Hallo, ich würde gerne einen einfachen CW-Sender mit AD9850 für 20m aufbauen. Als Endstufe im C-Betrieb soll der IRF510 dienen. Betriebsspannung soll 24V sein. Ausgangs-Leistung irgendwo zwischen 1W und 5W EIRP. Der einstellbare Frequenzbereich soll von 14,00MHz bis max. 14,35MHz reichen (in der Praxis wahrscheinlich bis 14,07MHz). Kenne mich mit der praktischen Auslegung nicht so gut aus. Die erste Frage wäre, wie das AD9850-Modul den Endstufen-MOSFET ansteuern kann. So weit ich weiß, ist die Ausgangsimpedanz des Moduls 200 Ohm und die Ausgangsspannung 1V Spitze/Spitze. Ein zwischengeschalteter Übertrager alleine würde hier vermutlich nicht reichen, um das Gate des FETs anzusteuern bzw. den FET voll durchzusteuern?! Kann vielleicht jemand ein paar Tipps geben!?
Eher einen kompletten CW-Sender nehmen und den Oszillator durch die DDS ersetzen. Da muss mindestens noch eine Stufe dazwischen. Der Mos-Fet braucht eine Arbeitspunkt-Einstellung, damit er ohne Ansteuersignal gerade keinen Ruhestrom fließen läßt. Als Eingangskapazität steht beim IRF510 135 pF, die will mit 14 MHz auf- und wieder entladen werden. http://www.qsl.net/va3iul/Homebrew_RF_Circuit_Design_Ideas/10W_HF_PA_MOSFET_LU8EHA.gif http://www.qsl.net/va3iul/Homebrew_RF_Circuit_Design_Ideas/HF_VMOSFET_PA_DK7ZB.gif http://www.qsl.net/va3iul/Homebrew_RF_Circuit_Design_Ideas/50MHZ_16W_MOSFET_PA.gif http://www.qsl.net/va3iul/Homebrew_RF_Circuit_Design_Ideas/40m_5W_MOSFET_PA_WB8VGE.gif
Danke fürs schnelle Antworten und die verlinkten Schaltbilder! B e r n d W. schrieb: > Eher einen kompletten CW-Sender nehmen und den Oszillator durch die DDS > ersetzen. Eine sehr gute Idee!!! > Als > Eingangskapazität steht beim IRF510 135 pF, die will mit 14 MHz auf- und > wieder entladen werden. Ja! Außerdem muss der DDS-Oszillator ja auch von der Endstufe abgeklemmt werden können, insbesondere, wenn später der DDS-Chip für einen DC oder einen Super zum Empfang "verstimmt" werden soll.
Hallo Dil Der AD9850 hat doch einen Komparator-Eingang, um den gefilterten Sinus zu einem Rechteck mit der gleichen Frequenz zu wandeln (Pins 15+16). Der Komparator hat 2 Ausgänge Q und /Q (Pins 13+14). Damit gehst Du jeweils auf ein NAND (z.B. 74HC00) mit dem der Takt wahlweise zum Tx oder zum Rx geleitet werden kann. Mit dem 74HC00 kann dann der TTL-Treiber aus dem 1. Link angesteuert werden. Da sollten locker bis zu 10 Watt rauskommen. Gruß, Bernd
Danke, das klingt schon mal nach einer praktikablen Lösung! B e r n d W. schrieb: > ... hat 2 Ausgänge Q und /Q (Pins 13+14). Damit gehst Du jeweils > auf ein NAND (z.B. 74HC00) mit dem der Takt wahlweise zum Tx oder zum Rx > geleitet werden kann. Die Verschaltung mit dem NAND-Gatter ist mir noch nicht ganz klar. Warum sollen Q und Q_ jeweils auf einem eigenen Gatter verwendet werden und wie soll geschaltet werden. Habe es mal aufgezeichnet, vermute, wenn jeweils beide B-Eingänge zusammengeschaltet auf H bzw. L geschaltet werden, gibt jeweils nur ein Ausgang das Signal aus. Dann müsste man die Endstufe auf jeden Fall mit Q_ ansteuern, damit der Ausgang auf L liegt, wenn der zweite Eingang auf H ist. Sonst wäre die ES in den Sendepausen voll dauerdurchgesteuert. Ein Rechtecksignal hat keine Nachteile für die Mischstufe?
Ich weiß auch nicht...Ad 9850... Warum so kopliziert? Einfachen gezogenen Quarzoszillator nehmen, nicht übertreiben und gut ist es. Sehr sauberes Signal da kommt Freude auf;-)
herbert schrieb: > Ich weiß auch nicht...Ad 9850... Warum so kopliziert? Einfachen > gezogenen Quarzoszillator nehmen, nicht übertreiben und gut ist es. Sehr > sauberes Signal da kommt Freude auf;-) Spätestens für einen Super funktioniert das nicht mehr. Von einem RIT (recieve-incremental-tuning) mal ganz abgesehen. Und ein AD9850-Modul kostet ja nun nicht grade die Welt mehr... Ein gezogener Quarzoszi schafft auch keine 14,00 bis 14,07 MHz. Von Handempfindlichkeiten und Temperaturdriften sowieso abgesehen ;O)
Hallo Dil Herbert hat schon Recht, der DDS hat mehr Phasenrauschen als ein Quarzoszillator. Auch der AD9850 ist z.B. schlechter als ein AD9851, da der zweite mit einem höheren Takt läuft. Und AD99xx arbeiten zusätzlich beim DAC mit mehr Auflösung. Aber je besser der Sinus gefiltert wird, desto weniger Phasenjitter hat nachher der Rechteck. Auf keinen Fall bei den billigen China-Modulen das eingebaute Filter verwenden. Ansonsten: Versuch macht klug. > Die Verschaltung mit dem NAND-Gatter ist mir noch nicht ganz klar Der AD9850 hat einfach schon zwei digitale Ausgänge, also kann man sie auch verwenden. Die beiden nachgeschalteten Nands können unabängig mit ihren 2. Eingängen ein- und ausgeschaltet werden. Wichtig ist, dass die Sende/Empfangsumschaltung einem bestimmten Timing folgt. Erst wird der Empfänger gemutet, dann die Frequenz gewechselt, dann der Sender aktiviert. Dann dasselbe wieder rückwärts, das ganze darf nur wenige ms dauern. Ein Empfänger mit AGC darf währen dem Senden kein Tx-Signal empfangen, sonst regelt er zurück und ist erstmal 2 Sekunden taub. Dann brauchst Du für CW einen Mithörton. > Ein Rechtecksignal hat keine Nachteile für die Mischstufe? Wenn Du einen Schaltmischer verwendest, benötigst Du sogar ein digitales Signal. Schau Dir mal den Strom durch die Dioden beim Ringmischer an, das ist ein Rechteck mit abgerundeten Ecken. Es muss lediglich verhindert werden, dass Empfangsfrequenzen an den Mischer gelangen, die sich dann mit der Harmonischen des Oszillators in die ZF mischen können.
Danke für die Erlärungen!!! B e r n d W. schrieb: > Auf keinen Fall bei > den billigen China-Modulen das eingebaute Filter verwenden. Der Eingang für den Komparator vom AD9850-Modul speist sich aus dem Sinussignal hinter dem TP-Filter, wenn ich das richtig verstehe. Grundsätzlich könnte man ja einfach ein externes TP-Filter aufbauen, das schon knapp über 15MHz aktiv wird. > Wichtig ist, dass die > Sende/Empfangsumschaltung einem bestimmten Timing folgt. Erst wird der > Empfänger gemutet, dann die Frequenz gewechselt, dann der Sender > aktiviert. Dann dasselbe wieder rückwärts, das ganze darf nur wenige ms > dauern. Das kann man ja alles digital steuern wie das AD9850-Modul. > Wenn Du einen Schaltmischer verwendest, benötigst Du sogar ein digitales > Signal. Schau Dir mal den Strom durch die Dioden beim Ringmischer an, > das ist ein Rechteck mit abgerundeten Ecken. Habs mir angeguckt, verstehe! Ok, dann ist das mit dem Rechteck ja eher untergeordnet bis vorteilhaft. Kann man schon absehen, welche ZF für einen Einfachsuper sinnvoll wäre (Filterung über Quarz-Ladderfilter), auch vor dem Hintergrund, das Gerät später eventuell um einen 40m-Bereich zu erweitern (letzteres ist nicht zwingend notwendig)?
PS: Oder, wenn die "ZF-Differenz" für 40m zu gering/ungünstig wäre, eventuell für 80m ?!?
B e r n d W. schrieb: > Auch der AD9850 ist z.B. schlechter als ein AD9851, da > der zweite mit einem höheren Takt läuft. Und AD99xx arbeiten zusätzlich > beim DAC mit mehr Auflösung. Welche AD99xx-Typen kämen denn in Frage? >>AD9951 AD9951YSV 400 MSPS 14-Bit DAC 1.8 V CMOS Direct Digital Synthesizer >>TQFP48 1,8V kommen mir etwas wenig vor...
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Hallo Dil >> Sende/Empfangsumschaltung einem bestimmten Timing folgt. > Das kann man ja alles digital steuern Ja, sogar den Mithörton. Aber CPU und Display sollten in einen kleinen Blechkasten, aus dem fast nur die DDS-Frequenz rauskommt. Für das endgültige DDS-Filter sollte erst die ZF bekannt sein. > einfacher 20m-CW-Sender mit AD9850 und MOSFET > später eventuell um einen 40m-Bereich zu erweitern > Oder eventuell für 80m ?!? Du musst lediglich das Sende- und Empfangsfilter umschalten, dann sind auch alle 3 möglich. > Kann man schon absehen, welche ZF für einen Einfachsuper sinnvoll wäre Im Bereich zwischen ca. 1,7 und 6,5 MHz kommen einige Frequenzen für die ZF in Betracht. Frequenzen, die in ein Rundfunkband oder deren Harmonische in ein AFU-Band fallen, hab ich schon weggelassen. Dann gibt es KW-Dienste, die nachts einen ZF-Durchbruch verursachen können. Bei der Einstufung 1 ist IMO die Wahrscheinlichkeit von Störungen geringer. Bitte heute Nacht mal selber überprüfen, wo die Störer sind. http://websdr.ewi.utwente.nl:8901/ Dann such Dir eine aus. 2,048 MHz 1 2,097 MHz 1 2,457 MHz 1 2,500 MHz 1 3,000 MHz 1 3,072 MHz 1 3,276 MHz 1 3,932 MHz 2 4,096 MHz 2 4,194 MHz 2 4,433 MHz 2 4,915 MHz 2 5,000 MHz 2 5,068 MHz 2 5,120 MHz 2 5,200 MHz 2 6,400 MHz 2 6,553 MHz 1 Bei niedrigen Frequenzen ist die absolute Toleranz geringer und die max. DDS-Frequenz niedriger, aber Quarze mit höheren Frequenzen haben auch Vorteile: Niedrigeren Serienwiderstand, SSB-Filterbreite möglich, Spiegelfrequenz-Unterdrückung einfacher, Ziehbereich für den BFO ist größer, aber +/- 800 Hz für CW sollten alle schaffen.
> Welche AD99xx-Typen kämen denn in Frage? Falls Du das Modul noch nicht gekauft hast, nimm wenigstens den AD9851. Für den Sender funktioniert alles, aber der Empfänger stellt Ansprüche. Für einen Empfänger nach dem Quadratur-Prinzip (z.B. SDR) wird die 4-fache Frequenz, also 56 MHz, benötigt, um exacte 90° Phasenverschiebung zu erreichen. Dann brauchst Du auf jeden Fall einen AD99xx. Es käme auch ein Si570 in Frage. Da reicht die günstigere CMOS-Variante. Aber der Frequenzwechsel soll angeblich langsam sein. Dann hättest Du zwischen kurzen Sendepausen keinen Empfang.
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Hallo Bernd, Danke für die Filterberechnung und die Tipps!!! B e r n d W. schrieb: > Ja, sogar den Mithörton. Aber CPU und Display sollten in einen kleinen > Blechkasten, aus dem fast nur die DDS-Frequenz rauskommt. Für das > endgültige DDS-Filter sollte erst die ZF bekannt sein. Mit Mithörton meinst Du die Frequenzverschiebung zur Empfangsfrequenz beim CW-Empfänger? Bei einem Super kann man hinter dem ZF-Filter einen Produktdetektor einsetzen und den BFO mit einem Quarz aus der Ladderfilter-Messreihe betreiben, so weit ich weiß?!? (War es das Quarz mit der höchsten oder der niedrigsten Frequenz aus der Messreihe?) Danke auch für die Liste der möglichen Zwischenfrequenzen! Ich vermute mal, ab ca. 5MHz könnte man darüber nachdenken, ein zusätzliches Ladder-Filter für (Nicht-HiFi-)-SSB aufzubauen. Damit könnte man vermutlich auch gut CW-Stationen "vorselektieren". Soll die VFO-Frequenz in der Praxis eigentlich besser über oder unter der Empfangsfrequenz liegen? Wenn der AD9850 weit über 15MHz arbeiten soll, wird seine Qualität ja noch schlechter... Die angegebenen Frequenzen will ich mal über ein paar Tage beobachten. Habe übrigens noch einen AD9851 vorrätig, allerdings ohne Modul. Eventuell könnte man den irgendwie aktivieren (wobei die Beinchen aber wirklich sehr dicht zusammenstehen). Einen 30MHz-Taktgenerator (?) müsste man auch irgendwo finden.
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Ladder_Filter_6.553.gif
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> Mithörton Damit Du Dich beim Tasten selber hörst, als Feedback. > den BFO mit einem Quarz aus der Ladderfilter-Messreihe betreiben Wobei sich der Quarz nach unten viel weiter ziehen läßt als nach oben. > Soll die VFO-Frequenz in der Praxis eigentlich besser über oder > unter der Empfangsfrequenz liegen? Viele Mischprodukte ergeben sich oberhalb der Oszillatorfrequenz. Deshalb ist es sicherer, den VFO oberhalb zu betreiben, damit diese Mischprodukte nicht in den Empfangsbereich fallen. Man kann aber in Einzelfällen davon abweichen, wenn sich dadurch Vorteile ergeben und keine Pfeifstellen entstehen. Liegt die Oszillatorfrequenz beim Mischvorgang oberhalb des Empfangssignals, dreht sich das Seitenband um, unterhalb nicht. Deshalb schlage ich vor, für 80m und 40m den VFO oberhalb und für 20m unterhalb zu betreiben. Damit drehen sich die beiden unteren Seitenbänder um und es wird nur 1 BFO für USB unterhalb der ZF benötigt. Da die Filterflanken sich linksbündig fast decken, könnte evtl 1 BFO-Frequenz für beide CW und SSB reichen. Das angehängte Bild ist nur ein Beispiel eines Filters aus einer vorhandenen Simulation. Das CW-Filter beinhaltet 4, das SSB-Filter 6 Quarze.
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DDS_AD9850_Spektrum.jpg
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Ich hab mal so ein AD9850-Modul an den Spekky angeschlossen. Vorgabe vom Mega8 war, ganz langsam von 3 MHz bis 15 MHz zu Sweepen. Das Signal ist durch den 50 Ohm Eingang des Spekkys etwas zu stark belastet. Was zu sehen ist: Das Signal und seine 1. und 2. Harmonischen, welche mit doppelter und dreifacher Geschwindigkeit vor dem Signal herlaufen. Die feststehenden Träger des Baudraten-Quarzes 14,7456 MHz und seine 1. Harmonische. Die Phantomsignale bleiben um mehr als 60 dB unterhalb des Signals, meist sogar 70 dB. So schlecht sieht das also gar nicht aus. Ich behaupte, die Qualität ist für diesen Zweck ok. Erst bei viel höheren Frequenzen kommt ein größerer Peak runtergewandert. Das Modul ist eindeutig unbrauchbar, um 56 MHz zu erzeugen und für Quadraturzwecke auf 14 MHz runterzuteilen.
Hallo, Danke für die beiden Beiträge! Du kennst dich wie es aussieht tiefgreifend mit HF aus, ich bin beeindruckt! B e r n d W. schrieb: > Liegt die Oszillatorfrequenz beim Mischvorgang oberhalb des > Empfangssignals, dreht sich das Seitenband um, unterhalb nicht. Deshalb > schlage ich vor, für 80m und 40m den VFO oberhalb und für 20m unterhalb > zu betreiben. Damit drehen sich die beiden unteren Seitenbänder um und > es wird nur 1 BFO für USB unterhalb der ZF benötigt. Da die > Filterflanken sich linksbündig fast decken, könnte evtl 1 BFO-Frequenz > für beide CW und SSB reichen. Raffiniert! Ich befürchte nur, dass sich nicht alle daran halten und hin und wieder auch mal unter 10MHz im oberen Seitenband und über 10MHz auch mal im unteren Seitenband gesendet wird. > Das angehängte Bild ist nur ein Beispiel eines Filters aus einer > vorhandenen Simulation. Das CW-Filter beinhaltet 4, das SSB-Filter 6 > Quarze. Kannst du noch die beiden Schaltpläne von den Filtern posten (sozusagen als elektronisches Anschauungsmaterial)? > Ich hab mal so ein AD9850-Modul an den Spekky angeschlossen. Vorgabe vom > Mega8 war, ganz langsam von 3 MHz bis 15 MHz zu Sweepen. Das Signal ist > durch den 50 Ohm Eingang des Spekkys etwas zu stark belastet. Mit dem original Onboard-TP-Filter des Moduls? Danke für den Sweep! Wie ging das im Einzelnen von statten? Macht das Modul keine Pause oder Phasensprünge, wenn die neue Frequenz freigegeben wird? > Die Phantomsignale bleiben um mehr als 60 dB unterhalb des Signals, > meist sogar 70 dB. So schlecht sieht das also gar nicht aus. Das klingt gut! Wenn man den BFO so gestaltet, dass man sowohl das obere, als auch das untere Seitenband für jeden Bereich frei wählen kann, kann die VFO-f ja grundsätzlich für alle drei Bereiche 80, 40 und 20m unter 14MHz liegen, dann müsste ein 15MHz-TP-Filter am Modul sein übriges tun. Ich würde mich gerne langsam an die Praxis machen und schon mal mit der konkreten Planung des Senders und dessen Aufbau beginnen. Die erste wichtige Frage ist natürlich, wie man die Stromversorgung aufbaut. Vermutlich wäre es am günstigsten, das Gerät mit einem externen Netzteil und gegebenenfalls mit Batterien/Akkus zu versorgen. Wenn ein externes NT benutzt wird, ist ein Schaltnetzteil wahrscheinlich die schlechtere Wahl?!? (für den TX ist es wahrscheinlich egal, der RX könnte aber später vermutlich darunter leiden...)
