist das Eigenrauschen jetzt so gering, dass man ohne Antenne gar nichts mehr hört im Lautsprecher. Da ich morgen wohl mit der Frontplatte beginne hab ich mal einen kleinen Plan gemacht (siehe Anhang) mit dem Frontplatten-Designer von Schaeffer . Leider bin ich von der Anordnung etwas eingeschränkt, da der VFO ja nun schon in seinem Gehäuse sitzt, ebenso wie die Vorstufe. Daher die etwas ungünstige Anordnung der Drehknöpfe für Band, Vorkreis etc. Durchbrüche/Bohrungen sind gelb eingefärbt, die restlichen Umrisse nur Hilfslinien um die Abmessungen der Module abschätzen zu können. Bin ja sehr gespannt ob das ganze Handwerk nach dem Einbau noch funktioniert^^.
Großes Lob, auch das Design sieht gut aus!
>> Der VFO-Drift lässt oberhalb von 10 MHz zu wünschen übrig
Es gibt den Begriff "kalter Thermostat". Der Oszillator wird in ein
kleines Gehäuse mit Wärmekapazität gepackt und außenrum isoliert. Alle
driftenden Bauteile im Thermostaten sollten irgendwie
temperaturgekoppelt sein, sei es durch Wachs, einen Tropfen
Wärmeleitpaste o.ä., um Temperaturfluktuationen im VFO-Gehäuse zu
verringern. Dein Ausstopfen des Restvolumens verhindert Konvektion. Die
Drift hört nicht komplett auf, aber wird erträglicher.
@Sven: Die Planung der Frontplatte sieht gut aus. Baust du das Gehäuse aus kupferkaschierten Material? Wg. der Amplitudenstabilisierung: Kann man eine AGC für einen Oszi bauen? Pufferstufe aus DG-Fet und Regelung am G2? dc4ku sprach das mal an, jedoch nur mit einen Literaturhinweis. Eine praktische Schaltung habe ich jedoch noch nicht gesehen. Man macht das warsch. grob so: Lose Koppelung am Schwingkreis, Gleichrichtung und Siebung und dann an das G2? @Bernd W: Wg Temp.Drift: Reicht auch ein doppelkaschiertes FR4-Gehäuse+Styroporplatten von außen ankleben und die Spule in (Bienen)Wachs eingießen?
>Baust du das Gehäuse aus kupferkaschierten Material?
Nein, das Gehäuse ist ein fertiges Blechgehäuse. Eigentlich ist mir die
Wandstärke ein bisschen zu gering, aber wo es sowieso schon im Keller
lag^^.
> Amplitudenstabilisierung: Kann man eine AGC für einen Oszi bauen? > Pufferstufe aus DG-Fet und Regelung am G2? HF-Gleichrichter und Oszillator mit DG-Mosfet. Über G2 wird dann geregelt. Wenn das HF-Signal zur Regelung nach dem Puffer abgegriffen wird, gleicht sich sogar dessen Frequenzgang aus. Der Regler selbst besteht am Besten aus einem Operationsverstärker als PI-Regler geschaltet. > Reicht auch ein doppelkaschiertes FR4-Gehäuse+Styroporplatten > von außen ankleben und die Spule in (Bienen)Wachs eingießen? FR4-Gehäuse geht auch, aber je mehr Wärmekapazität und Wärmeleitfähigkeit, desto besser. Beim Vergießen geht es darum, alle driftenden Bauteile thermisch miteinander zu verbinden. Dann driftet nicht jedes Teil einzeln hin und her, sondern das ganze Gebilde hat eine resultierende Drift, die sich teilweise aufhebt. Teile, welche sich im 1/100 mm Bereich wie ein Bimetall bewegen, erzeugen auch Drift. Diese werden auch durch das Bienenwachs fixiert. Starke Drift durch: Kapazitätsdiode Transistor Kondensator (kein NP0 oder Styroflex) mechanische Instabilität Betriebsspannung
Ich hab bei meinem VFO die Transistoren thermisch über dicken Kupferdraht untereinander und mit der Trägerplatte der Spulen gekoppelt. Quasi eine primitive Heatpipe. Anfangsdrift ist zwar höher, aber dafür pendelt es sich viel schneller ein. Mit einer Heizung in Form von Leistungswiderständen hatte ich auch mal experimentiert, aber das war nicht so der Hit. Die simpelste Methode scheint mir immer noch, dem VFO einen eigenen Regler zu geben und ihn bei eingestecktem Empfänger immer an der Spannung zu lassen. Man könnte ja auch über sowas wie einen Standby-Mode nachdenken, also anstatt EIN/AUS Schalter eben OFF-STDBY-ON. Wobei auf Standby dann eben alle Oszillatoren (die nicht Quarzstabil sind) laufen und der Rest abgeschaltet bleibt. @BerndW: Muss es zwingend Bienenwachs sein, oder geht zur Not auch normales Kerzenwachs? Ich muss auch noch ein paar Spulen eingießen.
> Muss es zwingend Bienenwachs sein, oder geht zur Not auch normales > Kerzenwachs? Ich muss auch noch ein paar Spulen eingießen. Normales kaltes Wachs broselt gerne oder bekommt einen Riß. Bienenwachs bleibt elastischer. Eine Kerze aus Bienenwachs sollte im Supermarkt oder Geschenkladen erhältlich sein. Allerdings hab ich bisher auch meist normales Wachs verwendet.
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Hab mal ein paar Bilder gemacht während der Arbeiten am Gehäuse. Macht noch nicht viel her momentan, wird aber noch^^. Ich hoffe ich komme mit dem Platz hin, wie man sieht ist das Gehäuse gegenüber dem jetzigen Aufbau eher klein. Ich werde aber einiges an Platz sparen, indem ich manche Module senkrecht auf die neue Grundplatte löten werde. Ausserdem können Bauteile wie die Regler auch an der Gehäusewand fixiert werden.