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6.553-Filter_Schaltung.gif
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Hallo Dil >> könnte evtl 1 BFO-Frequenz für beide CW und SSB reichen. > Raffiniert! Die LSB/USB-Regelung ist historisch so ähnlich entstanden. Es können mit einem VFO 2 Bänder erreicht werden. > Ich befürchte nur, dass sich nicht alle daran halten und hin > und wieder auch mal unter 10MHz im oberen Seitenband und über Für CW ist das Seitenband egal, der Ton hört sich immer wir 600 oder 700 Hz an. Um mal eben bei SSB reinhören zu können, reichen die 99%, die sich an die Abmachungen halten. Ich wollte Dir nur die Umschaltung ersparen. > Schaltpläne von den Filtern posten Die beiden Cü Kondensatoren sollen Übersprechen zwischen Eingang und Ausgang des Filters simulieren, was die Weitabdämpfung verschlechtert. Mit C12 und C13 kann die Mittenfrequenz des CW-Filters etwas verschoben werden. > die VFO-f ja grundsätzlich für alle drei Bereiche 80, 40 und 20m > unter 14MHz liegen, dann müsste ein 15MHz-TP-Filter am Modul sein > übriges tun. Ja! > wie man die Stromversorgung aufbaut. > Vermutlich wäre es am günstigsten, das Gerät mit einem externen > Netzteil und gegebenenfalls mit Batterien/Akkus zu versorgen. Normalerweise sollten 12 Volt, 2-3A ausreichen, was auch dem Akku-Betrieb entgegenkommt. Falls Schaltnetzteil, musst Du eins finden, welches kaum stört. Evtl. gibt es Empfehlungen aus einschlägigen Foren. Ein herkömmliches mit Trafo geht auf jeden Fall. Externe Netzteile lassen sich außerdem leicht tauschen.
Hallo Bernd, Danke für die Infos! Glaube, ein umschaltbarer BFO ist besser, dann kann man sich bei CW das weniger gestörte Seitenband aussuchen (zumindest vermute ich das). Bei den Frequenzen, die du gepostet hattest, sieht es so aus, dass 6,533MHz, 4,194MHz und die Frequenzen unter 3MHz die wenigsten Störungen aufweisen. Denke mal, ich werde es mit 6,533MHz als ZF versuchen (will das Band aber noch weiter unter die Lupe nehmen in den nächsten Tagen). Jetzt ist erst mal der Entwurf für den Sender dran. Ach so, wie hattest du das AD9850-Modul eigentlich angesteuert für den Sweep, s.u. ? Kann man das Modul wirklich ohne Phasensprünge, Pausen etc. über mehrere MHz durchlaufen lassen? DIL schrieb: >> Ich hab mal so ein AD9850-Modul an den Spekky angeschlossen. Vorgabe vom >> Mega8 war, ganz langsam von 3 MHz bis 15 MHz zu Sweepen. Das Signal ist >> durch den 50 Ohm Eingang des Spekkys etwas zu stark belastet. > > Mit dem original Onboard-TP-Filter des Moduls? > > Danke für den Sweep! Wie ging das im Einzelnen von statten? Macht das > Modul keine Pause oder Phasensprünge, wenn die neue Frequenz freigegeben > wird?
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DDS_Filter_15MHz.gif
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> dann kann man sich bei CW das weniger gestörte Seitenband aussuchen Seitenbänder aussuchen bringt was beim Direktmisch-Empfänger und beim Audion. Das CW-Quarzfilter wird so schmal(500-600Hz), dass das andere Seitenband sowieso nicht hörbar ist. Es spricht aber nichts gegen eine Umschaltung, es macht Sinn für SSB und ist ein kleiner Mehraufwand. Es gibt die AN-587, da geht es um die Zusammenschaltung von zwei AD9850 Modulen, um z.B. zwei um 90° verschobene Sinusse zu erzeugen. Figure 10 zeigt einen Frequenzwechsel. Während der Datenübertragung läuft das bisherige Signal weiter. FQ_UD = Frequency Update. On the rising edge of this clock, the DDS will update to the frequency (or phase) loaded in the data input register. Ab da gehts ohne Lücke mit der neuen Frequenz weiter.
1 | #define START 3000000ul
|
2 | #define STOP 15000000ul
|
3 | |
4 | uint32_t ddsval = START; |
5 | |
6 | while (1) { |
7 | AD9850_wr_serial(ddsval); // Dauer ca. 50µs |
8 | delay_us(50); // verlängern auf 100µs |
9 | ddsval += 100; // 100 Hz Schritte |
10 | if (ddsval>= STOP) |
11 | ddsval = START; |
12 | }
|
> Mit dem original Onboard-TP-Filter des Moduls? Ja aber! Das Spektrum ist oberhalb 30 MHz nicht besonders sauber und das integrierte Filter fällt erst ab 60 MHz langsam ab. Die verwendeten SMD-Induktivitäten haben teilweise eine Güte von <20. Während z.B. 14 MHz erzeugt werden, entsteht auch ein Signal bei (125-14)MHz. Der Pegel liegt mit eingebautem Filter nur 30 dB unterhalb der 14 MHz. Außerdem gibt es weitere kleine Peaks. > Die Phantomsignale bleiben um mehr als 60 dB unterhalb des Signals, > meist sogar 70 dB. Alle Peaks oberhalb der 14 MHz sollten auf 60-70 dB unter die Signalamplitude gedämpft werden.
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Rx, was blubbert da im Hintergrund, QRM oder DDS schlecht gefiltert? https://www.youtube.com/watch?v=b_SPe6P3Tk8 Rx, deutlich besser: https://www.youtube.com/watch?v=tdog9P9aIF4 RTTY: https://www.youtube.com/watch?v=-YQe8AYZBQM BPSK31: https://www.youtube.com/watch?v=992jcwhbcVg WSPR: https://www.youtube.com/watch?v=OppWJRefqnM
Hallo Bernd! Danke für die Antworten, die DDS-Filter-Berechnung, den C-Code und die Links! Die Frequenz 6,533MHz sieht nach wie vor gut aus. Hätte zwei Sorten entsprechender Quarze zur Auswahl (von den technischen Daten her). Welche wäre wohl besser für ein Ladderfilter geeignet? 1) Miniatur-Quarz im Metallgehäuse HC49/U-S = U4 Schwingfrequenz 6,553 600 MHz Schwingmodus : fundamental Rastermaß 4,88 mm Frequenztoleranz ± 30 ppm Temperaturkoeffizient ± 30 ppm Temperatur-Bereich - 10 °C .... + 60 °C Lastkapazität = 32 pF max. Resonanzwiderstand = 70 Ohm Abmessungen : L 11,5 x T 5,0 x H 3,85 mm Gehäuse HC49/U-S = U4 ca. 0,40 Euro pro Stück 2) Standardquarz, Grundton, 6,5536 MHz Bauform:HC18/U Frequenz: 6,5536 MHz Frequenztoleranz:±30 ppm Lastkapazität:32 pF Serienwiderstand:40 Ohm Temperaturkoeffizient:±30 ppm Breite:11,5 mm Höhe:13,46 mm Tiefe: 4,65 mm Rastermaß: 4,88 mm ca. 0,18 Euro pro Stück Wenn du oder jemand anders hier eine bessere Quelle für 6,5536-MHz-Quarze kennt, bitte einen Link o.ä. schicken. Dann hatte ich noch mal nachgerechnet, bei +12V an 50 Ohm wär rechnerisch eine Ausgangsleistung von knapp 3W möglich. Um auf die erwähnten 10W zu kommen, benötigt man wahrscheinlich ein "transformierendes Filter" hinter dem IRF510?!? Werde für den Sender erst mal ein "unbehandeltes" AD9850-Modul benutzen und später, wenn der RX dazu kommt, entsprechend umrüsten (vermutlich auf ein AD9851-Modul). B e r n d W. schrieb: > Rx, deutlich besser: > Youtube-Video "DDS - ILER 40 ----- EA3GLH------" Er benutzt einen ILER40 als DDS-Synthi??? Die Typenbezeichnung höre ich zum ersten Mal... Viele Grüße!
PS, zu den Quarzdaten Dil schrieb: > Frequenztoleranz:±30 ppm Bedeutet das eine maximale Abweichung von ±30 ppm bei 1 Kelvin Temperaturveränderung?
Noch mal PS: es wären auch die Quarze vom großen blauen C möglich, ca. 0,33 Euro pro Stück, hier das (nicht sehr ausführliche) Datrenblatt: Quarz für allgemeine Anwendungen Frequenz 6.5536 MHz Bauform HC-18U/49U (B x H) 11.4 mm x 13.46 mm http://www.produktinfo.conrad.com/datenblaetter/175000-199999/182125-da-01-en-Quarz_HC_49_U_6_5536_MHz.pdf Resonanzwiderstand = 40 Ohm (?) (beim großen blauen C bestelle ich allerdings nicht so gerne, wenn es sich vermeiden läßt)
>Er benutzt einen ILER40 als DDS-Synthi??? Neine einen Transceiver Bausatz: http://www.qsl.net/ea3gcy/pdf/ILER40%20manual%20ingles.pdf > Um auf die erwähnten 10W zu kommen, benötigt man wahrscheinlich > ein "transformierendes Filter" hinter dem IRF510?!? Man kann zwischen IRF und Filter einen Übertrager einbauen, der die Spannung verdoppeltoder sogar verdreifacht. Eine Drossel wird sowiso benötigt. Die Induktivität der Primärwicklung muss auf die niedrigste Frequenz ausgelegt werden. > Werde für den Sender erst mal ein "unbehandeltes" AD9850-Modul Ok! > Welche wäre wohl besser für ein Ladderfilter geeignet? Die sind beide für ein Ladderfilter geeignet. Es gab schon Versuche, die Kleinen für CW und die Großen für SSB zu verwenden. Damit kann evtl. eine ähnliche Impedanz erreicht werden. Meine haben die hohe Bauform HC18/U und sind von R. Die Quarze mit 6.5536 MHz hab ich für den Umbau eines Tentec 1320 mit starkem ZF-Durchschlag gekauft. Die Original-ZF (6.144 MHz) liegt leider mitten im 49m Band. > Bedeutet das eine maximale Abweichung von ±30 ppm > bei 1 Kelvin Temperaturveränderung? Nein, das ist die max. Abweichung, auch Streuung der Quarze untereinander und die Temperaturdrift wie im Datenblatt angegeben. Die Quarze dürfen also um ca. 200 Hz streuen. Das ist zuviel, <50Hz wäre gut, <20 Hz wäre besser. Deshalb muss ausgemessen werden. Du hast USB/LSB-, Bandbreiten-, Rx/Tx- und Band-Umschaltung, die sich teilweise in die Quere kommen. Als Frequenz kommt bei CW die Filtermitte zu Azeige, bei SSB die Position des fehlenden Trägers. Soll das richtig zu Anzeige kommen, muss der Controller die Schalterpositionen von Bandbreite, LSB/USB kennen. Falls Du nur ein 20m Transceiver baust, bleibt der Aufwand im Rahmen und Du kannst sofort loslegen. Aber für ein Gerät mit Bandumschaltung würde ich mir erstmal die Funktionsblöcke aufzeichnen und überlegen, wie sich das alles umschalten läßt.
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Quarz_6.553MHz.gif
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Ersatzschaltbild der Bauform HC18/U, Mittelwert aus 20 Quarzen.
Dil schrieb: > Rastermaß 4,88 mm > Frequenztoleranz ± 30 ppm > Temperaturkoeffizient ± 30 ppm > Temperatur-Bereich - 10 °C .... + 60 °C > Lastkapazität = 32 pF > max. Resonanzwiderstand = 70 Ohm B e r n d W. schrieb: >> Bedeutet das eine maximale Abweichung von ±30 ppm >> bei 1 Kelvin Temperaturveränderung? Ich meinte das in dem Fall auf den Temperaturkoeffizienten bezogen, ändert er sich pro Kelvin um 30ppm? > Die sind beide für ein Ladderfilter geeignet. Es gab schon Versuche, die > Kleinen für CW und die Großen für SSB zu verwenden. Damit kann evtl. > eine ähnliche Impedanz erreicht werden. Wobei die Filterimpedanz ja durch einen Vor- und einen Abschlusswiderstand individuell eingestellt werden kann. >> Um auf die erwähnten 10W zu kommen, benötigt man wahrscheinlich >> ein "transformierendes Filter" hinter dem IRF510?!? > > Man kann zwischen IRF und Filter einen Übertrager einbauen, der die > Spannung verdoppeltoder sogar verdreifacht. Wenn das auch in der Praxis funktioniert, wäre die Variante sicher einfacher als ein (soweit ich weiß) eher umständlich abzugleichendes und schmalbandiges transformierendes Filter. Im Grunde würden mir 4W Ausgangsleistung auch reichen. > Die Original-ZF (6.144 MHz) liegt leider mitten > im 49m Band. Wirklich ungünstig! Hast du die ZF für deinen eigenen Tentec 1320 umgebaut? > Falls Du nur ein 20m Transceiver baust, bleibt der Aufwand im Rahmen und > Du kannst sofort loslegen. Soll erst mal nur für 20m gebaut werden (bei Banderweiterung wäre dann ein Umzug in ein anderes Gehäuse fällig). Das ist sozusagen mein Einstiegsprojekt. > Als Frequenz kommt bei CW die Filtermitte > zu Azeige, bei SSB die Position des fehlenden Trägers. Du meinst das vor allem für den Fall, dass man einem SSB-ler in CW antworten möchte, damit die eigene Sendefrequenz stimmt? Noch eine andere Frage. Kennst du oder jemand anders hier zufällig einen konkreten Keyer mit AVR zum Nachbauen, der empfehlenswert ist? Habe mal vorsichtig gegoogelt, es gibt so viele Treffer für die verschiedensten Keyer mit den "interessantesten" Features, wahnsinn? Mir würde einer ohne Display reichen mit zwei mechanischen Paddles für Strich und Punkt und "Eingabe", wenn Buchstabe fertig, der alles Buchstabe für Buchstabe in einer vorher eingestellten Geschwindigkeit wiedergibt. So einen habe ich beim Googeln leider (noch) nicht gefunden (also eher etwas altmodisches).
B e r n d W. schrieb: > Ersatzschaltbild der Bauform HC18/U, Mittelwert aus 20 Quarzen. Danke fürs Schaltbild! Dil schrieb: > 2) > Standardquarz, Grundton, 6,5536 MHz > > Bauform:HC18/U > Frequenz: 6,5536 MHz > Frequenztoleranz:±30 ppm > Lastkapazität:32 pF > Serienwiderstand:40 Ohm > Temperaturkoeffizient:±30 ppm > > Breite:11,5 mm > Höhe:13,46 mm > Tiefe: 4,65 mm > Rastermaß: 4,88 mm > > ca. 0,18 Euro pro Stück Das wäre jetzt prinzipiell eher der hier vorn R.? Die Sorte würde ich dann auch dort bestellen.
Hätte noch zwei Fragen. Nimmt man für den Ausgang am Gerät (also da, wo das Koax-Kabel zur Antenne angeschlossen wird) eher eine BNC-Buchse oder einen BNC-Stecker? In dem Zusammenhang die zweite Frage: das TP-Filter hinter dem IRF510 wird ja mit zwei Spulen und mehreren Kondensatoren aufgebaut. Wenn man da jetzt ein Koaxkabel anschließt, das zur Antenne(-n-Anpassung) führt, verfälscht man doch eigentlich durch die parasitäre Kapazität des Kabels die Filtercharakteristik!?!
> ändert er sich pro Kelvin um 30ppm? Nein, über den gesamten Bereich max. 30ppm. > Die Original-ZF (6.144 MHz) liegt leider mitten im 49m Band. > Hast du die ZF für deinen eigenen Tentec 1320 umgebaut? Noch nicht, aber die Quarze liegen schon da. >> Um auf die erwähnten 10W zu kommen, benötigt man wahrscheinlich >> ein "transformierendes Filter" hinter dem IRF510?!? > Man kann zwischen IRF und Filter einen Übertrager einbauen, der die > Spannung verdoppeltoder sogar verdreifacht. > Im Grunde würden mir 4W Ausgangsleistung auch reichen. Mit hochtransformieren auf die dreifache Spannung sollten bis zu 10W drin liegen. > einen konkreten Keyer mit AVR zum Nachbauen Nicht wirklich, aber ich fände ganz praktisch, wenn er auf Tastendruck CQ rufen kann. Die meisten Keyer sind anscheinend mit einem PIC aufgebaut. Dann bleibt wahrscheinlich nicht mehr so viel Auswahl. > Das wäre jetzt prinzipiell eher der hier vorn R.? Ja, aber vergiss nicht, ein paar Ringkerne z.B. T50-2 mitzubestellen. > eher eine BNC-Buchse oder einen BNC-Stecker? Ans Gerät kommt normalerweise eine Buchse. > das TP-Filter hinter dem IRF510 wird ja mit zwei Spulen und mehreren > Kondensatoren aufgebaut. Wenn man da jetzt ein Koaxkabel anschließt, > das zur Antenne(-n-Anpassung) führt, verfälscht man doch eigentlich > durch die parasitäre Kapazität des Kabels die Filtercharakteristik!?! Das Kabel hat auch eine Induktivität. Wichtig ist jedoch der Wellenwiderstand. Die Sende-Endstufe sieht erst mal den Wellenwiderstand des Kabels, also z.B. 50 Ohm. Hat das Kabel am Ende einen Kurzschluss oder ist offen, wird das Signal reflektiert und kommt als stehende Welle wieder zurück, was die Endstufe zerstören kann. Deshalb sollte die Antenne an die 50 Ohm angepasst werden, damit sich keine Stehwelle ausbilden kann. Das geht mit Antennen-Anpassgeräten, Matchbox, Balun, Abstimmung der Antenne selber...
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B e r n d W. schrieb: >> Im Grunde würden mir 4W Ausgangsleistung auch reichen. > > Mit hochtransformieren auf die dreifache Spannung sollten bis zu 10W > drin liegen. Beim Erstaufbau können es eigentlich auch erst mal drei, vier Watt sein. Die Endstufe "hochzustricken" wäre wahrscheinlich ein eher untergeordnetes Problem ;-) >> Die Original-ZF (6.144 MHz) liegt leider mitten im 49m Band. >> Hast du die ZF für deinen eigenen Tentec 1320 umgebaut? > > Noch nicht, aber die Quarze liegen schon da. Lass gerne mal hören, wie das Ergebnis ausgefallen ist! >> einen konkreten Keyer mit AVR zum Nachbauen > > Nicht wirklich, aber ich fände ganz praktisch, wenn er auf Tastendruck > CQ rufen kann. Ich mache vielleicht noch einen Beitrag zum Thema auf, zumal mir nicht wirklich klar ist, welche Features bei so einem Keyer praktisch sind und welche nicht. > Ja, aber vergiss nicht, ein paar Ringkerne z.B. T50-2 mitzubestellen. Wird gemacht :-) Danke auch für die Erklärungen/Hinweise zum Koax! Mein Gedanke ist, den TX/RX über ein Koax (RG58) mit einem Balun an eine magnetische Loopantenne (Gamma-Anpassung) anzuschließen. Dazwischen muss noch ein Leistungsindikator, um den Anschluss an die Loop auf 50 Ohm einstellen zu können. Zumindest in der Literatur findet man die Idee hin und wieder und ich hoffe, es klappt auch in der Praxis. So spart man für den Anfang immerhin den Antennentuner.
Hier gibts so einen ähnlichen mit Minimalfunktion, ATmega oder ATtiny. http://www.oe3xht.at/book/export/html/125 Die sind etwas aufändiger: http://yack.sourceforge.net/ http://openkeyer.sourceforge.net/
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Danke für die Links! So, jetzt heißt es erst mal warten von meiner Seite bis die bestellten Teile da sind.
Hallo Dil Wie siehts denn bei Dir mit LTspice aus? Du könntest in der Zwischenzeit ein wenig simulieren. Bernd
B e r n d W. schrieb: > Wie siehts denn bei Dir mit LTspice aus? > Du könntest in der Zwischenzeit ein wenig simulieren. Das ist eine gute Idee! Noch "dringender" wäre momentan aber wahrscheinlich ein halbwegs brauchbarer Frequenzzähler - meiner kann nämlich nur bis 1 kHz genau. Ein hochohmiges Signalaufbereitungsmodul (Sin nach Rechteck) habe ich schon, ein Teiler-IC und AVR plus LCD auch. Fehlt nur noch ein bisschen Löt- und Tipp-Arbeit. Eventuell könnte man das Quarz für den AVR-Takt leicht beheizen für bessere Frequenz-Konstanz?! Die Bestellung bei R. geht wahrscheinlich sowieso erst Anfang nächster Woche raus, weil ein Kumpel "ganz kurzentschlossen" noch was mitbestellen will.
B e r n d W. schrieb: > Wie siehts denn bei Dir mit LTspice aus? > Du könntest in der Zwischenzeit ein wenig simulieren. PS: wenn das ein Angebot war, mich beim Einstieg in LTspice zu unterstützen, auf jeden Fall ein dickes Danke! Welche Version benutzt du denn?
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Hallo Dil Die Simulation entspricht ungefähr der Schaltung im Link: http://www.qsl.net/va3iul/Homebrew_RF_Circuit_Design_Ideas/10W_HF_PA_MOSFET_LU8EHA.gif Zwei Dinge gefallen mir nicht: 1. Das Einschwingen geschieht schön rund, aber das Ausschwingen ist eckig. Sowas erzeugt einen Klick, möglicherweise aber bei der Leistung noch nicht so tragisch. 2. Die Harmonische bei 28 MHz ist IMO noch zu stark. Gruß, Bernd
Danke für die Simu! Hm, beim 74HC240 sind in der realen Schaltung vier(!) Treiber parallel geschaltet, vielleicht verringert das die "Abschaltzeit"?! Ansonsten soll das NAND mit einem Rechteck aus dem AD9850-Komparator angesteuert werden, in der Simulation scheint es dagegen ein Sinus zu sein. > Das Neueste: Version 4.19u. Danke für die Info! Werde es die Tage runterladen und installieren.
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Hallo Dil >> Das Einschwingen geschieht schön rund, aber das Ausschwingen ist eckig. >> Sowas erzeugt einen Klick > sind in der realen Schaltung vier(!) Treiber parallel geschaltet Die Treiber schalten im Nanosekunden-Bereich. Die Verzögerung sollte zwischen 100µs und 1ms betragen. > mit einem Rechteck aus dem AD9850-Komparator angesteuert werden Das Nand wirkt als Komparator. Für mich war es hier einfacher, die Frequenz einzugeben. Es geht auch mit einem Impuls: Pulse(0.5, 4.5, 0, 1n, 1n, 35.214µ, 71.428µ) Anscheinend sieht die Variante ohne Übertrager besser aus und liefert auch gute Leistung (10 Watt). Das Filter hat einen Sperrkreis (Notch), welcher die doppelte Frequenz 28 MHz stärker bedämpft. So sieht das Filter schon besser aus. Ansonsten müsste es dreistufig aufgebaut werden. Bei der Inbetriebnahme müsste man schauen, ob beim Senden der Kern von L1 heiss wird. Dazu wird ein Dummy-Load mit 50 Ohm benötigt. Die Wicklungen L3 und L4 müssen auf dem Kern etwas verschoben werden, um das Filter auf Maximum abzugleichen. Gruß, Bernd
Hallo Bernd, Danke für die Simulation mit der "einfachen" Spule am Drain! Im Moment bin ich noch mit dem besagten Frequenzmesser beschäftigt, der Sender ist also momentan noch in Parkposition. Mir ist aufgefallen, dass im Originalschaltplan der 74HC240 mit stabilisierten +8V betrieben wird. Im Datenblatt stand aber, dass der 74HC240 mit maximal 7V betrieben werden darf, möglichst aber mit nicht mehr als 6V versorgt werden soll. Gibt es von diesem IC eventuell verschiedene Versionen? > Das Filter hat einen Sperrkreis (Notch), > welcher die doppelte Frequenz 28 MHz stärker bedämpft. So sieht das > Filter schon besser aus. Ansonsten müsste es dreistufig aufgebaut > werden. Sperrkreis durch L4/C6? Dreistufig wäre sicher auch kein Problem, wenn es hilft. > Bei der Inbetriebnahme müsste man schauen, ob beim Senden der Kern von > L1 heiss wird. Dazu wird ein Dummy-Load mit 50 Ohm benötigt. Die > Wicklungen L3 und L4 müssen auf dem Kern etwas verschoben werden, um das > Filter auf Maximum abzugleichen. Einen dicken Kohleschicht-Dummy-R mit 47 Ohm habe ich schon rausgelegt. Was passiert denn, wenn die Wicklungen verschoben werden bzw. was soll durch das Verschieben "fein-eingestellt" werden, die Induktivität?
> Mir ist aufgefallen, dass im Originalschaltplan der 74HC240 mit > stabilisierten +8V betrieben wird. Danach hab ich auch schon gesucht. Aber 5-6 Volt sollten reichen, wenn die Abschnürspannung des FET z.B. 3,9 Volt beträgt und das Gate im Mittel knapp drunter liegt. 5 Volt wären sowiso schon vorhanden, deshalb würde ich damit anfangen. Falls die Leistung nicht reicht oder der IRF zu heiss wird, kannst Du immer noch auf 6 Volt hoch. Du könntest mal ausprobieren, welche Abschnürspannung Dein IRF510 hat. Wenn sie nicht in der Nähe von 4 Volt liegt, müsste man R5 und R6 noch etwas anpassen. Der Ausgang des Treibers sollte im Ruhezustand auf high liegen, Damit das Signal ohne Klick startet. Möglicherweise musst Du dann auf einen 74HC241 zurückgreifen, falls der Pegel nicht passt oder zwischen NAND und Treiber einen Inverter schalten. >> Das Filter hat einen Sperrkreis (Notch bei 28 MHz), > Sperrkreis durch L4/C6? Dreistufig wäre sicher auch kein Problem Du nimmst einen Empfänger, stellst ihn auf 28 MHz und drehst C6 auf Minimum. Bei C6 kann es sich um die Parallelschaltung von 100 pF und einem Trimmer handeln. Die Kerbwirkung ist 1-2 MHz breit, eventuell passt es mit einem festen 120 pF Kondensator schon. >> Dummy-Load mit 50 Ohm benötigt > Einen dicken Kohleschicht-Dummy-R mit 47 Ohm habe ich schon Kuzzeitig geht das schon, aber immerhin kann die Endstufe bis zu 10 Watt leisten. So ist das auch beim Link angegeben: http://www.qsl.net/va3iul/Homebrew_RF_Circuit_Design_Ideas/10W_HF_PA_MOSFET_LU8EHA.gif
Hallo Dil Einen Punkt hatte ich vergessen: > Was passiert denn, wenn die Wicklungen verschoben werden bzw. was soll > durch das Verschieben "fein-eingestellt" werden, die Induktivität? Das Filter ist im Durchlassbereich nicht glatt, sondern als Chebychef-Filter auf 3 dB Welligkeit optimiert. Wenn die Grenzfrequenz auf 14,5 MHz eingestellt wird, befindet sich bei 14 MHz ein Maximum. Dadurch erhöht sich das Ausgangssignal ein wenig und im Sperrbereich fällt das Filter steiler ab. Ringkerne werden normalerweise so bewickelt, dass sich die Wicklung gleichmäßig um den Kern verteilt. Wird dann der Draht einseitig zusammengeschoben, kann die Induktivität bei einem Kern mit niedrigem AL-Wert durchaus um 10-20% erhöht werden. Auf diese Weise lassen sich auch Ringkerne abgleichen. Gruß, Bernd
Hallo Bernd, Danke für die Antworten! B e r n d W. schrieb: > Wird dann der Draht einseitig > zusammengeschoben, kann die Induktivität bei einem Kern mit niedrigem > AL-Wert durchaus um 10-20% erhöht werden. Auf diese Weise lassen sich > auch Ringkerne abgleichen. Guter Trick! Im Gegensatz zu Luftspulen "übersprechen" die Ringkerne wahrscheinlich auch weniger, so dass wahrscheinlich keine abgeschirmten Kammern für die Spulen nötig sein werden (hoffe ich jedenfalls :O)) > Wenn die Grenzfrequenz > auf 14,5 MHz eingestellt wird, befindet sich bei 14 MHz ein Maximum. > Dadurch erhöht sich das Ausgangssignal ein wenig und im Sperrbereich > fällt das Filter steiler ab. Also wird das Filter auf Cutoff bei 14,5MHz optimiert und auf ein Minimum bei 28MHz. Das sollte sich machen lassen. > Du könntest mal ausprobieren, welche Abschnürspannung Dein IRF510 hat. Das wäre auf jeden Fall gut! > Der Ausgang des Treibers sollte im Ruhezustand auf high > liegen, Damit das Signal ohne Klick startet. Möglicherweise musst Du > dann auf einen 74HC241 zurückgreifen, falls der Pegel nicht passt oder > zwischen NAND und Treiber einen Inverter schalten. Verstehe nicht ganz, warum im Ruhezustand ein Hi weniger Klick beim Starten bedeutet...? Ein 74HC241 könnte hier auf jeden Fall noch vorrätig sein. Mal was anderes, habe den Frequenzzähler hardwaremäßig so weit fertig (Vorteiler mit HCF4040 und Auswertung/LCD-Darstellung per M168. Er läuft auch schon, mißt aber Mist. Ich vermute, die Software für den Zählvorgang ist nicht optimal. Die unteren Dezimalstellen spingen, und zwar im 4er-Pack. Also z.B. von 8.005.672,4MHz auf 8.003.112,1MHz und wieder zurück auf 8.005.672,4MHz. Das die letzte Dezimalstelle und die Nachkommastelle springen, wäre wohl normal (!?) aber so? Weißt du zufällig, wie man so einen Asynchronzähler am besten auswertet? Im Moment gibt bei mir Timer2 eine definierte Zeit vor und Timer0 zählt die aufsteigenden Flanken an T0 (also an PinD4). Der Vorteiler steht auf 2, die Torzeit liegt bei ca. 2 Sekunden (falls du mit den Infos hier was anfangen kannst). Viele Grüße!
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Hallo Dil >> Der Ausgang des Treibers sollte im Ruhezustand auf high liegen > warum im Ruhezustand ein Hi weniger Klick beim Starten bedeutet? Weil dann der erste Takt nach unten geht und die mittlere Gatespannung bei ca. Null Volt liegt. Erst wenn sich der Koppelkondensator zwischen Treiber und Gate auflädt, steigt die Leistung auf den vollen Wert an. Mit der Ladezeit des Koppelkondensators läßt sich die Einschwingdauer der Hüllkurve einstellen. > wie man so einen Asynchronzähler am besten auswertet? Ich kenn das Problem, wenn am Ende der Torzeit der Vorteiler gerade wieder bei Null anfängt, kann es zu Zweideutigkeiten kommen. Dabei kann ein Fehler in der Größenordnung des Vorteilers entstehen. Ein Workaround wäre, die Gefahr der Zweideutigkeit zu erkennen und diesen Wert zu verwerfen. Da ich mit einer Torzeit von 100ms nur 10 Hz auflöse, fällt ein fehlender Wert nicht auf. Außerdem teilt mein Vorteiler durch 256, was die Wahrscheinlichkeit des Auftretens reduziert. Dein Wert springt aber deutlich stärker. (8.005.672 - 8.003.112) = 2560 -> das könnte sich um einen Rundungsfehler z.B. durch eine (float) Berechnung handeln. Float kann nur 7 relevante Stellen auflösen. Beim Win-Avr wird auch eine double-Berechnung automatisch auf (float) reduziert. Umgehen kann man das Problem durch casten auf (uint32_t) oder sogar (uint64_t). Könntest Du mal die 2-3 Zeilen mit der Berechung der Frequenz posten? Die Variante, nach dem Ende der Torzeit durch Nachschieben von Bits den Zustand des Vorteilers zu erfassen, hab ich aus den Tiefen des Webs. Hier im Forum wurde auch schon öfters über das Thema diskutiert. Bei der Schaltung hab ich eine FLL realisiert. Mit einem Poti kann kann die Frequenz des VFOs eingestellt werden. Drückt man auf Lock, wird die Frequenzdrift per PWM-Ausgang und Kapazitätsdiode nachgeregelt. Das Einlesen des Encoders fehlt aber noch. Gruß, Bernd
Dil schrieb: > Mal was anderes, habe den Frequenzzähler hardwaremäßig so weit fertig > (Vorteiler mit HCF4040 und Auswertung/LCD-Darstellung per M168. Er läuft > auch schon, mißt aber Mist. Nimm lieber nen PIC16Fsonstwas und nen EInzelgatter-Bustreiber als Tor, denn die PIC's haben nen asynchronen Vorteiler schon eingebaut und der Trick von Microchip zum Heraustakten des Vorteiler-Standes ist genial einfach und zuverlässig. Da sparst du dir den HCF4040 und hast obendrein noch größere Zahlen für In und Ref, was am Ende ne bessere Auflösung bringt. Ansonsten wird mir ein bissel schwummrig bei eurer Ansteuerung für den Leistungs-Fet. Nimm lieber nen TC4429 als Gatetreiber. Bis 20 MHZ macht der das noch mit. Immerhin kann das Teil mit 2A rauf und mit 6A herunter ziehen. Da kriegt man so manches Gate ordentlich angesteuert - jedenfalls besser als mit ein paar parallel geschalteten TTL Ausgängen. W.S.
Hallo W.S. > Nimm lieber nen PIC16F Das kann ich bestätigen, mit einem PIC geht das einfacher. Der kann auf einen Rutsch ohne Vorteiler bis 50 MHz messen. Aber das Forum hier ist halt AVR-lastig, und nicht jeder hat das entsprechende Programmiergerät für PICs parat. > Ansonsten wird mir ein bissel schwummrig Scheint, hier ist das Original: http://www.qsl.net/lu8eha/lab_ref2.html Die Schaltung scheint erprobt zu sein. Für 40m reichen 4 Treiber, dann sollten 8 Treiber bei 20m zur Ansteuerung genügen. Mich stört eher die etwas niedrige Betriebsspannung mit 5 oder 6V. Dem gegenüber kann der TC4420/TC4429 mit bis zu 20 Volt betrieben werden. Es gibt eine TO220 Variante mit Ptot = 12,5 Watt. Reicht das möglicherweise schon selber für 5-6 Watt? PS. Dieser 30m Trx verwendet auch einen 74HC240 (Seite 11): http://www.norcalqrp.org/files/38_special.pdf
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Hallo Leute, Danke für die Antworten und Anregungen! Es musste tatsächlich nur eine Zahl gecastet werden in der Frequenzberechnung. Die Frequenzzählung läuft jetzt auf 1,2Hz genau, das reicht erst mal, denke ich. Der 4040 ist wieder rausgeflogen, bei 5V teilt er grade mal bis 8MHz sauber. Stattdessen verwende ich jetzt einen 74HCT393, der immerhin bis über 16MHz schafft. Allerdings verschluckt er bei 16MHz schon 40Hz (bei 5V, theoretisch könnte man ihn auch mit 6V speisen, dann wäre das Ergebnis sicher besser). Bei längeren Torzeiten könnte man die verschluckten Flanken vielleicht auch einfach wieder dazurechnen (im statistischen Mittel). Auf Dauer müsste aber wohl ein schnellerer Vorteiler her, für Vorschläge bin ich dankbar. PICs sind hier leider grade keine am Start, auch kein Programmiergerät. Was bedeutet der Begriff FLL ("F" Locked Loop)? Die Idee mit der PWM-Nachregelung der Varicap für den VFO (=Taktoszillator?) ist interessant! Ich hatte mal die Idee, einen OCXO mit einem AVR aufzubauen: die komplette Elektronik wird in einem isolierten Behältnis aufgebaut. Der f-relevante Quarz hängt am AVR (XTAL1 und XTAL2), über den CLKOUT-Pin wird die (Takt-)Frequenz ausgegeben. Der AVR mißt und regelt dabei die Temperatur im Ofen. Man kann ihn auch gleich noch als Binärteiler verwenden und jeweils halbe Frequenzen ausgeben. Alle Frequenzen werden dann gebuffert herausgeführt (der Buffer selber sitzt aber nicht mehr im Ofen). W.S. schrieb: > Ansonsten wird mir ein bissel schwummrig bei eurer Ansteuerung für den > Leistungs-Fet. Nimm lieber nen TC4429 als Gatetreiber. Es wäre grundsätzlich einen Versuch wert. B e r n d W. schrieb: > Dem gegenüber kann der TC4420/TC4429 mit bis zu 20 Volt betrieben > werden. Es gibt eine TO220 Variante mit Ptot = 12,5 Watt. Reicht das > möglicherweise schon selber für 5-6 Watt? TC4420 und TC4429 sind anscheinend nicht so leicht zu bekommen, ich finde jedenfalls auf die Schnelle keine Quelle in Deutschland. > Dieser 30m Trx verwendet auch einen 74HC240 (Seite 11): > http://www.norcalqrp.org/files/38_special.pdf Sehr interessant, Danke für den Link!!!
PS: eigentlich bräuchte ich auch so etwas wie ein Frequenznormal (zumindest einen möglichst verstimmungssicheren Oszi mit halbwegs bekannter Frequenz). Könnte man sich eigentlich in der Praxis an einem KW-AM-Sender orientieren (zumindest, um einen Oszi zu kalibrieren)? Viele Grüße und frohes WE!