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Morgen, ich mal wieder: Nachdem jetzt alles im Gehäuse ist, musste ich leider den AM-Demodulator nochmal umbauen, da mit dem aktiven die Gesamtverstärkung einfach zu hoch ist, übersteuerte bei fast allen Sendern. Weil auch noch Platzmangel dazukommt will ich jetzt wieder zurück zu einem einfachen passiven Diodendemodulator. Im Anhang hab ich mal einen aufgebaut, die Signalquelle mit 100k Innenwiderstand ist die ZF-Kaskode, der Sourcefolger die letzte ZF-Stufe, Ausgangsimpedanz liegt so bei rund 300 Ohm laut Simulation. Nun kommt ja im Vergleich zum Eingangssignal nicht besonders viel NF-Pegel raus. Ich hatte sowieso Probleme zu bestimmen in welchem Bereich sich der Eingangswiderstand bewegt, da es bei der Simulation stark vom Widerstand Diode nach GND abhängt. Vom Detektorempfänger meine ich zu wissen, dass der Eingang eher niederohmig sein müsste, da man da ja die Diode gewöhnlich an einer Spulenanzapfung betreibt. Wenn möglich wollte ich mir eine extra Anpassstufe für AM sparen, zur Auswahl stünden 1 mal der ZF-Ausgang an der Kaskode mit 100kOhm, und dann wie in der Simulation der Sourcefolger mit ca. 300 Ohm. Änderungen sollten sich auf die AM-Schaltung beschränken, da der Sourcefolger für den Übertrager vom Produktdetektor optimiert ist. Gerade noch machbar wäre eine kleine 1-Transistor Stufe zur Anpassung. Ich möchte in den AM-Teil nicht mehr viel Aufwand stecken, es soll nur so gut werden, dass man den Vorkreis am Antennenrauschen abstimmen kann. PS: Ich hab die Schaltung noch nicht getestet, vielleicht erscheint mir der NF-Pegel auch nur so gering, bewegt sich aber im üblichen Rahmen?
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Hallo Sven Entweder - den C12 größer auf z.B. 100nF oder - siehe Anhang Gruß, Bernd
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Danke, funktioniert jetzt zufriedenstellend. Das Vorspannen und entkoppeln mit Kondensator der Diode war in dem Fall natürlich Quatsch wenn ichs mir jetzt anschaue^^. In Anlehnung an Deinen Vorschlag hab ich die Schaltung wie im Anhang abgeändert. Den Sourcefolger hab ich nicht umgebaut, das alte Schaltbild war nur nicht auf dem neuesten Stand^^. Als Diode habe ich anstatt Germanium eine 4148 eingesetzt, da immerhin 7-8V anliegen können. Im praktischen Vergleich ergab sich da kein Lautstärkeunterschied. Der Ausgangspegel ist so zwar geringer als in Deiner Version, was aber kein Problem ist. Im Mittel reicht die Lautstärke jetzt um mit den 0,5W Audio einen Raum zu beschallen. Ich merke hier auch, dass der Empfänger für AM-Rundfunk vielleicht schon einen Tick zu empfindlich ist. Als Abschwächer hängt hinter der Antenne ein 1kOhm Poti, aber bei starken AM-Sendern ist nur das untere 1/8 wirksam. Muss wohl noch ein Widerstand parallel zum Poti. Beim SSB-Empfang kann ich zum Vergleich meinen AR8200 benutzen: http://www.thiecom.de/ar8200.htm Von der Empfindlichkeit her kann sich mein Aufbau da durchaus mit dem Scanner messen. Wenn da nur diese eine Sache nicht wäre: Das Netzteil packt ordentlich 50/100-Hz-Brummen rein heul. Bemerkt hab ich das erst als ich eine Kopfhörer-Buchse eingebaut hab, mit Lautsprecher ist es nicht wahrnehmbar. Es kommt aber definitiv vom NT, da auf Batteriebetrieb alles sauber ist. Möglicherweise ist das aber auch ein Masseproblem, wenn man mit einem Schraubenzieher während Betrieb auf die Massefläche oder an Masse liegende Regelknöpfe klopft, dann hört man das und sieht es auch deutlich als Ausschlag am S-Meter. Aber gut, das werden wohl keine unlösbaren Probleme sein. Halt noch die letzten Fehler ausmerzen nachdem jetzt alles im Gehäuse steckt, und danach Deckel drauf und gut^^.
> Das Netzteil packt ordentlich 50/100-Hz-Brummen rein Verschwindet das Brummen bei zugedrehter Lautstärke? Die Kaskoden sollten mit einer gut gefilterten Spannung hinter einem richtigen Längsregler versorgt werden. Mit einem RC oder LC-Filter muß der Elko schon >=1000µF haben. Verschwindet es mit Batterie, jedoch mit eingestecktem Netzteil? Es könnte sich der VFO mit der ZF zurückmischen und diese HF z.B. über die Netzleitung entkommen. In einem Netzgleichrichter wird dann die HF moduliert und das verbrummte Signal über den Eingang wieder empfangen. Obwohl dies eigentlich ein Problem von DC-Receivern ist, kann man es nicht komplett ausschließen. Dann könnte es sich noch um eine Masseschleife handeln, welche als große Windung das Streufeld des Netztrafos einfängt. > an Masse liegende Regelknöpfe klopft, dann hört man das Mikrofonie kommt oft von Keramikkondensatoren oder von der Oszillatorspule bei der sich die Wicklung bewegt oder der Abstand zum Abschirmblech. Das Poti kommt auch in Frage. Nimm einen harten Kunststoffstab und teste damit jedes einzelne Bauteil auf Mikrofonie.