Hallo Dil Zeitzeichen auf KW gibt es auf 2.5, 5, 10, 15 und 20 MHz. Sender stehen in China, USA, Hawaii und Russland. Weitere Zeitzeichen aus Moskau werden auf 4.996 MHz, 9.996 MHz, 14.996 MHz gesendet. https://de.wikipedia.org/wiki/Zeitzeichensender Die Frequenz 4.996 MHz empfange ich gerade ziemlich kräftig, die 10 MHz kommen auch noch gut. Du nimmst den Weltempfänger und stellst ihn auf 10 MHz. Dann bringst Du einen 10 MHz Quarzoszillator mit einer Ziehkapazität auf Schwebung. Am Besten das Signal vom Empfänger auf die Soundkarte geben und z.B. mit Spectran visualisieren. Dann geht das bestimmt auf <10 Hz genau auf Deckung zu bringen, also 1 ppm Abweichung. Den Wasserfall kann man soweit Zoomen, bis nur noch ein Ausschnitt von 100 Hz angezeigt wird. Dann zeigt sich erst, wie stabil alles läuft. Nun muss noch der Frequenzzähler am Quarzoszillator die 10 MHz anzeigen. Einfach wäre, den Zähler gleich mit 10 MHz zu takten. Dann muss nur dieser Oszillator auf Schwebung gebracht werden. Ich hab meinem Quarz beim ATmega einen Trimmer spendiert, dann kann ich dort nachjustieren und muss ich nicht durch krumme Werte dividieren. Außerdem gibt es gelegentlich günstige OCXOs mit 10 MHz zu kaufen, die gehen dann (hoffentlich) auf 10-7 ... 10-8 genau. Mein DAB-Stick weicht bei 5 MHz anders ab als bei 10 MHz. Mal sehen, ob sich das irgendwie nachjustieren läßt. Ich mach gerade Versuche mit einem 3.58 MHz Keramikschwinger. Dieser läßt sich leicht von 3.55 bis 3.50 MHz ziehen. Wird die Frequenz verdoppelt, geht das von 7.1 ... 7.0 MHz und nochmal verdoppelt von 14.2 ... 14.1 MHz. Wünsch auch ein schönes WE, Bernd Nachtrag: > einen 74HCT393 74HC... sin in der Regel etwas schneller als 74HCT... Der 74HC393 ist mit typisch 99 MHz angegeben, der HCT nur bis 53 MHz. Mein Zähler geht bis >25MHz. Die Grenze wird vermutlich eher durch den Vorverstärker verursacht. Nachdem mein VFO nur bis 19 MHz reicht, hab ich da nicht weiter optimiert. Für Deine Zwecke sollte ein 74HC393 vorerst reichen, verwende lieber mehr Energie in den Vorverstärker. > Auf Dauer müsste aber wohl ein schnellerer Vorteiler her Die Teiler für TV-Tuner funktionieren teilweise von 50 MHz bis >1 GHz. Sie teilen :64, :128 oder :256, der Inhalt des Teilerst läßt sich leider nicht mehr restaurieren. > Was bedeutet der Begriff FLL Frequenz Lock Loop. Dabei kann die Frequenz ein paar Hz abweichen, die Phase sowieso. Zum Nachregeln wird die selbe Varicap verwendet, wie für die Abstimmung, das PWM-Signal kann die Abstimmspannung über einen Spannungsteiler nur ein paar mV verändern. > einen OCXO mit einem AVR aufzubauen Die Regelung sollte so funktionieren, aber einen Timer-Ausgang als Frequenzteiler zu verwenden, ist keine gute Idee. Anscheinend soll die Ausgabe des Timer-Signals vom Zustand der CPU, wie z.B. ein gerade aufgerufener Interrupt, abhängen. Dies Verursacht starken Jitter. Erst bei Frequenzen im kHz Bereich kann das dann vernachlässigt werden. Besser einen Hardware-Teiler verwenden, es wird ja ein 74HCT393 frei ;). > TC4420 und TC4429 sind anscheinend nicht so leicht zu bekommen Wie wärs mit dem TC4469? Der hat 4 Treiber mit je zwei TTL-Level Eingängen, einen invertiert, den anderen nicht invertiert. Da müsste man allerdings wieder parallelschalten. Zu bekommen beim C.
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Hallo Bernd, Danke für die ausführlichen Antworten!!! Das wäre ja prima, wenn sich eine Frequenzreferenz an einem der genannten Sender kalibrieren ließe! > Du nimmst den Weltempfänger und stellst ihn auf 10 MHz. Dann bringst Du > einen 10 MHz Quarzoszillator mit einer Ziehkapazität auf Schwebung. Am > Besten das Signal vom Empfänger auf die Soundkarte geben und z.B. mit > Spectran visualisieren. Dann geht das bestimmt auf <10 Hz genau auf > Deckung zu bringen, also 1 ppm Abweichung. Also Weltempfänger im AM-Modus auf die entsprechende Frequenz einstellen, Quarzoszillator gleicher Frequenz in der Nähe des Empfängers betreiben und dann wie beim Gitarrestimmen den Trimmer drehen, bis die Schwebung Null geworden ist?! Ok, werde ich testen. > Den Wasserfall kann man soweit Zoomen, bis nur noch ein Ausschnitt von > 100 Hz angezeigt wird. Dann zeigt sich erst, wie stabil alles läuft. Clevere Idee! > Nun muss noch der Frequenzzähler am Quarzoszillator die 10 MHz anzeigen. > Einfach wäre, den Zähler gleich mit 10 MHz zu takten. Dann muss nur > dieser Oszillator auf Schwebung gebracht werden. Ich hab meinem Quarz > beim ATmega einen Trimmer spendiert, dann kann ich dort nachjustieren > und muss ich nicht durch krumme Werte dividieren. Den µC vom f-Zähler mit einem OCXO zu betreiben, kam mir auch schon in den Sinn. Im Moment würde es mir schon reichen, wenn ich etwas hätte, woran der f-Zähler kurzfristig kalibriert werden könnte. > Ich mach gerade Versuche mit einem 3.58 MHz Keramikschwinger. Dieser > läßt sich leicht von 3.55 bis 3.50 MHz ziehen. Wird die Frequenz > verdoppelt, geht das von 7.1 ... 7.0 MHz und nochmal verdoppelt von 14.2 > ... 14.1 MHz. Mit dem Keramikschwinger soll dann später ein VFO aufgebaut werden? > Die Regelung sollte so funktionieren, aber einen Timer-Ausgang als > Frequenzteiler zu verwenden, ist keine gute Idee. Anscheinend soll die > Ausgabe des Timer-Signals vom Zustand der CPU, wie z.B. ein gerade > aufgerufener Interrupt, abhängen. Dies Verursacht starken Jitter. Erst > bei Frequenzen im kHz Bereich kann das dann vernachlässigt werden. > Besser einen Hardware-Teiler verwenden, es wird ja ein 74HCT393 frei ;). An dieser Stelle mal einen Gang zurückgeschaltet... Habe eine Art Binärteiler mit einem Atmega aufgebaut. An CLKOUT kommt der Takt raus und an einem Timerausgang wahlweise auf Knopfdruck Takt:2, :4, :8, :16, :32, :64. Bin davon ausgegangen, dass ein Mx8 das problemlos und absolut sauber hinbekommt. Dann habe ich den Frequenzzähler damit überprüft. Wie sich herausstellte, war der Originaltakt zu langsam für die rückgerechneten Werte aus den Tests mit den Teilern. Daher der Gedanke, dass der 74HCT393 zu langsam sein könnte. Wenn du das mit dem Jitter schreibst, kann der Fehler natürlich auch beim Binärteiler-Atmega liegen. Das müsste noch mal näher beleuchtet werden. > Für Deine Zwecke sollte ein 74HC393 vorerst reichen, > verwende lieber mehr Energie in den Vorverstärker. Einen hochohmigen Vorverstärker habe ich schon von einem anderen Projekt. Er funktioniert mindestens bis 30MHz. Ist auch mit dem neuen Frequenzzähler kompatibel. Man darf ihn nur nicht zu sehr übersteuern. > Wie wärs mit dem TC4469? Der hat 4 Treiber mit je zwei TTL-Level > Eingängen, einen invertiert, den anderen nicht invertiert. Da müsste man > allerdings wieder parallelschalten. Zu bekommen beim C. Bevor ich beim blauen C bestelle, wird erst mal der 74HC241 getestet, würde ich sagen. Aber Danke für die Info! Viele Grüße!
Hallo Dil > Mit dem Keramikschwinger soll dann später ein VFO aufgebaut werden? Ja. > Wenn du das mit dem Jitter schreibst, kann der Fehler natürlich > auch beim Binärteiler-Atmega liegen. An der Frequenz selber darf der Jitter nichts ändern, höchstens um +/- 1 Digit. Im Mittel über 2 Sekunden hebt sich der Fehler auf. Aber die Schaltflanken kommen ungleichmäßig, das entspricht einem starken Phasenrauschen. Als VFO-Signal für KW-Empfänger ist das jedenfalls ungeeignet. Der Messfehler könnte an einer nicht ausreichenden Steilheit der Schaltflanke zwischen Vorverstärker und Frequenzteiler liegen. Eventuell mal versuchsweise einen Schmitt-Trigger zwischenschalten. Oder 50 Hz Einstreuung? Der Tastkopf wird auch die Quarzfrequenz verringern, wenn Du direkt am Quarz misst. Allerdings kann der Frequenzzähler das selber nicht messen, da gleichzeitig seine Torzeit proportional länger wird.
Hallo! B e r n d W. schrieb: > Der Messfehler könnte an einer nicht ausreichenden Steilheit der > Schaltflanke zwischen Vorverstärker und Frequenzteiler liegen. Eventuell > mal versuchsweise einen Schmitt-Trigger zwischenschalten. Oder 50 Hz > Einstreuung? Die Messung lief rein digital ab, also vom "Vorteiler-AVR" zum Eingang des 74HCT393. Habe es noch mal nachgerechnet, die "verschluckten" 40Hz könnten durchaus rundungsbedingt sein (es wurde z.B. die f nach Teilung durch 64 wieder hochgerechnet). > Der Tastkopf wird auch die Quarzfrequenz verringern, wenn Du direkt am > Quarz misst. Allerdings kann der Frequenzzähler das selber nicht messen, > da gleichzeitig seine Torzeit proportional länger wird. Gemessen wird am Emitter. Man kann auch direkt am Quarz/der Basis messen, durch wird die f leicht erniedrigt (glaube ich... wahrscheinlich durch die höhere Kapazität beim Messen). Warum wird die Torzeit länger? An der f vom f-Zähler ändert sich ja nichts. Danke für das Rechenbeispiel im anderen Beitrag! Jetzt weiß ich auch, was 1ns Jitter in der Praxis für Folgen haben kann. Noch mal zur Radiosender-Kalibrierung: > Also Weltempfänger im AM-Modus auf die entsprechende Frequenz > einstellen, Quarzoszillator gleicher Frequenz in der Nähe des Empfängers > betreiben und dann wie beim Gitarrestimmen den Trimmer drehen, bis die > Schwebung Null geworden ist?! Also den Empfänger für die Kalibrierung im AM-Modus benutzen?!!
> Also den Empfänger für die Kalibrierung im AM-Modus benutzen?!! Besser im SSB-Modus. Dann mit dem BFO das Zeitzeichen auf 1 kHz bringen, dann den XO auf die selbe Frequenz. Bei AM würde unterhalb der Grenzfrequenz der NF-Verstärkers das Signal verschwinden. > Gemessen wird am Emitter. Das kann ich mir noch nicht richtig vorstellen. Ein Transistor hat auch eine BC- und BE-Kapazität. Findet die Messung an einem anderen Oszillator statt? > Warum wird die Torzeit länger? Wenn am Quarz des F-Zählers gemessen wird, verringert sich der Takt. Dadurch verlängert sich die Torzeit. Die Anzeige bleibt konstant, da sich beide Abweichungen aufheben.
B e r n d W. schrieb: >> Also den Empfänger für die Kalibrierung im AM-Modus benutzen?!! > > Besser im SSB-Modus. Dann mit dem BFO das Zeitzeichen auf 1 kHz bringen, > dann den XO auf die selbe Frequenz. Das sollte auf einfache Weise machbar sein! >> Warum wird die Torzeit länger? > > Wenn am Quarz des F-Zählers gemessen wird, verringert sich der Takt. > Dadurch verlängert sich die Torzeit. Die Anzeige bleibt konstant, da > sich beide Abweichungen aufheben. ;O))) nee-nee-nee, Mistverständnis: Habe hier einen M88 auf einer Platine mit 7 Tasten und zwei Anschlüssen. Der Quarz für den Takt ist steckbar. Das ganze funktionier fast schon peinlich einfach. Quarz rein, Strom an, am einen Anschluss kommt der Originaltakt raus (CLKOUT). Am anderen Anschluss (OCRA2) wird ein Teiler der Quarzfrequenz ausgegeben: 1.Taste: 1/2 Quarttakt 2.Taste: 1/4 Quarttakt 3.Taste: 1/8 Quarttakt 4.Taste: 1/16 Quarttakt 5.Taste: 1/32 Quarttakt 6.Taste: 1/64 Quarttakt 7.Taste: Pause Der Controller macht nichts anderes, als CLK und den entsprechenden Teiler auszugeben und die Pausetaste zu überwachen. Der AVR für den Frequenzzähler sitzt auf einem völlig anderen Board und hat mit der Frequenzteilung überhaupt nichts zu tun.
Habe mittlerweile eine Loop (mit 50-Ohm-Koppelschleife) aufgebaut, die bis 30MHz abstimmbar ist - um das entsprechende Zeitzeichen auch halbwegs gut zu empfangen (Langdraht kann man hier vergessen). Dabei kam mir folgender Gedanke: Eigentlich könnte man für die Zukunft, um das 10-MHz-Zeitzeichen besonders sauber zu empfangen, ein 10-MHz-Ladderfilter (mit 50 Ohm) zwischen Koppelschleife und Empfänger schalten - oder spricht ertwas dagegen?
> ein 10-MHz-Ladderfilter (mit 50 Ohm) zwischen Koppelschleife > und Empfänger schalten Kann man machen, aber für die Genauigkeit wird es nicht viel bringen. Ein ppm Genauigkeit ist auch nicht soo schlecht. Momentan kommt der 9996 kHz recht kräftig. Da könntest Du die Loop schon mal testen. Es scheint ein Phasenrauschen mit ca. 50 Hz Breite draufmoduliert zu sein, ähnlich wie beim DCF77. Das Zeichen auf 10 MHz hat eine feinere Linie. Mein FZ (ohne Ofen) fängt nach ein paar Sekunden bei -5 ppm an und läuft nach 10 Minuten bei 20 °C auf +2 ppm hoch. Es macht einen großen Unterschied, ob er auf dem warmen Labornetzteil steht oder drunter. Der Quarz schwingt mit 1 MHz, sonst hätte ich den 10 MHz OCXO schon eingebaut.
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Zeitzeichen_9996kHz.gif
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Das ist das Zeitzeichen bei 9996 kHz, der BFO/USB steht bei 9995 kHz. Die Frequenz des Peaks wird oben angezeigt. In der Mitte des Wasserfalls ändert sich plötzlich die Modulation.
B e r n d W. schrieb: > Kann man machen, aber für die Genauigkeit wird es nicht viel bringen. > Ein ppm Genauigkeit ist auch nicht soo schlecht. Dadurch kann man aber Störer besser fernhalten (falls man öfter auf der Frequenz kalibrieren will). Wollte eben den f-Zähler auf 15MHz kalibrieren, Signal dort war gut und ein 15MHz-Quarz noch in der Kiste. Dann stellte sich beim einstellen heraus, dass der Quarz ca. 4kHz über 15MHz liegt, mit dem Trimmer keine Chance. Mit zusätzlicher Quarzkapazität hätte es wahrscheinlich gehen können, aber da war das Signal auch fast schon wieder im Hintergrundrauschen verschwunden... > Momentan kommt der 9996 > kHz recht kräftig. Ja, kommt auch hier gut hier rein. Habe nur leider kein 9996-kHz-Quarz. Hoffe, später auf 10MHz oder eventuell 20MHz kalibrieren zu können. Wobei 20MHz hier wohl nur unregelmäßig zu empfangen ist. Oder ein Quarz von 10MHz auf 9,996MHz runterziehen... > Mein FZ (ohne Ofen) fängt nach ein paar Sekunden bei -5 ppm an und läuft > nach 10 Minuten bei 20 °C auf +2 ppm hoch. Es macht einen großen > Unterschied, ob er auf dem warmen Labornetzteil steht oder drunter. Der > Quarz schwingt mit 1 MHz, sonst hätte ich den 10 MHz OCXO schon > eingebaut. Also dein FZ wird mit 1MHz betrieben? Was für einen OCXO hast du, Eigenbau? Viele Grüße und Danke für das Wasserfall-Diagramm!
> Habe nur leider kein 9996-kHz-Quarz Du kannst aber im Wasserfall den 9996 auf die 1 kHz Linie schieben und dann muss der 10 MHz Oszilator bei 5 kHz erscheinen. > Also dein FZ wird mit 1MHz betrieben? Ja, der FZ ist etwas älter von ELV, den hab ich für 20 € aus der Bucht. Dann hab ich mal zwei identische OCXOs gekauft, die liegen 0,2 ppm auseinander. Der Verkäufer hatte sie noch getestet und ein Bild vom Frequenzzähler gezeigt. Deshalb gehe ich von max. +/- 0,2 ppm Abweichung aus. Damit kalibrier ich den Frequenzzähler bei Bedarf. Von chinesischen Verkäufern gibt es ab und zu gebrauchte Rubidium-Normale für ~80 Euro. Bisher hab ich noch nicht gehört, dass damit jemand schlechte Erfahrungen gemacht hat.
B e r n d W. schrieb: >> Also dein FZ wird mit 1MHz betrieben? > > Ja, der FZ ist etwas älter von ELV, den hab ich für 20 € aus der Bucht. Was für eine Torzeit und was für einen Vorteiler hat das Gerät? Muss auf jeden Fall gut brauchbar sein, wenn du regelmäßig damit arbeitest?!! Eben kam der 20MHz-Sender rein, habe jetzt den FZ nach Gehör an ihm kalibriert. Bei 1kHz auf besser als einen Vierteltonschritt eingestellt. Das dürften dann maximaximal +-20Hz Abweichung sein, fürs erste fein genug. Über ein Rubidiumnormal hatte ich auch schon nachgedacht, das muss dann aber ununterbrochen laufen. Ein kleiner Selbstbau-OCXO, den man alle paar Monate mal neu kalibiriert, würde mich mehr reizen. Wie lange müssen deine OCXOs vorheizen? >> Habe nur leider kein 9996-kHz-Quarz > > Du kannst aber im Wasserfall den 9996 auf die 1 kHz Linie schieben und > dann muss der 10 MHz Oszilator bei 5 kHz erscheinen. Das wäre die zweitbeste Variante gewesen. :O)
Dil schrieb: > Eben kam der 20MHz-Sender rein, habe jetzt den FZ nach Gehör an ihm > kalibriert. Hatte den Empfänger für die besagte Kalibrierung auf 10001KHz/USB gestellt und dann den BFO so eingeregelt, das vom Zeitzeichensender ein 1KHz-Ton als Referenzton zu vernehmen war. Das war hoffentlich richtig so, bin mir grade nicht ganz sicher.