Als Regler verwende ich einen L200C für die 10V und einen LM317 für 5V. Eingangsseitig hängen da ca 2500uF davor + die Aussenbeschaltung der Regler wie im Datenblatt angegeben + zusätzlich Kerkos für schnelle Impulse. >Verschwindet das Brummen bei zugedrehter Lautstärke? Ja, ist dann irgendwann weg. Ich hab nochmal ein wenig geforscht, und mit Labornetzteil ist das Brummen auch weg. Ich will aber das Gerät nicht immer an dem riesen Klotz betreiben, daher versuch ich gleich nochmal ein 12V Wechselspannungsnetzteil mit einem Gleichrichter zu versehen und halbwegs passabler Siebung. >Nimm einen harten Kunststoffstab und teste damit jedes einzelne Bauteil auf >Mikrofonie. Scheint keine Mikrofonie zu sein, der Effekt tritt nur mit leitenden Gegenständen auf. Evtl. sogar normal?
> der Effekt tritt nur mit leitenden Gegenständen auf.
Durch statische Aufladung und durch das 230V Netz lädt sich jedes
Metallteil auf, besonders wenn man es anfasst. Beim Berühren des Chassis
gibt es eine kleine Entladung: Es Funkt!
Ist das Chassis geerdet bzw. hängt es am Schutzleiter? Falls nicht,
könnte es auch die Spannung auf dem Chassis sein.
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>Ist das Chassis geerdet bzw. hängt es am Schutzleiter?
Das war es natürlich, Wackelkontakt in der Anschlussklemme zum
Heizungskörper...Das kommt davon wenn man nur alten Mist hat^^.
Das Brummen ist mit anderem Netzteil zwar schon besser, aber immer noch
zu störend bei höheren Kopfhörer-Lautstärken.
Würde der Saugkreis im Anhang in der Praxis was bringen?
Mit den 100Hz liege ich doch richtig, wegen der Verdopplung vom
Brückengleichrichter?
Gibt es Stellen/Betriebsspannungen, bei denen ein 2200µF Elko oder größer eine Besserung bringt? Oder kann es sein, daß die Eingangsspannung für den L200 nicht reicht und von dort überlagerte Wechselspannung durchschlägt? Dropout voltage typ. 2 Volt.
Der Saugkreis bringt wenig. Die 100Hz sind schon richtig. Ich habe eine platzbedingt zu kleine Drossel in Röhrenverstärkern in Resonanz gebracht, es brummt weniger, aber wie das als Kurvenform aussieht was da noch durch kommt willst Du nicht wissen. Es ist lange her das die Netzspannung sinusförmig war, die Schaltspitzen der Gleichrichter tun ein übriges. Gruß, Holm
>Oder kann es sein, daß die Eingangsspannung für den L200 nicht reicht >und von dort überlagerte Wechselspannung durchschlägt? Da sollte genug Luft sein, am Eingang liegen ca. 15 Volt an. Ich werd gleich noch mal verschiedene Stellen mit den 2200uF ausprobieren. Irgendwie muss das ja in den Griff zu bekommen sein. Man treibt ja keinen Aufwand für einen empfindlichen Empfänger und lebt dann mit Brummen im Kopfhörer^^.
Nochmal ein Update: Ich hab am Eingang alle Elkos bis auf 1x 470uF ausgebaut. Und folgender Effekt stellt sich ein: Mit den 470uF wird das Brummen leiser wenn man die Lautstärke reduziert. Schalte ich parallel noch 1000uF dazu, wird das Brummen leiser, wenn man die Lautstärke ERHÖHT. Kann man daraus vielleicht auf die Fehlerquelle schließen?
Dann hast Du eventuell zwei Brummquellen. Meist erscheint einem der Fehler ziemlich unlogisch. Ein Brummen aus der ZF oder Demodulator kompensiert das Brummendes NF-Verstärkers. Dreh erst mal die Lautstärke ganz zurück, dann muß Ruhe sein. Erst wenn das beseitigt ist, nach dem Brummen aus der Vorstufe suchen. Macht eventuell der Massepunkt des Potis einen Unterschied?
Hat sich erledigt :-D. Bei solchen komischen Fehlern hilft ja meist nur probieren, also erstmal alle Eingangs-Elkos ausgelötet. Und schon ist das Brummen minimal. Scheinbar mögen die Längsregler keine großen Kapazitäten am Eingang. Denn wenn ich die gleichen Elkos jetzt am Ausgang der Regler betreibe bleibt auch alles ruhig. Man hört es jetzt nur noch wenn man die Antenne abnimmt und sich wirklich genau darauf konzentriert. Damit kann ich leben. Ich werd jetzt vorsichtshalber noch je einen Kerko über die Dioden vom Brückengleichrichter meines Selbstbau-NT ziehen und dann solls das auch gewesen sein. Vielen Dank nochmal für die Hilfe und fürs Mitdenken. Falls Interesse besteht stell ich in den nächsten Tagen noch ein paar Fotos vom fertigen Gerät ein.
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N'Abend zusammen. Wie angekündigt jetzt mal ein paar Bilder vom sich der Fertigstellung nähernden Empfänger. Ich schreib mal nix weiter dazu, in dem Gewirr erkennt man sowieso kaum noch was. Nur soviel, wie man sieht musste ich letztlich alle Module aus Platzgründen hochkant mit Blechstreifen auf der Grundplatte auflöten. Es ist aber bei weitem nicht so instabil wie es aussieht, die Platten sitzen bombenfest. Möglicherweise ist die Bauweise an manchen Stellen sogar vorteilhaft, da sich dadurch ja schon eine gewisse Abschirmung ergibt.
Hallo Sven Auf den ersten Blick ist es ein ziemlicher Drahtverhau. Es ist aber auch einiges drin. Von außen sieht es richtig gut aus. Das Gerät wird Dir sicher noch viel Spass bereiten. Der größte Erfolg ist nicht mit auf dem Bild. Einmal ein gewisser Stolz, sowas zum Laufen zu bringen und die gewonnene Erfahrung und mit try and error sich schrittweise ans Ziel herangetastet zu haben. Gruß, Bernd PS So rein aus Neugier, gibt es schon einen Plan für das nächste Projekt?
>Auf den ersten Blick ist es ein ziemlicher Drahtverhau
Absolut, noch mehr Verbindungen hätten es nicht sein dürfen.
Was auf den Bildern aber nicht so gut rüberkommt, der Großteil der Kabel
ist eigtl. nur Stromversorgung und geschirmtes Audiokabel. Die
wichtigsten Signalverbindungen sind zum Großteil nicht an die Schalter
geführt, sondern werden durch ein Doppel und ein Vierfach-Relais
umgeschaltet.
Letztlich wird das auch noch deutlich aufgeräumter werden sobald ich
sicher bin, dass nicht noch irgendwo Fehler drinstecken. Dann werden die
fliegenden Leitungen alle noch mit Kabelbindern gebündelt und fixiert.
Eins ist aber sicher: Das nächste Projekt entsteht direkt im ausreichend
großen Gehäuse mit viel Platz zum ein- und auslöten.
Die Erfahrung die ich mit diesem Empfänger gewonnen habe ist definitiv
Gold wert, und an der Stelle auch noch mal ein großes Dankeschön, dass
Du mit viel Geduld und Sachverstand auch meine dümmsten Fragen hier
immer beantwortet hast. Mein Dank gilt natürlich auch allen anderen die
hier im Forum geholfen haben.
Demnächst werde ich nochmal versuchen das Ladderfilter nach Deiner
Methode mit Spectran am Rechner zu vermessen. Sollte das Ergebnis
schlecht sein, kann man drüber nachdenken die Resonatoren mal zu
selektieren und evtl. ein besseres Filter hinzubekommen.
An Wochenenden mit Contest und hoher Bandbelegung merkt man doch schon
manchmal, dass die Nachbarstation deutlich reinstört.
Das nächste zeitnahe Projekt wird wohl in Richtung Experimente mit
Antennen/Anpassung gehen. Momentan stehen mir ja nur der kurze Draht mit
willkürlicher Länge im Zimmer und eine 20,5m L-Antenne im Garten zur
Verfügung.
Zusätzlich hab ich zwar noch eine W3DZZ, aber da muss ich die Ankopplung
im Fußpunkt und die Traps nochmal ändern.
Ich schätze aber Empfang von ganz entfernten Stationen, Australien etc.
kann ich mit meinen Möglichkeiten hier abschreiben, selbst wenn der
Empfänger das hergeben sollte an Empfindlichkeit. Mehr als 4m
Antennenhöhe und 25m Antennenlänge sind hier praktisch nicht
realisierbar.
Ansonsten hatte ich auf längere Sicht mal vor was mit SDR zu versuchen.
So in Richtung USB-gesteuerter VFO etc.
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Sieht nicht schlecht aus das Teil und bin auch auf das nächste Projekt gespannt. Leider komme ich mit meinem Projekt nicht weiter, da ich schon 14+ Tage auf den Feintrieb für den Drehko aus UK warte. Der RIT der VHF-Oszillatoren wird vorerst über C-Dioden, die an einer Anzapfung der Spule hängen realisiert.
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Hi, hab eben mal die beiden Filterkurven mit Spectran bestimmt. Sieht leider (wie befürchtet) nicht so wahnsinnig toll aus. Das SSB Filter ist natürlich viel zu unsymmetrisch und die Welligkeit liegt auch jenseits von gut und böse. Kann man anhand der Filterkurve Rückschlüsse darauf ziehen bei welchen Bauteilen, Resonatoren oder Kondensatoren, die Bauteilwerte zu stark streuen? Fraglich ob es sich überhaupt lohnt da noch was zu machen, d.h. ob das Ergebnis mit meinen Mitteln hier daheim überhaupt zu verbessern ist. Prinzipiell geht es ja, die Sprachqualität ist eben "gewöhnungsbedürftig". Auffällig auch, dass die Filterkurve bei Einstellung auf USB (am Empfänger) deutlich besser aussieht.
Kann es sein, daß bei LSB der BFO sich schon im Filterbereich befindet?
Verstell ihn mal in Richtung höherer Frequenzen, dann muß die
Filterkurve sich vom Nullpunkt weg verschieben.
> lohnt da noch was zu machen
Ein wenig besser geht es schon. Wenn der BFO richtig sitzt, kannst Du
die Anpassung des Filters hoch/niederohmiger machen. Das beeinflußt die
Welligkeit. Dann kann man parallel zu jedem C im Filter einen um Faktor
10 kleineren parallel schalten, um zu sehen, ob sich was verbessert.
>Kann es sein, daß bei LSB der BFO sich schon im Filterbereich befindet? Da gab es ja von Anfang an Probleme, bei zu hoher Einstellung kam es ja zu Störgeräuschen. Ich schau mir das nachhar nochmal an. Zwischendurch aber mal eine Antennenfrage: Ich hab jetzt meine W3DZZ neu aufgehangen und frag mich gerade wie ich die symmetrische Antenne am besten an den unsymmetrischen Eingang ankoppel. Das Antennenkabel ist zweiadrig verdrillte Kupferlitze (also rund 100-120 Ohm nach meiner Information) und ist wegen der Anpassung etwas außerhalb der Dipolmitte angeschlossen. Der Empfänger besitzt über einen 9:1 UNUN quasi 3 Eingänge mit 50, 100 und 450 Ohm. Jetzt dachte ich mir es wäre am einfachsten am Ende des Antennenkabels kurz vor dem Empfänger einfach einen 1:1 Strombalun einzufügen. Denn die 100 Ohm am Eingang hätte ich ja bereits durch den UNUN. Aber auch nach längerer Suche hab ich keine Formel gefunden, mit der ichdie nötige Induktivität berechnen könnte. Auch bin ich mir über das Wickelschema nicht ganz klar. Aber für eine Mantelwellensperre (nichts anderes scheint ein Strombalun ja zu sein?) sollte es doch reichen die verdrillten Adern einfach ganz normal durch den Ringkern zu führen? Oder gilt auch bei Zweidrahtleitung dieses Schema?: http://www.mydarc.de/do7fh/grafiken/bilder/loop-choke.jpg Beim Antennenkabel handelt es sich nicht um eine abgestimmte Speiseleitung, ich hab aber hier einen einfachen, unsymmetrischen Antennentuner zur Verfügung.