Bei mir kommt was auf 20.001, aber nicht genau auf 20 MHz. 1 kHz drunter, also 9999 kHz und USB einstellen. Dann muss sich der Ton bei 9998 kHz auf 2 kHz erhöhen, nur um sicher zu sein, nicht das falsche Seitenband zu erwischen. Auch muss sich der zur Schwebung gebrachte Oszillator in die gleiche Richtung bewegen, nicht gegenläufig. PS Mit USB meine ich upper side band.
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Dil schrieb: > Hatte den Empfänger für die besagte Kalibrierung auf 10001KHz/USB Tippfehler, meinte 20001kHz/USB. Also für den 20MHz-Sender auf 19999kHz und USB stellen, dann BFO auf 1kHz und abgleichen. B e r n d W. schrieb: > Dann muss sich der Ton > bei 9998 kHz auf 2 kHz erhöhen, nur um sicher zu sein, nicht das falsche > Seitenband zu erwischen. Auch muss sich der zur Schwebung gebrachte > Oszillator in die gleiche Richtung bewegen, nicht gegenläufig. Alles klar, Danke!
B e r n d W. schrieb: >> Also dein FZ wird mit 1MHz betrieben? > > Ja, der FZ ist etwas älter von ELV, den hab ich für 20 € aus der Bucht. O je. Für einen Frequenzzähler mit ner Referenz von nur 1 MHz ist ein richtiger OCXO vermutlich zu schade, mal abgesehen davon, daß bei solchen Geräten die Stromversorgung da nicht mitmacht. Bliebe nur externer separater Referenzgenerator. Dil schrieb: > Ein kleiner Selbstbau-OCXO, den man.. Da graust es mich! Ich hab sowas, und zwar in Form eines tollen Auerswald-Frequenzzählers, den es vor vielen Jahren mal bei Conrad gab. Also: Unter einer schwarzen Plastikhülle (wie von nem Print-Trafo) sitzt dort ein diskret aufgebauter Quarzoszi, der Quarz auf ungekürzten Drähten und mit einem NTC und einem Transistor als Heizer per Kabelbinder zusammengestrapst. Zum Frequenzabgleich 2 Trimmer (Grob und Fein) - beim Anblick ist mir erstmal schlecht geworden. Den Grobtrimmer hatte ich als erstes ausgelötet und durch mehrere SMD-Festkondensatoren ersetzt, weil dieser elende Trimmer sich schon dadurch verstellte, wenn man das Gerät mal aus dem Regal nahm und auf den Tisch stellte. Also laß lieber den Selbstbau-OCXO. Bei Ebay gibt es recht oft ausgebaute alte große Trimbles, die äußerlich fast baugleich zu den MV-89 (oder MV-98 ?) sind. Ich hatte mir mal 2 Stück davon gegönnt und bin zufrieden. Die Dinger sind per Poti abgleichbar, der Abgleichbereich ist so etwa +/- 7 Hz bei 10 MHz Ausgang. Die Dinger brauchen 12 Volt und so etwa 0.3 A (wenn ich mich recht erinnere) Wenn's kleiner sein soll, dann guckt mal nach den französischen CMAC-OCXO's. Die sind wesentlich kleiner und wollen nur 3.3 Volt. Allerdings ist deren Abgleichbereich auch deutlich größer, so ungefähr +/- 100 Hz oder etwas mehr, ebenfalls bei 10 MHz Ausgang. Ich hab die Dinger zuerst am Bodensee vor einigen Jahren gesehen, aber jetzt tauchen sie auch bei Ebay auf. Ich hab mir mit so nem CMAC einen Frequenzzähler inzwischen selber gebaut, geht so, bin's zufrieden. Fahrplan: 10 MHz per CDCE913 (von TI) auf 100 MHz gebracht (200 MHz ginge auch, brauch ich bloß nicht), von dort in ein CPLD (32er Coolrunner) als Gate und Vorteiler, von dort in einen LPC1343. Anzeige schön leuchtend per LED. Nen Vorversuch mit Grafik-LCD hab ich auch noch rumfliegen, sieht aber nicht so schön aus. Als Eingänge 3 Stück: 1M/20pF für nen Oszi-Tastteiler bis ca. 100 MHz, 50 Ohm BNC bis ca. 400 MHz, 50 Ohm SMA mit Hittite-Vorteiler bis ??? (nominell bis 12 GHz, selber bis 4.4 GHz ausprobiert) Bei den OCXO's muß man so etwa 15 Minuten oder etwas länger warten, bis sie passabel eingeschwungen sind. Der Weg bis dahin ist bei allen, die ich hab, so etwa 200 .. 300 Hz, also schon ziemlich groß. W.S.
Nachtrag: Ist einer von euch in der Berliner Gegend ansässig? Ich glaube, ich hab irgendwo noch ne Handvoll TC4429 in DIL8 herumfliegen - muß da Zeug bloß wiederfinden. W.S.
Meine beiden OCXOs sind C-MAC STP 2390C 10 MHz. Hier liegt auch noch so ein schwarzes Teil aus Armeebestanden (Oven Unit BM100) mit Loktal-Sockel. Dann kommt der 1MHz Quarz ab in den Ofen! Mehr will ich auch an dem Zähler nicht machen. Er misst bis > 1 GHz und mehr hab ich bisher nicht gebraucht. Bei Gebrauchtgeräten finde ich die HPs mit vernünftigem Zeitbasis-Einschub nicht schlecht.
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Hallo, Danke für die Antworten! Habe hier mal einen kleinen ersten Schritt in Richtung Spectran unternommen. Beitrag "Atmega als Binärteiler, wie genau ist das?" Ich würde gerne mal eine kleine Messreihe starten in Bezug auf Jitter bei -einem diskreten Wald- Feld- und Wiesen-Quarzoszillator mit Transistor -AVR CLKOUT -per Timer binär geteilte Quarzfrequenzen (AVR) Fragt sich nur, wie man die Qszillatoren für Vergleichsmessungen am besten an den Empfängereingang anschließt. Wie sollte bei einer Loopantenne eigentlich der Ausgang einer Koppelschleife + ca. 2m Koaxkabel abgeschlossen sein? Der Rx hat einen Eingangswiderstand von wenigen k-Ohm. Einen HF-Trafo dazwischen zur Lastanpassung oder einfach ein 50-Ohm-Widerstand und "Leistung" verschenken??? Ohne 50-Ohm-Widerstand knistert und rauscht es jedenfalls erheblich mehr als mit, während das Nutzsignal mit Lastwiderstand kaum an Lautstärke verliert (ev. ist hier aber auch die AGC beteiligt).
W.S. schrieb: > Nachtrag: Ist einer von euch in der Berliner Gegend ansässig? > Ich glaube, ich hab irgendwo noch ne Handvoll TC4429 in DIL8 > herumfliegen - muß da Zeug bloß wiederfinden. Danke für das Angebot! Leider nein, aber du kannst gerne posten, wenn sie wieder aufgetaucht sind, Interesse besteht.
Hallo Dil > Messreihe starten in Bezug auf Jitter bei Nachdem das jetzt gar nicht so schlecht aussieht, koppel die Oszillatoren einfach lose an den Empfänger an. Auf dem Bild mit dem Spektrum ist IMO relativ viel Rauschen drauf. Wird das weniger mit mehr Signal? > Koppelschleife + ca. 2m Koaxkabel abgeschlossen sein? Mit kurzem Kabel muss das für den Empfänger nicht perfekt abgeschlossen sein. Mit 50 Ohm Lastwiderstand wird die Hälfte der Antennen-Spannung verbraten. Das ist auch nicht der Sinn dahinter. Es soll eine Leistungsanpasung erreicht werden. Dazu muss der Empfänger die Leistung verwerten. Dazu benotigst Du eine Eingangsbeschaltung, die 50 Ohm Innenwiderstand aufweist. Das geht mit einem Übertrager, einem Resonanzübertrager, welcher eine Impedanzanpassung zwischen Antenne und Empfänger erreicht oder mit einer Eingangsbeschaltung (z.B. Basisschaltung), die von vorneherein auf 50 Ohm getrimmt ist. Idealerweise kommt vor der HF-Vorstufe ein Filter. > Ohne 50-Ohm-Widerstand knistert und rauscht es erheblich mehr Möglicherweise werden die Störungen kapazitiv von der Loop auf die Koppelschleife übertragen. Ist die Koppelschleife geschirmt?
Hallo! B e r n d W. schrieb: > Nachdem das jetzt gar nicht so schlecht aussieht, koppel die > Oszillatoren einfach lose an den Empfänger an. Auf dem Bild mit dem > Spektrum ist IMO relativ viel Rauschen drauf. Wird das weniger mit mehr > Signal? Lose ankoppeln = ??? (würde vermuten, die Signalstärke vom digitalen Ausgang über einen ohmschen Spannungsteiler weit runterzuregeln und dann über einen wintzigen C in den Empfängereingang einzuspeisen) Der graue Hintergrund war noch viel größer. Habe eine Hand in die Nähe des AVRs gehalten, dann ist der graue Hintergrund Richtung Oszillatorsignal zusammengeschrumpft. Denke mal, ein Abschirmungsproblem über die (eingefahrene) Teleskopantenne. > Idealerweise kommt vor der HF-Vorstufe ein Filter. Für jedes AFU-Band ein eigenes Filter, eventuell sogar für Teilbereiche davon, das wäre cool! :-) > Das geht mit einem Übertrager, Könnte man ja auf einen Ferritkern wickeln (mal schauen, was noch so in der Bastelkiste liegt). >> Ohne 50-Ohm-Widerstand knistert und rauscht es erheblich mehr > > Möglicherweise werden die Störungen kapazitiv von der Loop auf die > Koppelschleife übertragen. Ist die Koppelschleife geschirmt? Die Koppelschleife besteht komplett aus Koax. Wie hier auf dem mittleren Bild verschaltet. http://www.dg1sfj.de/hardware/Loop_Combi_02.jpg Loop und Koppelschleife haben keine gemeinsame Masse (vielleicht deshalb das Knistern).
> Wie hier auf dem mittleren Bild verschaltet. Ich favorisiere zwar C, aber das sollte so schon funktionieren. Möglicherweise ist es ein Empfänger-Effekt. > Idealerweise kommt vor der HF-Vorstufe ein Filter. > Für jedes AFU-Band ein eigenes Filter, > eventuell sogar für Teilbereiche davon Mit einer Güte von max. 100 wird es nicht viel besser gehen, als ein gesamtes AFU-Band durchzulassen. Aber zwei gekoppelte Filter pro Band sind als Minimum zu empfehlen. Dann ist der Durchlassbereich flach und die Flanken fallen steiler ab. > Der graue Hintergrund war noch viel größer. Habe eine Hand > in die Nähe des AVRs gehalten, dann ist der graue Hintergrund > Richtung Oszillatorsignal zusammengeschrumpft. > Ein Abschirmungsproblem über die (eingefahrene) Teleskopantenne. Ja, Möglicheweise hat sich einfach die ins Gerät eingefallene Signalstärke geändert.
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ZZS_10MHz_Spektrum.JPG
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Hallo Bernd, habe den OCXO so weit fertig und bin grade mit dem Abgleich beschäftigt. Er soll möglichst auf 10,000000Mhz eingestellt werden. Der Referenzsender/Zeitzeichensender auf 10Mhz http://de.wikipedia.org/wiki/BPM_%28Zeitzeichensender%29 sendet anscheinend zwei Frequenzen. Wenn der Empfänger auf 9999kHz steht und der BFO so eingestellt ist, dass man bei Spektran eine starke Linie bei 1kHz sieht, ist gleichzeitig auch eine Linie auf 1,3kHz zu sehen (die allerdings manchmal plötzlich für ein paar Minuten verschwindet). Außerdem erkennt man eine Linie bei ca. 600Hz. Ich bin jetzt nicht ganz sicher, welche von den beide drei Frequenzen die mit genau 10.000.000 Hz ist. Vermutlich die stärkste, will das aber lieber noch mal abklären, bevor die falsche Frequenz zur Referenzfrequenz wird. Hast du eine Idee, wie man das herausfinden kann? Auf der Homepage des Senders steht etwas von einer Modulation mit 1kHz... http://www.time.ac.XY/jianjie/3.htm (XY bitte durch cn ersetzen!) "BPM broadcasts the standar time and frequency signals at 2.5 , 5 , 10 ,15 MHz alternatively 24 hours a day , which cover the whole country with the precision of 1 ms .Signals of UTC and UT1 are modulated by 1 KHz standard frequency.The lengths of the second signals are 10 ms (UTC) and 100 ms () , and the length of minute signal is 300 ms .BPM will disseminate the standard time code after a technical reconstruction."
> Ich bin jetzt nicht ganz sicher, welche von den > beide drei Frequenzen die mit genau 10.000.000 Hz ist. Des halb ist das Zeitzeichen bei 9996 sehr hilfreich. Also auf 9995 MHz empfangen, den BFO auf 1 kHz einstellen, auf 9994 wechseln, das Zeitzeichen muss sich auf 2 kHz verschieben. Dann auf 9999 drehen, das richtige Zeitzeichen sollte jetzt auch auf 1 kHz bemerkbar machen. Das Zeitzeichen auf 9996 kHz ist eindeutig erkennbar. Es besteht die Gefahr, irgendein Signal aus der Umgebung für das 10 MHz Signal zu halten, obwohl es ein paar 100 Hz daneben liegt. > are modulated by 1 KHz standard frequency Danns müssten aber ein oder beide Seitenbänder der 1 kHz Modulation sichtbar sein. Wenn der Empfänger auf 9999 steht, ist aber eines davon auf Zero-Beat.
Danke für die schnelle Antwort! Eventuell ist es auch der ZZS: http://de.wikipedia.org/wiki/WWV_%28Zeitzeichensender%29 (angeblich in Deutschland tagsüber gut zu empfangen) B e r n d W. schrieb: > Des halb ist das Zeitzeichen bei 9996 sehr hilfreich. Also auf 9995 MHz > empfangen, den BFO auf 1 kHz einstellen, auf 9994 wechseln, das [...] Super Trick, Danke, ist angekommen!!! Werde das gleich mal ausprobieren.
Altern Quarze eigentlich nur im Betrieb oder auch bei Lagerung? Irgendwo habe ich gelesen, dass Quarze bei einer bestimmten Temperatur (ca. 70°C) nur minimal altern. Mein Ofen hat von 20°C nach 45°C eine Drift von 290Hz gehabt. Deshalb habe ich die NP0-Cs im Oszillator durch N750-Cs ersetzt. Jetzt beträgt die Drift von 20°C nach 45°C noch 270Hz, der Tausch hat sich eigentlich nicht wirklich gelohnt.
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wo_ist_der_ZZS.JPG
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B e r n d W. schrieb: >> Ich bin jetzt nicht ganz sicher, welche von den >> beide drei Frequenzen die mit genau 10.000.000 Hz ist. > > Des halb ist das Zeitzeichen bei 9996 sehr hilfreich. Also auf 9995 MHz > empfangen, den BFO auf 1 kHz einstellen, auf 9994 wechseln, das > Zeitzeichen muss sich auf 2 kHz verschieben. Dann auf 9999 drehen, das > richtige Zeitzeichen sollte jetzt auch auf 1 kHz bemerkbar machen. Ok, habs so gemacht. Das Signal vom ZZS auf 9996kHz sieht lustig aus. Wenn auf 1kHz gestellt und auf 9999kHz gewechselt, sieht das Spektrum wie im Anhang aus - jede Menge Linien, nur den ZZS auf 10,000000MHz sieht man kaum bis gar nicht... :O) da war der Optimismus größer als die Realität. Hoffe aber, dass man ihn später am Tage noch empfängt. Viele Grüße
Die Temperaturdrift von Quarzen entspricht einer S-Kurve. Ofenquarze
werden normalerweise so geschliffen, dass die Temperaturkurve bei 60°C
(bzw. Ofentemperatur) flach verläuft. Bei Standard-Quarzen befindet sich
dieser nur ein paar Grad breite Bereich in der Nähe der Raumtemperatur.
Verwendet man einen "normalen" Quarz in einem Ofen, wird
1. das Ergebnis niemals das eines echten Ofenquarzes erreichen.
2. an die Temperatur-Regelung des Ofens eine noch höhere Anforderung
gestellt oder man nimmt Abstriche in Kauf.
> Hoffe aber, dass man ihn später am Tage noch empfängt.
Das sollte zwischen 16 und 18 Uhr anfangen (gray zone propagation).
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B e r n d W. schrieb: > 2. an die Temperatur-Regelung des Ofens eine noch höhere Anforderung > gestellt oder man nimmt Abstriche in Kauf. Dil schrieb: > Mein Ofen hat von 20°C nach 45°C eine Drift von 290Hz gehabt. Deshalb > habe ich die NP0-Cs im Oszillator durch N750-Cs ersetzt. > Jetzt beträgt die Drift von 20°C nach 45°C noch 270Hz, der Tausch hat > sich eigentlich nicht wirklich gelohnt. Schade, dass die Verwendung von Oszillator-Cs mit negativem Tk nur so eine minimale Verbesserung gebracht hat. Ein TCXO ist wahrscheinlich noch schwerer zu realisieren als ein OCXO. > Die Temperaturdrift von Quarzen entspricht einer S-Kurve. Danke für die Infos!
> Mein Ofen hat von 20°C nach 45°C eine Drift von 290Hz gehabt.
Das sind 11,6 Hz/K. In Richtung 60°C geht das eher auf über 20 Hz/K
hoch. Die Temperaturregelung muss also auf +/-0,5 K regeln, will man 1
ppm Drift erreichen. 0.1ppm wird schwierig, aber zuverlässige 1ppm
reichen für Kurzwelle IMO aus.
Trotzdem muss man sich schon anstrengen, bei 60°C eine bessere
Stabilität zu erreichen, als der Quarz bei 20°C fast schon alleine hat.
Es könnte auch aus einer Menge 10MHz Quarzen einer ausselektiert werden,
der zwischen 15 und 25 °C möglichst keine Drift hat. Diesen dann in
einen "kalten Thermostaten" packen, also einen isolierten Alublock.
Wobei 60°C schon ziemlich hochgegriffen sind für einen Quarz, der bei Raumtemperatur schon recht stabil ist. Ohne Last am Ausgang erwärmt sich der Ofen innen um 2K. Mit 100 Ohm Last sind es ca. 7K. Die maximale Raumtemperatur im Hochsommer beträgt 35°C. 3K Sicherheitsabstand und man ist bei 45°C. Wenn man sehr heiße Sommertage ausblendet, könnte man den Ofen auch bei 40°C laufenlassen. Ich würde gerne mal so eine Temperatur-S-Kurve für ein normales 10-MHz-Quarz im HCT49-Gehäuse sehen. Auf dem verwendeten Quarz ist die Bezeichnung 10.000MHz AEC09K aufgedruckt. Leider bei Googel kein Datenblatt zu finden. B e r n d W. schrieb: > 0.1ppm wird schwierig, aber zuverlässige 1ppm > reichen für Kurzwelle IMO aus. 1 ppm wäre völlig ok. Im Moment ist alles auf 0,5ppm genau kalibriert, wenn ich alles richtig gemacht habe. Die Temperaturkonstanz muss noch langzeitbeobachtet werden, momentan 0,1°C. Ob sich der Wert bei einer veränderten Umgebungstemperatur halten lässt, wird sich zeigen. > Es könnte auch aus einer Menge 10MHz Quarzen einer ausselektiert werden, > der zwischen 15 und 25 °C möglichst keine Drift hat. Diesen dann in > einen "kalten Thermostaten" packen, also einen isolierten Alublock. Eine interessante Idee! Zumal man ja auch noch zusätzlich kühlen kann. Wahrscheinlich sogar besser als ein Ofen, wenn man normale Quarze benutzt. Gibt es denn auch so etwas wie Mini-Peltier-Elemente?
Schau mal in der Bucht: 300985697319 Hier gibt es Kurven. Abweichungen vom AT-Cut in Winkelminuten ergeben schon recht große Unterschiede (im unteren Viertel): http://electronicdesign.com/analog/fundamentals-crystal-oscillator-design
Danke für die Links! Jetzt müsste man noch rausfinden, welche Abweichung vom AT-Cut der verwendete Quarz besitzt... Wenn der Quarz der Hauptverursacher von df bei dT ist, müsste man eigentlich nur eine f/T-Kennlinie im Bereich von 20°C bis 45°C aufnehmen und die Form auswerten. Ein paar Messwerte (mit den alten Kondensatoren) wären von gestern noch vorhanden: [°C] Intervall 20 - 25 : +5ppm 25 - 30 : +5ppm 30 - 35 : +8ppm 35 - 40 : +9ppm 40 - 45 : +9ppm Sieht doch gar nicht so schlecht aus... :O)
Dil schrieb: > Loop und Koppelschleife haben keine gemeinsame Masse (vielleicht deshalb > das Knistern). Ach so, habe mittlerweile Koppelschleife und Loop auf eine gemeinsame Masse gelegt. Das hat leider auf das Knistern überhaupt keinen Effekt.
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> habe mittlerweile Koppelschleife und Loop auf eine gemeinsame > Masse gelegt. Das hat leider auf das Knistern überhaupt keinen Effekt. Ich hatte mal ein ähnliches Problem, da gab es einen großen Unterschied zwischen den beiden Schaltungs-Varianten. Beim Spartrafo kamen die Störungen, welche möglicherweise von der Phasenanschnitt-Steuerung meines Nachbarn stammten, um ca. Faktor 5 stärker durch. Und das, obwohl die Filterwirkung um die Resonanz herum identisch aussah. Die beste Variante ist ein Übertrager am Eingang, die zweitbeste ein DC-Pfad gegen GND, evtl noch mit Koppelkondensator. Sowas entfernt auch Brummstörungen an JFet-Eingängen. Das hilft aber alles nichts, falls die Störungen tatsächlich in den Empfangsbereich fallen. Entweder es läßt sich die Störung durch Drehen der Loop ausblenden, die Antenne kann von der Störung weiter entfernt werden oder die Ursache muss weg.
B e r n d W. schrieb: > ... oder die Ursache muss weg. Die Menschen in den Häusern um mich herum freuen sich sicher riesig, wenn ich ihre Plasmafernseher entsorge. ;O) Hallo, Spaß beiseite. Werde mal die geschirmte Koppelspulenvariante ausprobieren. > Beim Spartrafo kamen die > Störungen, welche möglicherweise von der Phasenanschnitt-Steuerung > meines Nachbarn stammten, um ca. Faktor 5 stärker durch. Dann werde ich mal lieber einen Nichtspartrafo ausprobieren. Auf die eine Seite vom Ringkern die Primärwicklung und auf die andere Seite (also gegenüber) die Sekundärwicklung? Habe mal einen Balun gewickelt, dabei mussten die Drähte vorher verdrillt werden, das würde hier wohl nicht funktionieren!?! Ansonsten hast du völlig recht, was den Quarz betrifft. Habe noch mal nachgerechnet, wenn man die Cs als temperaturneutral betrachtet, müsste der aktuell verwendete Quarz eine Abweichung von ca. 15 Bogenminuten vom AT-Schliff aufweisen, das ist natürlich grottig! Werde mal ein Säckchen 10-MHz-Quarze besorgen und wie du vorgeschlagen hast auf "flache S-Kurve" bzw. geringe Drift um die RT herum selektieren. Viele Grüße und gute Woche!
> "flache S-Kurve" bzw. geringe Drift um die RT herum selektieren. Ja, oder wie schon angedeutet ein Minimum bei 50 oder 60°C und dann auf diese Temperatur beheizen. Aber was macht dann die Oszillator-Schaltung? Kommt die auch in den Ofen? Noch zum Preselector Vergleich: Der Drahtwiderstand und die Streuinduktivität der unteren Wicklung wird beim Spartrafo vom gemeinsamen Strom durchflossen. Das erzeugt Übersprechen und eine schlechtere Weitabdämpfung. Bei Übertragern im VLF-Bereich wird das noch gravierender, weil der Drahtwiderstand bei Induktivitäten im mH Bereich einige zig Ohm erreichen kann. > Habe mal einen Balun gewickelt, dabei mussten die Drähte vorher > verdrillt werden, das würde hier wohl nicht funktionieren!?! Beim Verdrillen müssen die Windungszahlen identisch sein. Beim Vorkreis darf der Koppelfaktor ruhig nur 0,8 betragen, das erhöht die Güte und verringert die Eingangsimpedanz. Verdrillen ist also nicht notwendig. Du kannst durch variieren der Windungszahl der Koppelspule die Anpassung auf 50 Ohm bringen. Die Koppelspule wird normalerweise auf das "kalte Ende" des Schwingkreises gewickelt. Bei Resonanz kann die Spannung am Schwingkreis je nach Güte durchaus 20 dB höher sein, als an der Koppelwicklung. Das kann man auch bei der Simulation sehen.
B e r n d W. schrieb: > Aber was macht dann die > Oszillator-Schaltung? Kommt die auch in den Ofen? Beim jetzigen Aufbau steckt alles gut isoliert (20mm Styrodur) im Ofen. Von da her auch die Idee, mit Kondensatoren mit negativem Tk der Erwärmungsdrift nach unten (zu tieferen Frequenzen) zu begegnen. > Du > kannst durch variieren der Windungszahl der Koppelspule die Anpassung > auf 50 Ohm bringen. Die Koppelspule wird normalerweise auf das "kalte > Ende" des Schwingkreises gewickelt. Bei Resonanz kann die Spannung am > Schwingkreis je nach Güte durchaus 20 dB höher sein, als an der > Koppelwicklung. Das kann man auch bei der Simulation sehen. Was meinst du mit Koppelspule (prim. oder sek.)? Mit "Koppelspule" bezeichne ich im Moment die kleinere Spule an der Loop, die über 2m Koax zum Empfänger führt. Habe einen T25-2-Kern. Wie würde man ihn am besten bewickeln für einen Bereich von 5MHz bis 20MHz? ÜV sollte wahrscheinlich bei ca. 1:3 liegen (der Rx hat einen Eingangswiderstand von ca. 1kohm, f-abhängig). So, dass die beiden Spulen sich beide am kalten Ende fast berühren? Wie viele Windungen bzw. welche Induktivität wären für erste Versuche für die Primärwicklung sinnvoll? Ist die Resonanz denn gewollt? Viele Grüße!
B e r n d W. schrieb: > Die Koppelspule wird normalerweise auf das "kalte > Ende" des Schwingkreises gewickelt. Möglicherweise posten wir aneinander vorbei, wollte eigentlich erst mal nur die Last der Loop-Koppelspule (ca. 50 Ohm) an den Empfängereingang (ca. 1k Ohm) vornehmen.
Dil schrieb: > Wie viele Windungen bzw. welche Induktivität wären für erste Versuche > für die Primärwicklung sinnvoll? Für 30nH (wie oben in deiner Simulation) wären es 3 Wdg., stimmts? (Ringkernrechner machts möglich) ;O)
> Für 30nH (wie oben in deiner Simulation) wären es 3 Wdg.
Ja, 50nH entsprechen 3 Windungen. Die Bemessung mit nur 3 Windungen gilt
aber nur für den Resonanzübertrager.
Als Breitbandübertrager sollte die Impedanz der Primärwicklung bei der
niedrigsten Frequenz mindestens das 4-5 fache von 50 Ohm betragen. Für
10 MHz wären das 3.7µH mit 33 Wdg. und Sekundär 147 Windungen.
Da würde ich mir lieber einen Kern mit einem höheren AL-Wert suchen.
Bei einem AL=250 und einem Windungsverhältnis von 4:16 kommt man auf
einen Ausgangswiderstand von 800 Ohm.
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B e r n d W. schrieb: > Für > 10 MHz wären das 3.7µH mit 33 Wdg. und Sekundär 147 Windungen. 147 Windungen auf den Minikern ;O) Habe hier noch einen kleinen Ringkern mit Al = 286 (Material 4A11), den werde ich heute Abend mal testen. 4 Wdg. prim. und 16 sek. sollten ja passen. Dann könnte man ja für die einzelnen AFU-Bänder Filter bauen, die auf 50 Ohm berechnet sind und zwischen den Ausgang der Koppelschleife und den Eingang des grade besprochenen Übertragers kommen!?!
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> einen kleinen Ringkern mit Al = 286 (Material 4A11)
Das 4A11 Material kenn ich nicht. Aber mit 4 Wdg. primär und 18 Wdg.
sekundär sollte das als Breitbandübertrager einigermaßen funktionieren,
falls das Material geeignet ist.
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B e r n d W. schrieb: > Aber mit 4 Wdg. primär und 18 Wdg. > sekundär sollte das als Breitbandübertrager einigermaßen funktionieren, > falls das Material geeignet ist. Danke für die Simu! Der ÜT macht keinen großen Unterschied. Wenn ich ihn primär oder sekundär mit 1kOhm überbrücke, passiert gar nichts. Wenn er primär mit 70 Ohm überbrückt wird, passiert auch nichts. Wird er sekundär mit 70 Ohm überbrückt, tritt wie schon früher beschrieben das Knistern und Rauschen stark in den Hintergrund, die Nutzsignalstärke wird kaum beeinträchtigt, das Signal kann wesentlich deutlicher empfangen werden. Merkwürdig...
Es macht übrigens auch keinen Unterschied, ob die beiden kalten Enden vom ÜT verbunden werden oder nicht. Das 4A11 scheint hier aber auch nicht wirklich brauchbar zu sein (Anhang). Eventuell findet sich noch was besseres in der Ferrit-Bastelkiste...
> Wird er sekundär mit 70 Ohm überbrückt, tritt wie schon früher > beschrieben das Knistern und Rauschen stark in den Hintergrund, > die Nutzsignalstärke wird kaum beeinträchtigt, das Signal kann > wesentlich deutlicher empfangen werden Mach mal nur ein Poti 1k als HF-Regler rein. Mal sehen, ob ein par dB weniger die Störung verringert.
Die Idee mit dem HF-Regler ist gut! Habe noch einen FT37-77-Kern gefunden, 0,5 - 30MHz, Al= 880mH/(1000N)^2 Oder alternativ T37-2, 1 - 30MHz, Al= 4nH/N^2 So weit ich weiß, sind diese FT-Kerne besser geeignet für Breitbandübertrager... HF-Regler-Poti würde ich so anschließen: 1. Anschluss an heißes Ende sekundär 2. Anschluss (=Schleifer) zum Empfängereingang 3. Anschluss an kaltes Ende sekundär und an Empfängermasse
> Das 4A11 scheint hier aber auch nicht wirklich brauchbar zu sein
Da steht aber:
as well as RF wideband and balun transformers
Das Material ist also bis 30 MHz als Breitbandübertrager geeignet.
Darüber werden die Verluste zu groß. Für Schwingkreise ist der nicht
geeignet.
Der T37-2 benötigt zu viele Windungen, der wäre aber für einen
Resonanzübertrager gut.
HF-Regler-Poti würde ich so anschließen:
1. Anschluss an heißes Ende Antenne
2. Anschluss (=Schleifer) zum Übertrager primär
3. Anschluss an kaltes Ende primär und kaltes Ende Antenne
Auf der Sekundärseite würde es die Hälfte der Antennenenergie verbraten.
Primär liegen bei voll aufgedrehtem Regler 1kOhm parallel zu 50 Ohm.
Wenn zurückgedreht wird, dann soll es auch schwächer werden. Die
Anpassung ist futsch, aber es stört nicht. Manchmal wird noch 1. und 2.
getauscht.
Danke für die Infos! Das mit dem Poti und dem ÜT aus 4A11 scheint gut zu klappen, hatte es eben im Krokoklemmenaufbau. Man kann wirklich viel vom Rauschen und Knacken wegregeln, ohne dass subjektiv die Signalstärke leidet. Das ganze kommt jetzt in eine kleine Metalldose mit kürzesten möglichen Kabelverbindungen. Das 10MHz-Frequenznormal (also der OCXO, mittlerweile auf 35°C Arbeitstemperatur umgestellt) funktioniert jetzt auch bestens, so muss man frequenzmäßig nicht mehr im Dunkeln stochern. > Da steht aber: > as well as RF wideband and balun transformers > > Das Material ist also bis 30 MHz als Breitbandübertrager geeignet. Aus welchen Datenblattwerten leitest du die 30MHz als Obergrenze ab?
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4A11.gif
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Wenn das Material ab 30 MHz absorbiert, dann kann es bis 30 MHz für Breitbandübertrager verwendet werden. Der Übergang ist aber fließend
Das ist ja schon fast Detektivarbeit! Der Frequenzzähler ist jetzt auch so weit fertig. Als nächstes soll noch -einen HF-Funktionsgenerator mit einem AD9850-Modul und drei schaltbaren TP-Filtern und -einen log. Verstärker mit AD8307 aufgebaut werden, um Filter auszumessen zu können. Dann müsste der kleine Gerätepark so weit fertig sein, um den 20m-Tx und Rx zu beginnen. Hast du zufällig schon Erfahrungen mit dem AD8307 gesammelt? Wenn man für die Auswertung ein hochohmiges V-Meter an OUT anschließt, müsste man eigentlich ohne Verstärkerstufe auskommen und könnte bei richtiger Einstellung den Wert direkt in dB ablesen?!
> Der Frequenzzähler ist jetzt auch so weit fertig. Chapeau! > HF-Funktionsgenerator mit einem AD9850-Modul > und drei schaltbaren TP-Filtern und Als Funktions-/HF-generator hätte im Prinzip 1 TP-Filter mit fg=30MHz gereicht. Beim Vermessen von Filtern wird der Rest sowiso abgeschnitten. > einen log. Verstärker mit AD8307 aufgebaut Ich würde versuchen, den AD8307 Ausgang per ADC zurückzulesen. Dies ergibt schon einen kleinen scalaren NWA. > Hast du zufällig schon Erfahrungen mit dem AD8307 gesammelt? Ich hab für ein Projekt welche in der Bastelkiste, aber noch keinen verbaut. Das Ausgangssignal wird einen kleinen Offset haben und eine ungünstige Steigung (23-27 mV/dB). Mit einem Poti könnte die Steigung auf z.B. auf 10mV/dB fürs Multimeter reduziert werden, der Offset wird dann im Kopf subtrahiert. Für eine genauere Kalibration wäre aber eine Referenz erforderlich.
Hallo! B e r n d W. schrieb: > Als Funktions-/HF-generator hätte im Prinzip 1 TP-Filter mit fg=30MHz > gereicht. Beim Vermessen von Filtern wird der Rest sowiso abgeschnitten. Der Funktionsgenerator mit AD9850 ist jetzt auch fertig und im Gehäuse. Allerdings fehlt noch das 30MHz-TP-Filter. Habe hier ein paar ganz gute Festinduktivitäten, die dafür in Frage kämen (1µH, 0,47µH und 0,33µH - jew. 2 Stück). Das AD9850-Modul dürfte eine Ausgangsimpedanz von ca. 200 Ohm habe (habe ich jedenfalls irgendwo gelesen). Wie könnte man mit zwei von den genannten Induktivitäten ein passendes TP-Filter 5. Ordnung berechnen? Habe ein wenig mit AADE rumprobiert, leider hat es nicht geklappt, ein Filter mit den genannten Induktivitätswerten zu berechnen. > Ich würde versuchen, den AD8307 Ausgang per ADC zurückzulesen. Dies > ergibt schon einen kleinen scalaren NWA. Das würde ich sofort tun, wenn eine PC-Software zur graphischen Auswertung zur Verfügung stehen würde (Messwertübertragung per RS232 o.ä.), kennst du eine? >> Hast du zufällig schon Erfahrungen mit dem AD8307 gesammelt? > > Ich hab für ein Projekt welche in der Bastelkiste, aber noch keinen > verbaut. Das Ausgangssignal wird einen kleinen Offset haben und eine > ungünstige Steigung (23-27 mV/dB). Mit einem Poti könnte die Steigung > auf z.B. auf 10mV/dB fürs Multimeter reduziert werden, der Offset wird > dann im Kopf subtrahiert. > > Für eine genauere Kalibration wäre aber eine Referenz erforderlich. Sehe schon, so einfach ist es nicht mit dem AD8307... habe hier irgendwo noch ein China-VU-Meter (4x 7-Segment), das soll der AD8307 als Anzeige spendiert bekommen... fürs erste muss wohl ein einfacher Verdoppler-Dioden-Demodulator an den Start.
B e r n d W. schrieb: > Ich hab für ein Projekt welche in der Bastelkiste, aber noch keinen > verbaut. PS: Wie misst du in der Praxis HF-Filter?
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Tiefpass_30MHz.gif
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> Das AD9850-Modul dürfte eine Ausgangsimpedanz von ca. 200 Ohm haben Das eingebaute Filter hat 200 Ohm, der ioutb ohne Filter hat eine 100 Ohm Last eingebaut und ist direkt rausgeführt. Dort kann extern ein weiterer Widerstand parallelgeschaltet werden plus Filter. IMO passen die 330 nH ganz gut zu 50 Ohm Impedanz. Ich hab mal einen Vorschlag drangehängt. Die Ausgangsimpedanz am Puffer-Verstärker beträgt ca. 50 Ohm, deshalb geht da die Hälfte des Signals verloren. Mit dem Poti läßt sich ein Pegel von 0 bis 120 mVs einstellen. Mit den 10µF Elkos reicht der Frequenzgang bis ca. 100 Hz runter. Die Harmonischen bleiben 55 dB unterm Signal. Ein schaltbares Dämpfungsglied zur Pegelabsenkung gab es hier schon mal. Die Amplitude reicht, um Filter durchzumessen. Wenn man jedoch kurz mal einen Dioden-Ringmischer ansteuern will, ist es zu wenig. Um die Amplitude zu erhöhen, könnte das Filter auf 100 Ohm Impedanz ausgelegt werden und der Strom des DDS-Bausteins könnte noch verdoppelt werden. Um 1 Volt effektiv zu erreichen, wäre eine Spannungsverstärkung von ca. 22 dB notwendig. > PS: Wie misst du in der Praxis HF-Filter? Mit einem Meßsender, die Feineinstellung der Frequenz auf 10Hz ist natürlich extrem fummelig. Irgendwann gonne ich mir auch einen NWA.