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So, ich hab versucht die BFO Frequenz nochmal etwas zu verschieben, aber die Beule in der Filterkurve scheint wohl nicht daher zu kommen. Wenigstens hab ich jetzt beide Filterflanken gleich liegen. Falls die Nachteile von dieser hohen Welligkeit des Filter nur in schlechter Sprachqualität liegen kann ich damit erstmal leben.
> einen 9:1 UNUN quasi 3 Eingänge mit 50, 100 und 450 Ohm. Sind das nicht 50, 200 und 450? Mit einem 3:2 Verhältnis transformiert es die Impedanzen 2.25:1. Damit dürfte 112/2.25 = 50 Ohm recht gut passen. Das XL des Eingangskreises sollte >= Faktor 5 der Antennen/Kabelimpedanz bei der niedrigsten Frequenz haben. Das sind dann > 500 Ohm bei 3,5 MHz -> ca. 25µH. Für den Eingang sind alle drei Wicklungen in Reihe geschaltet. Dann entfallen auf eine Wicklung ca. 2,8µH. > Oder gilt auch bei Zweidrahtleitung dieses Schema?: > bilder/loop-choke.jpg Das ist eine Mantelwellensperre. Die verhindert, daß das Kabel beim Senden mitschwingt und die Sendeenergie über die Kabelabschirmung zurück in den Shack fließt und dort Störungen verursacht.
>Sind das nicht 50, 200 und 450? Ja, richtig. Mein Fehler. Also wäre für meinen Fall dann doch eher ein Spannungsbalun mit einem WINDUNGSverhältnis 3:2 passend? >Das ist eine Mantelwellensperre Ich kenne das auch als Mantelwellensperre oder auch stromkompensierte Drossel, aber bei der Suche nach "1:1 Balun" bin ich immer wieder auf diese Anordnung gestossen. Wird wohl auch als "Strom-Balun" bezeichnet. Ich sehe aber auch nicht wie da das Signal symmetriert werden sollte... Der Begriff Balun scheint nicht immer korrekt verwendet zu werden, den 9:1 UNUN findet man auch als "Magnetic Balun", obwohl er komplett unsymmetrisch ist. PS: Wie verhält es sich eigtl. wenn man 2 Ringkerne stapelt? Verdoppelt sich die Induktivität pro Windung?
> wenn man 2 Ringkerne stapelt?
Vermutlich nicht ganz. Und beim doppelten AL-Wertwürde sich die
Windungszahl nicht halbieren. Bei einem T30-6 wären das nur 20 anstatt
28 Windungen.
Ich steh grad auf dem Schlauch wie ich das Wickeln muss^^. Bei 3 Windungen krieg ich ja keinen Mittelabgriff für die Symmetrie hin? Rein schematisch stelle ich mir das so vor: http://www.dj4uf.de/lehrg/a03/bild3-15.gif Aber lohnt sich der Aufwand bei einer reinen Empfangsantenne überhaupt?
Dann 6:4 statt 3:2, dann gibt es einen Mittelabgriff.
> lohnt sich der Aufwand bei einer reinen Empfangsantenne überhaupt?
Den Unterschied wird man so vermutlich nicht hören.
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So, es gibt wieder was Neues. Ich hab am Wochenende ziemlich viel rumprobiert in Sachen Antenne. Dabei hab ich als Referenz immer meinen ~20,5m Draht genommen, da der auf allen Bändern immer ein recht brauchbares Signal bringt. Zuerst hatte ich versucht mit dem Dipol über Balun direkt an den Empfänger zu gehen, aber das Signal wurde meist extrem leise. Ich hab dann verschiedene Balunschaltungen durchprobiert, 1:2 als Trafo, 1:4 und 1:1 als Spartrafo. Aber das beste Ergebnis bekam ich tatsächlich mit einem 1:1 Strombalun in Verbindung mit einem unsymmetrischen Tuner. Scheinbar kann man eine Mantelstromsperre tatsächlich als Symmetrierglied verwenden. Das nennt sich dann wohl "Balun für undefinierte Impedanzen" und passt für mich hier am besten, da ich zwar die Impedanzen am Empfängereingang und am ANtennenfußpunkt ungefähr abschätzen kann, aber alles was dazwischen liegt ist unbekannt. Möglicherweise hat die Speiseleitung eine unglückliche Länge und wirkt als Transformationsglied. Zum Nachmessen müsste aber die Antenne wieder runter... Nachlesen kann man es einmal hier: http://dg0sa.de/balun1zu1undefklein.pdf ,und im Rothammel Antennebuch aus den 70ern wird auch die aufgewickelte Speiseleitung als Mantelstromsperre/Symmetrierglied angegeben. Da mein alter Tuner aber eine schlechte Abstufung bei der Induktivität hatte (nur 2uH-Stufen) hab ich mal schnell einen neuen zusammengebruzzelt. Hat 3 Anschlüsse, Masse, unsymmetrisch, symmetrisch und ist ein ganz einfaches L-Match (Tiefpass). Der Schalter in der Mitte legt den Drehko (700pF) entweder an den Eingang oder Ausgang, der Kippschalter links schaltet nochmal 700pF parallel zum Drehko, um den Abstimmbereich zu vergrößern. Die Induktivität beträgt ca. 20uH aufgeteilt in 12 Stufen (0, 160nH, 640nH...). Der Ringkern stammt aus einem alten ATX-Netzteil. Ich hatte da zuerst Bedenken, da solche Kerne aus Speicherdrosseln normalerweise nicht HF-geeignet sind, aber die Verluste scheinen marginal zu sein. Die Mantelstromsperre hat übrigens eine Induktivität von ca. 300uH. Hat der Aufwand was gebracht? Definitiv ja. Mit dem Tuner lässt sich der Dipol auf allen Bändern anpassen, und der Störpegel sinkt im Vergleich zum Langdraht ganz beträchtlich. Ich höre jetzt Signale die vorher im Störnebel lagen und gar nicht gehört werden konnten.