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AD9850_modul.jpg
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Hallo Bernd, Danke für den Schaltungsvorschlag zum Tiefpassfilter!!! Im Moment blicke ich noch nicht ganz durch, wie der AD9850 in Bezug auf die Ausgangsspannung funktioniert und wie das Modul aufgebaut ist (es gibt einige Schaltpläne dazu im Netz, die sich aber unterscheiden). Momentan wird das Signal bei SINB abgenommen. SINB ist mit Pin21 (iout) verbunden. Wenn ich richtig gemessen habe, liegt Pin21/iout über einen R von 200 Ohm direkt auf Masse. Dann folgt (ohne Koppel-C) ein TP-Filter mit 3 Spulen und einigen Cs, das wiederum über einen R von 200 Ohm auf Masse geschaltet ist. Der Pin20/ioutB liegt über 100 Ohm an Masse. Die Spannung Spitzt/Spitze (Upp) beträgt bei 0,1Hz ziemlich genau 1,024V. Bleibt dieser Upp-Wert grundsätzlich auch bei höheren Frequenzen erhalten (wäre mal interessant zu wissen)? Dann könnte man z.B. mit einem MMIC (?) oder einem T als Emitterfolger wie von dir schon vorgeschlagen einfach die Impedanz auf 50 Ohm wandeln. Wenn das funktionieren würde, müsste man vielleicht einfach nur die "lustigen" SMD-Filterspulen auf dem Modul durch bessere Spulen ersetzen (und natürlich an 30MHz anpassen). Ich denke hier an handgewickelte Spulen, die auf kleinen Hantelkerne aus 10,7-MHz-Filterspulen aufgebracht werden (wobei dann die Resonanz(?)-Kondensatoren unter den Spulen C10 - C12 stören würden!?). > Mit dem Poti läßt sich ein Pegel von 0 bis 120 mVs > einstellen. So gesehen wäre das wirklich etwas wenig... Das Schaltbild im Anhang zeigt zumindest die Filtersektion so wie auf meinem Modul aufgebaut. WAVE1 wäre auf meinem Modul SINB. Hältst du die Idee mit dem Austausch der Filterspulen und der Verwendung eines Impedanzwandlers für 50 Ohm für realistisch (auch im Hinblick darauf, dass die Signalspannung im Bereich von 1000mV Spitze/Spitze (also etwa 355mV Ueff) erhalten bleibt)? Das wäre zwar ein etwas anderer Weg als der zuerst gedachte mit den beiden schon vorhandenen Festinduktivitäten - in Bezug auf die Ausgangsspannung vielleicht aber günstiger. Der rechte Teil aus deinem Schaltungsvorschlag könnte ja wahrscheinlich für den Impedanzwandler übernommen werden (nur das Poti müsste größer sein).
B e r n d W. schrieb: >> PS: Wie misst du in der Praxis HF-Filter? > > Mit einem Meßsender, die Feineinstellung der Frequenz auf 10Hz ist > natürlich extrem fummelig. Irgendwann gonne ich mir auch einen NWA. Wie nimmst du denn die Spannung auf, die aus dem Filter rauskommt? Mit einem Dioden-Gleichrichter?
Hallo Dil Zwei Posts weiter unten gibt es eine Kurve. Beitrag "Re: Netzwerkanalysator für Quarzfilter bis 30MHz" Dein DDS erreicht bei 125 MHz Null. Das kann also bei 30 MHz schon 1,5-2 dB abfallen. Die AD9850/51 enthalten jeweils eine Stromquelle am Ausgang A und B. Der Strom wird durch einen Widerstand gegen GND am Pin12/Rset eingestellt. Beim typischerweise eingebauten Widerstand von 3.9k fließen max. 10.4 mA. Bei 200 Ohm müßte dann aber eine höhere Spannung rauskommen. Der Rset kann bis auf 1.95k verringert werdenund extern kann outb immer noch auf 50 Ohm reduziert werden. Die MAR erwarten z.B. eine Quelle mit 50 Ohm Impedanz. Bei einem Puffer-Verstärker in Kollektorschaltung bleibt die Amplitude nicht erhalten, denn um die Ausgangsimpedanz von 50 Ohm zu gewährleisten, muss ein Widerstand rein, wodurch 6 dB verloren gehen. Ohne den Widerstand beträgt die Ausgangsimpedanz nur 2-3 Ohm. Ein Signal wird unter Last bewertet. Bei 1Veff wird dann extern mit 50 Ohm belastet, sonst sind es in Wirklichkeit nur 0.5 Veff. Letzteres würde aber schon für einen Dioden-Ringmischer reichen. Falls mehr Spannung gewünscht wird, benötigst Du z.B. einen MAR6+, den MAR8+ oder einen HF-tauglichen OPV. http://217.34.103.131/products/amplifiers_smt_gpw.shtml Die Verstärkung könnte auch auf zwei Stufen mit jeweils 11-12 dB aufgeteilt werden. Das Filter sollte zwischen DDS und Verstärker angeeordnet werden, damit später eine Last die Filtercharakteristik nicht beeinflusst. Ein zu vermessendes Filter interagiert mit dem Tiefpass und deformiert die Kurve. Der nachflogende Verstärker sollte anschließend keine zusätzlichen Harmonischen erzeugen. > Wie nimmst du denn die Spannung auf, die aus dem Filter rauskommt Mit einem HF-Gleichrichter oder mit dem Oszilloskop. Da hier die Dynamik auf < 40 dB eingeschränkt wird, ist einer der Log-Amps schon dafür verplant.
Hallo Bernd! Danke für die hilfreichen Informationen! Eine Bastelkistenlösung für höhere Ausgangsspannungen bei 50 Ohm scheint schwierig. Die Idee, mit einem MAR oder einem schnellen OP zu arbeiten ist wohl am aussichtsreichsten (Danke für den Link!). Werde erst mal das modul-interne 200-Ohm-TP-Filter benutzen. Damit müssten sich ja Filter ab 200 Ohm Eingangswiderstand schon ganz gut vermessen lassen. Könnte man damit auch 50-Ohm-Filter mit einem 150R-Vorwiderstand vermessen, wenn man den Spannungsabfall in Kauf nimmt? >> Wie nimmst du denn die Spannung auf, die aus dem Filter rauskommt > > Mit einem HF-Gleichrichter Darf man fragen, was du als HF-Gleichrichter verwendest? Habe zwischenzeitlich noch ein wenig mit AADE experimentiert, gibt es eine spezielle Filterart, die für HF-Zwecke bevorzugt eingesetzt wird (z.B. Butterworth) bzw. welche Filterarten sollte man kennen? Auf jeden Fall erstaunlich, wass man mit einem kleinen HF-Messpark schon alles anstellen kann, besonders, wenn man Frequenzen auf 1Hz (bzw. 1ppm) genau bestimmen kann. Viele Grüße!
Hier gibt es einen NWT mit PIC und AD9851 (in mehreren Versionen für USB und seriell): http://www.dk3wx-qrp.homepage.t-online.de/ NWT7/HFM9/HFM11 ... Sieht als Nachbauprojekt gut aus, soweit ich sehe.
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>> Mit einem HF-Gleichrichter > Darf man fragen, was du als HF-Gleichrichter verwendest? Ich benutze die zweite Variante. Die Ausgangsspannung ist zwar etwas geringer, aber sie folgt dem logarithmischen Maßstab: 100 faches Eingangs- -> 10 faches Ausgangs-Signal. Außerdem beträgt der Abfall bis 1GHz weniger als 20%. Leider vertragen diese Dioden in Sperrrichtung nur -4 Volt. Mein Tiefpass ist auf schnelle Ansprechzeit ausgelegt, weil der Gleichrichter auch hinter einem Wobbler eingesetzt wird. Die Schaltung hab ich auf eine schmale, lange Lochraster-Platine gelötet, damit sie in ein Kugelschreiber-Gehäuse passt. Auf der anderen Seite einen BNC-Stecker fürs Oszilloskop bzw. bei Dir Bananenstecker fürs Multimeter. > ein wenig mit AADE experimentiert, gibt es eine spezielle > Filterart, die für HF-Zwecke bevorzugt eingesetzt wird Ich sag mal, es kommt darauf an: -Butterworth, wenn der Frequenzgang flach sein soll -Chebycheff mit Welligkeit, aber mit steilerem Abfall -Cauer, um die erste Harmonische gut zu dämpfen, weitab wird schlechter -Zwei oder drei gekoppelte Schwingkreise als Vorkreis/Bandfilter > Werde erst mal das modul-interne 200-Ohm-TP-Filter benutzen. > Filter ab 200 Ohm Eingangswiderstand schon ganz gut vermessen > Könnte man damit auch 50-Ohm-Filter mit einem 150R-Vorwiderstand > vermessen, wenn man den Spannungsabfall in Kauf nimmt? Man kann am Filtereingang einen Spannungsteiler vorsehen, der 200 Ohm Eingangs- und 50 Ohm Ausgangswiderstand hat. Auf jeden Fall muss das zu vermessende Filter auf beiden Seiten die richtige Impedanz sehen. Einen Quarz kann man auch mit einem 200 Ohm Vorwiderstand vermessen. Allerdings wird das Min. und Max. der Resonanzen nicht so scharf als bei 50 Ohm. > Hier gibt es einen NWT Das muss ich mir in Ruhe anschauen. Die Datei von W.S. hast Du Dir mal angesehen? Beitrag "Re: Netzwerkanalysator für Quarzfilter bis 30MHz" Langfristig hab ich vor, eine quelloffene Firmware in C zu erstellen, ich mag diese schlecht wartbaren Assembler-Listings nicht. Jeder, der hier mit Kurzwelle anfängt, hat wieder das gleiche Problem einer preiswerten Messtechnik. Und ohne Quellcode sind eigene Anpassungen nicht möglich.
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Danke für die ausführlichen Infos, die Gleichrichterdiode ist eine Spezialdiode, oder? Habe eine kurze Frage zwischendurch, experimentiere grade mit "ziehbaren" Quarzoszillatoren (der neue f-Zähler machts möglich :O)). Habe hier ein Quarz im "kurzen" Quarzgehäuse für 14MHz. Im Oszillator von einem AVR kan man damit je nach Parallelkapazität problemlos einen Bereich von 14.000.080 bis über 14.005.000Hz überstreichen (also gut 4KHz). Dachte mir, das könnte man mal ausführlicher untersuchen und habe den Oszi im Anhang mit diesem Quarz aufgebaut (mit 74HCT14). Hier überstreicht der selbe Quarz (C2 = var.) aber nur einen Bereich von ca. 13.998.100 bis 13.998.500Hz (also nur 400Hz und auch noch außerhalb vom 20m-Band). Nun die Frage, kennst du einen Schaltplan für einen Quarzoszillator (z.B. mit BF199), bei dem sich der f-Bereich möglichst weit ziehen läßt? (wenn es so etwas überhaupt gibt) Möglichst kapazitätsarmer Aufbau ist natürlich Grundvoraussetzung. Viele Grüße!
Dil schrieb: > Dachte mir, das könnte man mal ausführlicher untersuchen und habe den > Oszi im Anhang mit diesem Quarz aufgebaut (mit 74HCT14). > Hier überstreicht der selbe Quarz (C2 = var.) aber nur einen Bereich von > ca. 13.998.100 bis 13.998.500Hz (also nur 400Hz und auch noch außerhalb > vom 20m-Band). PS: Wobei C2 variabel gestaltet wurde.
Noch mal PS, wenn man einen C von 2p2 direkt zum Quarz parallelschaltet, ist man gleich bei 14.011.500Hz. Eine Gegenprobe mit einem diskreten Quarzoszi wäre aber auf jeden Fall interessant! Besonders, wenn man eine Kapazitätsdiode zur Abstimmung verwenden könnte...
Schau Dir auch diesen Trx mal an, der ähnelt Deinem Plan. http://www.dk3wx-qrp.homepage.t-online.de/s30/S30.html Nur als Anregung, Änderungen vorbehalten! > wenn man einen C von 2p2 direkt zum Quarz parallelschaltet Das ist eigenartig, kann sein, dass die Schwingung auf die Parallelresonanz einrastet. Schalte mal auf der rechten Seite einen C gegen GND. Der Quarz sieht so überhaupt keine kapazitive Last. Oder nimm die Pierce-Schaltung. Der rechte C wird mit ~33-47 pF etwas größer gemacht, mit dem linken kann man dann ziehen. http://de.wikipedia.org/wiki/Pierce-Schaltung Das hier ist ein Colpitts-Oszillator: Beitrag "Re: Wie funktioniert diese Quarzoszillatorschaltung" Die beiden Cs würde ich auf 47-100 pF erhöhen, soweit die Amplitude noch nicht einbricht. Dann den Ziehkondensator in Reihe zum Quarz schlten. Der Ziehkondensator kommt gegen GND. Damit wird aus dem Oszillator ein Clapp. Die Reihenschaltung aus allen drei Kondensatoren ergibt die Ziehkapazität. Verwendet man die beiden 33pF Kondensatoren, so liegen als Last max. 18pF am Quarz, dadurch verschiebt sich der Ziehbereich nach oben. Der Ziehbereich kann durch zwei Maßnahmen erweitert werden: 1. Einde Drossel in Reihe zum Quarz schalten. Ich würde mal mit ca. 5µH beginnen. 2. Zwei oder Quarze parallel schalten, das nennt sich dannn Super-VCXO http://py2wm.qsl.br/VXO/VXO-e.html
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Quarz_14MHz.gif
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Der Quarz schwingt bei seiner angegebenen Lastkapazität (hier mit 32pF) auf 14 MHz. Die Parallelresonanz befindet sich bei 14,022 MHz. Niemals wird sich ein Quarz so weit ziehen lassen, da mit einer Lastkapazität von 0 pF der Oszillator nicht mehr schwingt. Der Bereich wird sich also auf 13,998 - 14,010 beschränken. Eine Drossel wird Dir nichts nützen, denn die verschiebt den Bereich in Richtung niedriger Frequenzen. Drei Quarze parallel scheinen jedoch bis ca. 14.015 zu reichen. Außerdem würde ich mir beim Vermessen Quarze aussuchen, bei denen die Parallel-Resonanz möglichst hoch liegt, denn dann reicht der Zieh-Bereich auch weiter nach oben. Eine weitere Möglichkeit ist, eine Drossel parallel zum Quarz zu schalten um dabei Cp teilweise zu eliminieren. Mit 22 µH kommt man dann schon auf ca. 14,025 MHz. Treibt man es aber zu weit, gehen die stabilen Eigenschaften der Quarze verloren und es kann gleich ein LC-Schwingkreis verwendet werden. Nachtrag Der hier verwendet Quarze mit 14,05 bzw. 14,06 MHz: http://www.amqrp.org/projects/NB6M%20contestvxos/VXO%20Experiments.html Die Frequenz weiter nach unten zu ziehen, ist einfacher.
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B e r n d W. schrieb: > Die beiden Cs würde ich auf 47-100 pF erhöhen, soweit die Amplitude noch > nicht einbricht. Dann den Ziehkondensator in Reihe zum Quarz schlten. > Der Ziehkondensator kommt gegen GND. Hallo Bernd, Danke für die schnelle Antwort von eben! Habe mittlerweile einen Testaufbau vorgenommen wie hier: http://www.mikrocontroller.net/attachment/46911/shematic-cristalosz-transistor.png Die Cs am Emitter haben beide 33p. Mit einem BF199 (hfe=80) funktionierte es nicht so gut, die Frequenz war sehr wacklig (ev. Schwingungen im UHF-Bereich?). Mit einem BC548C (hfe=400) läuft es gut. Folgende Werte ergeben sich für die Frequenz: C in Reihe zum Quarz gegen Masse von 67p: 13.998.243Hz C in Reihe zum Quarz gegen Masse von 2p2: 14.010.188Hz 2p2 ist anscheinend auch die unterste (Schmerz-) Grenze für den C in Reihe beim jetzigen Aufbau. (bei 1p1 schwingt die Schaltung auf 14.012.xxx, wie man im Empfänger hört, aber die Amplitude reicht nicht mehr aus, um den nachgeschalteten Schmitt-Trigger duchzusteuern, der zum f-Zähler führt)
PS - mit L 4µ7H statt C landet man bei 13.995.778Hz
Hallo Bernd, hier noch mal Danke für die Links, Infos und ausführlichen Antworten der letzten Postings!!! B e r n d W. schrieb: > Schau Dir auch diesen Trx mal an, der ähnelt Deinem Plan. > http://www.dk3wx-qrp.homepage.t-online.de/s30/S30.html Besonders für diesen hier, super!!!!!! > Die Schaltung hab ich auf eine schmale, lange Lochraster-Platine > gelötet, damit sie in ein Kugelschreiber-Gehäuse passt. Auf der anderen > Seite einen BNC-Stecker fürs Oszilloskop bzw. bei Dir Bananenstecker > fürs Multimeter. Coole Idee! Etwas in der Richtung könnte man vielleicht auch für einen AD8307 überlegen (Stromversorgung eventuell mit Knopfzellen oder über Phantomspeisung). > Ich sag mal, es kommt darauf an: > -Butterworth, wenn der Frequenzgang flach sein soll > -Chebycheff mit Welligkeit, aber mit steilerem Abfall > -Cauer, um die erste Harmonische gut zu dämpfen, weitab wird schlechter > -Zwei oder drei gekoppelte Schwingkreise als Vorkreis/Bandfilter Für ein TP-Filter für den CW-Sender könnte man dann vermutlich auch ein Chebycheff-Filter verwenden, nehme ich an, die Welligkeit wird bei dem schmalen Nutz-Bereich wahrscheinlich kaum stören!? > Man kann am Filtereingang einen Spannungsteiler vorsehen, der 200 Ohm > Eingangs- und 50 Ohm Ausgangswiderstand hat. Auf jeden Fall muss das zu > vermessende Filter auf beiden Seiten die richtige Impedanz sehen. Gute Idee!!! > Langfristig hab ich vor, eine quelloffene Firmware in C zu erstellen, > ich mag diese schlecht wartbaren Assembler-Listings nicht. Jeder, der > hier mit Kurzwelle anfängt, hat wieder das gleiche Problem einer > preiswerten Messtechnik. Und ohne Quellcode sind eigene Anpassungen > nicht möglich. Ja, ja und ja!!! Meine Hoffnung ist, dass sich eine Open-Source-PC-Software findet, für die man den Controller entsprechend programmieren kann (der Controller sendet dann die gemessenen Roh-Daten im für das PC-Auswertungsprogramm richtigen Format und den Rest macht das schon bestehende Programm). > Das hier ist ein Colpitts-Oszillator: > Beitrag "Re: Wie funktioniert diese Quarzoszillatorschaltung" > > Die beiden Cs würde ich auf 47-100 pF erhöhen Wie hast du das gewußt??? 2x 47p sind genau richtig!!! http://www.mikrocontroller.net/attachment/46911/shematic-cristalosz-transistor.png Habe noch R3 durch eine Spule 2µ2 ersetzt und dem Quarz in Reihe einen kleinen Drehko (+ Sicherheits-C in Reihe) spendiert, nun ist ein Bereich von ca. 14.001.000 bis 14.009.000 Hz überstreichbar. Für erste Experimente reicht das allemal. 14,06MHz-Quarze sind vermutlich kein Standard-Wert, auf jeden Fall nicht leicht zu beschaffen. Hinter dem Quarz-Oszi sitzt ein invertierender Schmitt-Trigger 74HCT14. Im Moment wird nur ein Schmitti zum "Glattbügeln" benutzt - mit ihm könnte man die anderen fünf Gatter parallel ansteuern, damit ließe sich wahrscheinlich eine Ausgangsleistung von ca. 0,5W an 50 Ohm erreichen (für einen kleinen QRP-Test-Sender sicher genug). Werde das gleich mal ausprobieren und gucken, ob der 74HCT14 mitmacht oder lieber rauchen geht. Viele Grüße!