Da ich noch ein bisschen mit verschiedenen Antennen experimentieren möchte: Habt Ihr noch ein paar Vorschläge für eine "gute DX-Antenne". Ich setz das mal in "", da es DIE Antenne ja bekanntlich nicht gibt. Sollte in folgenden Grenzen liegen: Gesamtlänge <30m, mit Abwinkeln und "um die Ecke" auch mehr möglich Länge Speisekabel 2-adrig max. 15-20m, Koax hab ich leider keins mehr Momentan verhält es sich so: Die ~20m Draht (kein Speisekabel, Drahtende direkt an Tuner/RX geben den größeren Pegel, aber auch viel mehr Störungen. Mit der W3DZZ sind die Störungen viel geringer, aber auch der Pegel sinkt etwas. Allerdings hab ich gemerkt, dass man sie (kein Wunder) natürlich auf den Bereichen zwischen 80,40 und 20m nur sehr eingeschränkt benutzen kann. Flugfunk auf 6,6MHz z.B. geht eigtl. nur mit dem Langdraht (ich nenns mal so, auch wenn er ja eigtl. nicht l>lambda ist) gut. Gibts da noch was, um ein bisschen mehr Empfang rauszuholen, die W3 vllt. durch einen ganz normalen Dipol mit einer "Kompromißlänge" ersetzen und den dann über Tuner "hinbiegen"? Dass das alles ein Kompromiß (mit Verlsuten) sein muss ist mir schon klar, aber ich kann/will ja nicht für jedes Band eine eigene Antenne aufhängen.
Ich hab jetzt erstmal die Aussenantennen so gelassen und mir lieber was für den Winter, wenn das Fenster zu bleiben soll gebaut: Eine Loop-Antenne mit ca. 66cm Durchmesser. Für 40 und 20m wird mit einem 270pF Kondensator abgestimmt, für die tieferen Bänder kann man jeweils Kondensatoren parallel schalten. Ich war doch sehr überrascht wie gut die Loop funktioniert. Um die Empfindlichkeit für das 20m Band zu steigern (da höre ich mit keiner Antenne mehr das Grundrauschen, was das Abstimmen vom Vokreis schwierig macht, trotz Skala) überlege ich noch einen zuschaltbaren Vorverstärker ins Tuner-Gehäuse zu packen. Mal schauen was die Experimente am we so ergeben.
> Ich war doch sehr überrascht wie gut die Loop funktioniert. Das Signal ist etwas schwächer, aber der Signal-Störabstand ist in der Regel besser. > Um die Empfindlichkeit für das 20m Band zu steigern Die Antenne hat bei 20m einen deutlich höheren Wirkungsgrad, als bei 40m. Wenn der Störpegel >1µV beträgt, ist eine Verstärkung nicht notwendig.
> Um die Empfindlichkeit für das 20m Band zu steigern
Ich drücks nochml anders aus, wenn der Rauschpegel beim Anschließen der
Antenne kräftig ansteigt, ist eine Verstärkung nicht notwendig oder
sogar schädlich.
Der Durchmesser der Antenne kann bis ca. 1,2m gesteigert werden, um
damit noch 10m empfangen zu können. Außerdem kann der Materialdurmesser
erhöht werden. Z.B. 10mm Kupfer-Heizungsrohr sind beliebt oder
Alu-Fahrradfelgen, möglichst von einem 28" Rad. Die Felge hat einen
Stoß, dort auseinandersägen und den Drehko dran.
Also so ab ca. 12 MHz hört man gar keinen Anstieg vom Rauschpegel mehr, egal welche Antenne verwendet wird. Daher wollte ich eben noch einen kleinen Vorverstärker der bei Bedarf zugeschaltet werden kann in die Tunerbox packen, quasi um das Antennenrauschen wieder über das Eigenrauschen des Empfängers anzuheben. Mal sehen ob es was bringt, oder ob das SNR zu schlecht wird. Die Loop wollte ich nicht größer bauen, da es sonst als Tischantenne zu unhandlich wird
> Also so ab ca. 12 MHz hört man gar keinen Anstieg mehr
Beim Selbstbau oder beim Weltempfänger?
>Beim Selbstbau oder beim Weltempfänger?
Beim Selbstbau. Beim Scanner hört man es noch deutlich, aber hier merkt
man auch dass der für lange Antennen viel zu empfindlich ist, man muss
zwingend den Abschwächer (-10dB nehme ich an) aktivieren.
Auf 20m ist das Band eher tagsüber sporadisch offen. Es ist durchaus möglich, daß Du bisher zum falschen Zeitpunkt versucht hast. Oder funtioniert es mit der Langdraht?
Also tagsüber hab ich mit Langdraht schon ein paar Stationen empfangen, aber da man eben kein Antennenrauschen hört dachte ich, dass die Empfindlichkeit noch gesteigert werden sollte. War ein QSO zwischen Italien und einer Gegenstation mit A3.. oder A6, ich konnte aber nur den Italiener hören.
> aber da man eben kein Antennenrauschen hört dachte ich, dass die > Empfindlichkeit noch gesteigert werden sollte. Kann sein, probiers einfach aus.
Habs mal aufgebaut, aber es hat sich gezeigt, dass sich der Rauschabstand zu sehr verschlechtert. Ich werd mich also mehr auf die Optimierung der Antennenanlage konzentrieren. Was ich immer noch nicht verstehe, warum mit dem Dipol alle Signale leiser sind, als mit Langdraht oder Loop. Am Aufbau kann es eigtl. nicht liegen, ich hab mich da peinlich genau an die Anleitung gehalten. Aufgehängt ist er in ca. 6m Höhe, das Maximum was ich hier machen kann. Die Zuleitung besteht aus verdrilltem Zweidraht, mit ca. 20m Länge. Das Ganze geht ja dann über die Mantelwellensperre an den unsymmetrischen Tuner. Ohne Tuner und Sperre, d.h. Zweidraht direkt an den unsym. Empfängereingang bringt zwar ein Bisschen mehr Lautstärke, aber auch viel mehr Störungen. Und der Langdraht funktioniert über den Tuner sehr gut, also schließe ich den als Ursache auch aus. Bleibt eigtl. nur noch die Zuleitung als Fehlerquelle. Aus praktischen Gründen kann ich die Leitung nich freihängend ins Haus führen, hängt an 3 Punkten jeweils ein kurzes Stück an einem Ast. Eigentlich hatte ich mir von einem Dipol ja besseren und gleichzeitig auch störungsfreieren Empfang versprochen als mit dem endgespeisten Langdraht.
> aus verdrilltem Zweidraht Wie ist der Wellenwiderstand? > Langdraht funktioniert über den Tuner sehr gut Vielleicht geht der Tuner von 50 auf 2k, aber nicht von 50 auf 70? In der Anleitung zum Balun steht: Bitte nicht in einem 50 Ohm System einsetzen! Könntest Du das aufzeichnen, Antenne, Kabel, Anpassgerät, Kabel, Empfänger mit 1. Schwingkreis mit vermuteten Impedanzen?
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Zwar nicht besonders schön, aber auf die Schnelle: Links der erste Schwingkreis und die Einkoppelwicklung L2. Die 50 Ohm sind zwar mit der Simulation ermittelt, aber es sollte auch in der Praxis nahe dran liegen, denn mit einer echten 50 Ohm Antenne (kommerziell) funktioniert er besser als die transformierten über 1:9 UNUN. Tuner und Empfänger sind über 50Ohm Koax verbunden. Der Tuner ist ein L-Match, wobei das C entweder auf Ein- oder Ausgang geschaltet werden kann. Die Mantelstromsperre sitzt am Eingang vom Tuner. In 50 Ohm Systemen soll man den wohl nicht einsetzen weil er auch mit Zweidraht gewickelt wird, also wohl auch um 100 Ohm hat. Daher dachte ich, es passt ungefähr zu meiner Speiseleitung. Deren Z setze ich auch mal mit 100-120 Ohm an, so les ich es zumindest überall. Die Leitung ist aber nicht gekauft, sondern ich hab Einzeladern mit dem Akkuschrauber verseilt. Die 20m gehen dann aus der Bude raus an die Antenne. Der Dipol ist dann wie erwähnt eine W3DZZ, etwas aus der Mitte eingespeist um die 100 Ohm Fußpunktwiderstand zu erreichen. Den groben Wert dazu hatte ich iwo im Netz gefunden, hab ihn leider nicht mehr im Kopf. Was ich mich allerdings Frage: Woher weis die Speiseleitung eigtl., dass sie kein Teil der Antenne ist? PS: Den Langdraht würde man da wo das rote Kabel reingeht anschließen, und den anderen Anschluß auf Masse. Vertauschen geht auch, das Signal wird dadurch nicht schlechter.
> Woher weis die Speiseleitung, dass sie kein Teil der Antenne ist?
Durch das Verdrillen heben sich die Magnetfelder nach außen hin auf.
Wenn das Anpassgerät richtig eingestellt ist, wird auch nichts zur
Antenne zurückreflektiert. Wenn die Antenne z.B. 80 Ohm hat und die
Leitung 120, so findet je nach Länge der Speiseleitung eine
Transformation statt und das Anpassgerät muß diese transformierte
Impedanz an 50 Ohm anpassen können.
Hat das Anpassgerät eine schöne Resonanz/Maximum?
Die unsymetrisch gekoppelte W3DZZ kenn ich so nicht und der Rothammel
läßt sich dazu auch nicht aus. Auch Google ist ratlos.
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Ich denke ich hab den Fehler jetzt gefunden: >so findet je nach Länge der Speiseleitung eine Transformation statt Nochmal 2 Meter zusätzlich eingefügt, und der Pegel ist um Längen höher. Vielleicht waren die 20m ganz unglücklich, da es Vielfache von lambda/4 für 80 und 40m sind. Keine Ahnung, auf jeden Fall funktioniert es jetzt astrein und das Signal ist sowohl stärker als auch störungsärmer als mit Langdraht. Genau wie ich es mir erhofft hatte. >Hat das Anpassgerät eine schöne Resonanz/Maximum? Ja, das Anpassen funktioniert einwandfrei, sowohl für Draht als auch Dipol. Auch der Loop kann man damit auf manchen Bändern noch etwas mehr entlocken. >Die unsymetrisch gekoppelte W3DZZ kenn ich so nicht In meiner 75er Ausgabe (8.Auflage) wird angegeben den Dipol direkt mit 50 Ohm Koax zu speisen, oder aber besser, mit 120Ohm verdrilltem Zweidraht. Mantenlwellensperre+unsymmetrischer Tuner hatte ich aus dem PDF welches ich hier verlinkt hatte entnommen. Aber jetzt scheint es ja tatsächlich zu funktionieren. Um das Symmetrieren mit der Mantelsperre besser zu verstehen hab ich mal versucht das zu simulieren. Das rote Signal wäre dann das Ausgangssignal, und die beiden anderen, die ich bewusst mit Gleichanteil zur besseren Übersicht belegt habe, sind die um 180° verschobenen Signale der beiden Dipoläste. Abschlusswiderstand ist keiner dran, damit man auch deutlich sieht was passiert. Die Sperre scheint nichts anderes zu tun, als ein Signal phasenverkehrt zum anderen zu addieren (Induzierte Spannung entgegengesetzt zur Ursache/Strom). Wenn nun irgendwelche Fehlanpassungen auftreten resultiert das ja in einem Blinanteil des Widerstands und Verschiebungen in Phase und Amplitude, wodurch das Gesamtsignal kleiner wird am Ausgang. Mit dem unsymmetrischen Tuner biegt man dann quasi einen Pfad solange hin, bis das Signal dort wieder deckungsgleich (d.h. eigtl. um 180° verschoben) über dem anderen liegt. So würde ich mir das erstmal ganz kurz und knapp erklären.
> Vielleicht waren die 20m ganz unglücklich Das kann passieren. > sind die um 180° verschobenen Signale der beiden Dipoläste Anstatt das delay zu benutzen, warum schreibst Du nicht bei Phi[deg] 180 rein, das geht einfacher und stimmt auch noch, wenn sich die Frequenz ändert. Ansonsten scheint jetzt alles zu funktionieren. Bezüglich Antenne muß ich auch mal was tun. Meine Drahtantenne hängt einfach so rum. Ich könnte einen Dipol unters Dach bauen mit einer ferngesteuerten Abstimmung oder gleich nach draußen, dann aber mit Blitzableiter.
>Anstatt das delay zu benutzen, warum schreibst Du nicht bei Phi[deg] 180 >rein Hoppla. Ich geb zu, ich habs grad erst entdeckt^^. >mit einer ferngesteuerten Abstimmung Falls ich, als Modellpilot, da was empfehlen darf: Mittlerweile bekommt man die billigsten Koax-Helis um 20€. Da hat man dann gleich eine Funkfernbedienung, 2 Motoren und meist noch das Getriebe. Mit einem Schneckenantrieb o.Ä. kann man sicher die Drehzahl so weit runtersetzen, um feinfühlig abstimmen zu können. >dann aber mit Blitzableiter. Da sollte ich mich evtl. auch nochmal drum kümmern. Momentan besteht der Blitzschutz darin, das Antennenkabel abens aus dem Fenster zu werfen bzw. drauf zu hoffen, dass der Blitz sich lieber die Groundplane vom Vadder nimmt^^. PS: Hier hab ich noch ein PDF gefunden wo es ähnlich gelöst wird wie ich es jetzt gemacht habe, nur in einer verbesserten Version mit passenden Ferriten etc.: http://www.dx-wire.de/easyway.pdf Die Variante mit 1:4 Balun die dort eingangs als schlecht erwähnt wird hat bei meinem Aufbau absolut versagt, war so gut wie kein Signal zu hören.
Hallo Sven, wenn Du statt einem L-Gliedes ein Phi-Glied zur Anpassung verwendest geht es wahrscheinlich auch mit den 20m-Zuleitung. Deine Spule wie gehabt, und vorne und hinten einen Drehko gegen Masse. Mit dem L-Glied hast Du immer ein minimales Übersetzungsverhältnis, welches Du nur mit sehr sehr großen Kapazitäten unterscheiten kannst. Mit Phi-Glied kommst Du auch auf 30 - 70Ohm. Als Spule habe ich früher immer so ein altes Drahtpoti aus Lautsprecherboxen genommen. 10Ohm und ca. 5cm Durchmesser. Das waren vielleicht 50 oder 100 Windungen auf einem Toroid. Der Verlustwiderstand spielt eigentlich keine Rolle (wie Du bestimmt schnell simulieren kannst). Grüße, Michael
Hi, sehr gute Idee mit dem Drahtpoti. Zufällig hab ich genau so eins hier noch rumliegen. Für eine Pi-Schaltung fehlt mir leider der Platz in der Frontplatte. Sobald ich an kompaktere Drehschalter komme mach ich aber mal ne neue und probiers aus. Besten Dank
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Hätte da noch mal ne Frage zum Empfängereingang: Man liest immer wieder von statischer Aufladung bei Antennen, Ableiten selbiger über Drosseln etc. und den Schutz des Empfängereingangs mit Funkenstrecken. Im Anhang sieht man den Eingang wie er sich bei meinem Machwerk darstellt. Da ich im Gehäuse einen 9:1 UnUn fest verbaut habe, hat der RX 3 Antenneneingänge, wovon ich mittlerweile aber nur den 50 Ohm benutze da ich jetzt mit Tuner arbeite. Ich dachte aber ich lass ihn mal drin, denn er stört ja nicht weiter (sagt zumindest die Simulation). Zusätzlich liegen noch die 4 Dioden als Überspannungsschutz über dem gesamten Gebilde, wobei ich k.A. habe ob das überhaupt was bringt, denn: Über den UnUn liegt der Eingang ja gleichspannungsmäßig sowieso auf Masse. Anfangs hat mich das etwas verwirrt, weil man meinen sollte das Signal würde doch stark gedämpft, aber scheinbar reichen die 30uH (Xl=660 Ohm bei 3.5 MHz) der 1. Wicklung um für die HF eine Drossel mit ausreichender Sperrwirkung darzustellen?. Wie dem auch sei, ich nehme mal an, dass statische Aufladungen durch den UnUn gegen Masse abfließen und ich kann mir einen Entladewiderstand im Tuner sparen? Zum Schaltbild: Links der UnUn mit den Dioden, weiter rechts auf die Einkoppelwicklung der Vorstufe und von da auf die 1 MOhm, die den EIngangswiderstand vom HF-Vorverstärker simulieren.
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