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Pierce_VXO.gif
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Hallo Dil Mit dem Pierce gehts anscheinend besser, da der C vom Kollektor nach GND recht groß sein darf. Die Schaltung ist schwingfreudiger, es würde auch noch mit C2=220 pF funktionieren. Der BFR93 bietet Vorteile durch die geringeren Eingangs-Kapazitäten, der Bereich geht 2 kHz weiter nach oben. Es kann aber auch der BF199 verwendet werden. Einen Blockkondensator (C4) nicht vergessen. Zwischen X1 und X2 gibt es einen Schalter, wodurch mit einem Quarz der Bereich 14,000-14,011 und mit 6 Quarzen 14,010-14,020 abgedeckt werden kann. Bei der Simulation wurde C1 von 2-40 pF variiert. Ich glaube, dass das Quarzmodell recht gut Deinem Quarz entspricht, es wurde aus einem 14.318 MHz Computerquarz abgeleitet. C5 und L2 bilden einen Reihenschwingkreis, um dem Schmitt-Trigger einen schönen Sinus mit mehr Amplitude anbieten zu können. Falls in der Realität die Amplitude ohne Schwingkreis reicht, kann C6 zur Not auch direkt an den Kollektor. In der Bucht gibt Quarze mit 14060 kHz bei der Nr. 300940556836 und Nr. 300932049430. Bei Letzterem sind viele weitere Quarze für den CW-Bereich der Bänder ... 40m, 30m, 20m, 17m usw. erhältlich. Gruß, Bernd PS Das hat sich wohl überschnitten.
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schmitt_trigger_parallel.PNG
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Danke für die "Quarzquellen"! Ob man mit 6 oder 8 Stück selektierter 14,06-MHz-Quarzen ein Ladderfilter mit einigen kHz Breite aufbauen könnte, das dann zwischen Antenne und Empfänger eingeschliffen werden kann zur Vorselektion? Dein Schaltplan sieht gut aus! Im Moment habe ich leider nur ein einziges 14-MHz-Quarz. Mit meiner Idee, die restlichen Gatter des Schmitt-Triggers parallel zu schalten und als Mini-HF-PA zu verwenden, bin ich leider nicht ans Ziel gekommen. Im Anhang das Schaltbild (hoffe, man kann es entziffern, ist mit Paint erstellt). Bis zum Ausgang 1Y funktioniert alles. Jenseits des 300R-Widerstands funktioniert dagegen nichts. Die parallelgeschalteten Ein- und Ausgänge schalten einfach nicht mit 1Y mit. Woran könnte es liegen? Leider ließen sich im Netz keine konkreten Infos zum Parallelschalten von 74HCT14-Gattern finden, nur, dass man es wohl machen kann und dass die Eingänge nicht voll auf Vcc liegen sollen. Hinter dem 300R-Widerstand sollte übrigens ein Transistor eingefügt werden, der die Endstufeneingänge auf Vcc (-0,6V) legt, wenn nicht gesendet werden soll.
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Quarz-Preselector.gif
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Hallo Dil > Die parallelgeschalteten Ein- und Ausgänge schalten > einfach nicht mit 1Y mit. Gerade bei der Parallel-Schaltung von Schmitt-Triggern besteht bei zu schwacher Ansteuerung die Gefahr, daß einer durchschaltet, der andere nicht. Dann geht ein Ausgang auf high, der andere auf low. Dies ist nicht zu empfehlen. Ist der obligatorische Blockkondensator mit 0,1µF dran? Es gibt "Standard Outputs" und "Bus Driver Outputs". Die Bus Driver sind deutlich stärker, der 74HCT14 hat nur einen Standard. Genaueres findet man bei Philips "74HC/HCT/HCU/HCMOS Logic Family Specifications". Standard reicht für ca. 50 mW, Bus Driver für >200 mW. > Ob man mit 6 oder 8 Stück selektierter 14,06-MHz-Quarzen ein > Ladderfilter mit einigen kHz Breite zur Vorselektion Prinzipiell geht das, aber Ladder-Filter verschieben sich immer etwas nach unten. Ein Quarz mit 14 MHz ergibt ein Filter von 13,995 - 13,999 MHz. Jedoch kann das Filter mit Serien-Kondensatoren wieder hochgezogen werden. Pro Quarz wird eine Filterwirkung von 15-20 dB erreicht. Irgendwo hab ich auch schon ein Half-Lattice-Filter mit zwei Quarzen als Preselector gesehn. Bei diesen Filtern ist die Weitab-Selektion besser. Für einen Direktmisch-Empfänger würden 2-3 Quarze schon reichen. Der Preselector wird bei einem kleinen Trx meist an den Tiefpass des Senders angekoppelt. Dieser Tiefpass bringt auf der hochfrequenten Seite weitere 40-50 dB Dämpfung. Es wird praktisch unmöglich sein, Ladder-Filter mit einer größeren Bandbreite als 8-10 kHz zu bauen. Die linke Filterflanke wird dann auch schon ziemlich flach. Das Filter wird eine Impedanz um ca. 800 Ohm haben (je breiter, desto hochohmiger) und muss an die 50 Ohm der Antenne angepasst werden. Dazu würde ich einen Schwingkreis mit Koppelwicklung mit einem Windungsverhältnis 1:4 empfehlen. Der verbessert auch die Weitabdämpfung. Ein Windungszahlenverhältnis 1:4 entspricht einem Impedanzverhältnis 1:16. Außerdem muss verhindert werden, dass vom Sender-Tiefpass zu viel Sendeleistung zum Quarzfilter gelangt.
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2xBAT43.gif
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Hallo Bernd, Danke für das Diagramm mit dem Quarzfilter! B e r n d W. schrieb: >> Die parallelgeschalteten Ein- und Ausgänge schalten >> einfach nicht mit 1Y mit. > > Gerade bei der Parallel-Schaltung von Schmitt-Triggern besteht bei zu > schwacher Ansteuerung die Gefahr, daß einer durchschaltet, der andere > nicht. Dann geht ein Ausgang auf high, der andere auf low. Dies ist > nicht zu empfehlen. Ist der obligatorische Blockkondensator mit 0,1µF > dran? Also der Schmitt-Trigger samt Schmitt-Trigger-PA funktioniert jetzt. Es war ein mechanisches Kontaktproblem. Mit den ungleichen Schaltschwellen hast du natürlich recht, ich hoffe, der erste Schmitt-Trigger bügelt das durch steile Signalflanken halbwegs aus. Mit der Gleichrichterschaltung im Anhang mißt man direkt am 47-Ohm-Widerstand (Skizze zwei Postings höher) 7,2V. Plus der Diodenschwellspannungen wären das etwa 7,8V Peak/Peak, Signalform wahrscheinlich irgendwo zwischen Rechteck und Sinus. Geht gleich weiter...
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...habe hier ein Filter berechnet, die erste Oberwelle bei 28MHz würde um ca. 50dB gedämpft werden gegenüber dem Nutzsignal. Die C- und L-Werte müssten natürlich noch "bereinigt" werden...
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...dann wird das Filter, wenn ich es richtig verstehe, ohne Vorwiderstand direkt an die fünf parallelen Schmitt-Triger-Ausgänge angeschlossen wie in der Zeichnung im Anhang. (falls diese Annahme falsch ist, bitte Bescheid geben!) Statt des 50-Ohm-Rs am Filterausgang kann natürlich auch eine 50-Ohm-Antenne/Antennenleitung angeschlossen werden.
B e r n d W. schrieb: > Es gibt "Standard Outputs" und "Bus Driver Outputs". Die Bus Driver sind > deutlich stärker, der 74HCT14 hat nur einen Standard. Genaueres findet > man bei Philips "74HC/HCT/HCU/HCMOS Logic Family Specifications". > Standard reicht für ca. 50 mW, Bus Driver für >200 mW. Das mit dem 74HCT14 ist ein kleiner Testaufbau, um mal praktisch ins Thema reinzukommen. CW-Sender mit Bus-Drivern gibt es, glaube ich, auch schon einige im Netz. Dein Pierce-Oszillator weiter oben mit den sechs schaltbaren Quarzen wäre sicher gut geeignet! (das Thema "Quarze ziehen" ist überhaupt faszinierend, finde ich!) > Für einen Direktmisch-Empfänger würden 2-3 Quarze schon reichen. Der > Preselector wird bei einem kleinen Trx meist an den Tiefpass des Senders > angekoppelt. Dieser Tiefpass bringt auf der hochfrequenten Seite weitere > 40-50 dB Dämpfung. Der DC-Empfangsbereich ist dann ohne Audiofilter etwa so breit wie das Quarzfilter!? > Der > Preselector wird bei einem kleinen Trx meist an den Tiefpass des Senders > angekoppelt. Wie beim S30 > Es wird praktisch unmöglich sein, Ladder-Filter mit einer größeren > Bandbreite als 8-10 kHz zu bauen. Wenn man sich auf einen 20kHz breiten CW-Bereich beschränken würde, könnte man diesen im 20m-Band mit vier guten Quarzfiltern abdecken, nehme ich an. Das wäre mal eine Überlegung für die Zukunft!
> ohne Vorwiderstand direkt an die fünf parallelen > Schmitt-Triger-Ausgänge angeschlossen Die Ausgangsimpedanz der 7 ST beträgt vermutlich deutlich weniger als 50 Ohm. Nehmen wir mal an, einer hätte 70 Ohm, dann wären das zusammen ca. 10 Ohm. Wird der HCT14 unter Last warm? Dann würde ich mal 39 Ohm reinschalten und damit probieren. Falls es ihn kalt läßt, das Filter neu berechnen von z.B. 20 Ohm auf 50 Ohm und entsprechend einen 10 Ohm Vorwiderstand reinmachen. Der ST darf halt nicht abrauchen. Falls Du mit 10 Ohm auf ein 50 Ohm Filter gehst, ist die Filterkurve im Eimer. http://www.qsl.net/5z4ft/74hc240qrp.html
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B e r n d W. schrieb: > Wird der HCT14 unter Last warm? Also bei 5R6 Last an allen 5 ST-Ausgängen parallel wird er leicht warm und die direkte Meßspannung am Doppelgleichrichter beträgt ca. 6,1V Warum kommt der S30 ohne Vorwiderstand am Filtereingang aus? > Falls Du mit 10 Ohm auf ein 50 Ohm Filter gehst, ist die Filterkurve im > Eimer. Es wäre schön, wenn die Filterkurve die Oberwellen sicher reduzieren würde!!! > http://www.qsl.net/5z4ft/74hc240qrp.html Super Link! > Falls es ihn kalt läßt, das Filter neu > berechnen von z.B. 20 Ohm auf 50 Ohm und entsprechend einen 10 Ohm > Vorwiderstand reinmachen. Werde es so probieren, wobei 20 Ohm wahrscheinlich noch großzügig sind...
> Warum kommt der S30 ohne Vorwiderstand am Filtereingang aus?
Weil ein Transistor am Kollektor relativ hochohmig ist. Und dann wird
sogar noch runtertransformiert.
B e r n d W. schrieb: > Weil ein Transistor am Kollektor relativ hochohmig ist. Wenn der T im C-Betrieb nicht durchgeschaltet ist, ist er hochohmig, die Dr-Spule am Kollektor übernimmt dann die Stromversorgung - so? http://www.qsl.net/5z4ft/74hc240qrp.html Also irgendwie stimmen die dort angegebenen Filterwerte nicht für 20m. 21 Wdg. auf T37-2 ergibt bei mir rechnerisch ca. 2,8µH. Mit den Cs 220p, 470p und 220p ergibt das eine fo von ca. 7MHz. Mit 100 Ohm Eingangsimpedanz ist die Welligkeit gering.
Dil schrieb: > Also irgendwie stimmen die dort angegebenen Filterwerte nicht für 20m. > 21 Wdg. auf T37-2 ergibt bei mir rechnerisch ca. 2,8µH. Mit den Cs 220p, > 470p und 220p ergibt das eine fo von ca. 7MHz. Mit AADE nachgerechnet.
> die dort angegebenen Filterwerte nicht für 20m. 21 Wdg. auf T37-2
Das ist ein Zahlendreher, dort steht 12 Wdg. Dann sind das 2 x 576nH.
Trotzdem geht der Durchlassbereich bis 17 MHz und der Durchlassbereich
hat praktisch keine Welligkeit. Möglicherweise ist das auf
Nachbausicherheit ausgelegt.
Die Schaltung wird mit 8 Volt betrieben und es werden nur 3 Treiber für
die Sendeendstufe verwendet. Bisher komme ich aber nur auf 200 mW.
Ach so, hatte mich schon gewundert... "four sections are used as an amplifier, while three sections are grounded" B e r n d W. schrieb: > Die Schaltung wird mit 8 Volt betrieben und es werden nur 3 Treiber für > die Sendeendstufe verwendet. Bisher komme ich aber nur auf 200 mW. http://www.qsl.net/5z4ft/74hc240qrp.html Im Schaltplan hier hängen vier Ausgänge am TP-Filter. > ... und der Durchlassbereich > hat praktisch keine Welligkeit. Hat Welligkeit im Durchlassbereich noch andere Nachteile ausser der sich mit der f ändernden Durchlassamplitude?
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aktuelles_TP.JPG
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Merkwürdig... habe das TP-Filter wie im Anhang an die Schmitt-Triggerausgänge angeschlossen. Die gemessenen HF-Spannungen sind rot über die Messpunkte geschrieben. Soll es wirklich so sein, dass in der zweiten Spule die Hälfte der Spannung verloren geht? Wenn man den Draht ein wenig von der Spule wegzieht, steigt die Spannung gleich an. Was hältst du davon?
Bei auf Ausgangsspannung optimierter Einstellung (beide Spulen eine Wdg. runter und auf dem Kern zurechtgeschoben) mißt man am Eingang: 3,40V in der Mitte: 3,99V am Ausgang: 3,10V
> Hat Welligkeit im Durchlassbereich noch andere Nachteile Die Eingangsimpedanz ändert sich in der Nähe der Grenzfrequenz recht stark. Um ohne Nachjustieren den gesamten 20m Bereich nutzen zu können sollte es glatter sein. > Im Schaltplan hier hängen vier Ausgänge am TP-Filter. Ob 3 oder 4 spielt für die Simulation keine große Rolle. > dass in der zweiten Spule die Hälfte der Spannung verloren geht? Normal ist, dass die Spannung in der Mitte höher ist, das Filter ist ja in Resonanz. Es geht aber nicht die Hälfte verloren. Am Eingang könnte das Signal durch den Rechteck noch viel Harmonische enthalten wodurch der HF-Gleichrichter mehr anzeigt. In der Simulation hab ich beide Spulen mit 8 Windungen -> 256 nH dimensioniert. Damit könnten bei 5 Volt Betriebsspannung ca. 70 mW hinten rauskommen. Was noch mehr Leistung bringen könnte, wären jeweils drei Ausgänge gegenläufig in Brückenschaltung zu betreiben. Dann mit einem Übertrager auf den Tiefpass. Das würde die Spannung verdoppeln.
B e r n d W. schrieb: > In der Simulation hab ich beide Spulen mit 8 Windungen -> 256 nH > dimensioniert. Kannst du die Simulation mal posten (als asc.-Datei - heißt das bei LTspice so)? > Normal ist, dass die Spannung in der Mitte höher ist, das Filter ist ja > in Resonanz. Es geht aber nicht die Hälfte verloren. Am Eingang könnte > das Signal durch den Rechteck noch viel Harmonische enthalten wodurch > der HF-Gleichrichter mehr anzeigt. Man müsste den Gleichrichter mal irgendwie kalibrieren. Wenn man wüsste, welche Amplitude das AD9850-Modul bei 14MHz am SINB ausgibt, hätte man eine Referenz (nach dem Diagramm vom anderen Beitrag dürfte sich die Amplitude von 1V pp bis 30MHz nur wenig verringern, << -3dB). Mit dem Gleichrichter messe ich an SINB 360mV (roh). Bei zwei Schottky-Ds also plus 0,6V - das wären dann knapp 1V peak/peak. Dürfte in etwa hinkommen. Dil schrieb: > am Ausgang: 3,10V 3,1V + 0,6V = 3,7V 3,7V / 2 = 1,85V (Doppelgleichrichter) 1,85V / 1,41 = 1,31V (Spitzenwert -> Effektivwert) 1,31V^2 / 47 Ohm = 0,037W (bitte korrigieren, wenn ich mich verrechnet habe!) Wahrscheinlich ist das Filter nicht richtig an die Ausgangsimpedanz angepasst. Um wie viel dB sollte bei einer Ausgangsleistung von theoretisch 100mW die erste Oberwelle mind. abgeschwächt sein? > Was noch mehr Leistung bringen könnte, wären jeweils > drei Ausgänge gegenläufig in Brückenschaltung zu betreiben. Dann mit > einem Übertrager auf den Tiefpass. Das würde die Spannung verdoppeln. Mit jew. zwei Ausgängen würde es funktionieren! Die anderen beiden STs für Oszi und Invertierung der Brücke.
Habe den 74HCT14 gegen einen 74HC14 ausgetauscht und siehe da, auf einmal kommen 62mW raus! :O) Bei der Gelegenheit ist mir ein 74HC244E über den Weg gelaufen...
> gegen einen 74HC14 ausgetauscht > auf einmal kommen 62mW raus! Super, und außerdem kann der mit 6 Volt betrieben werden. > ist mir ein 74HC244E über den Weg gelaufen... HaHa, wo läuft er denn hin? Damit wären mindestens 250 mW drin. Oder Gleich den IRF einbauen, es fehlen nur noch 4 Teile!
> Um wie viel dB sollte bei einer Ausgangsleistung von > theoretisch 100mW die erste Oberwelle mind. abgeschwächt sein? http://www.amateurfunkpruefung.de/lehrg/a19/a19.html Zwischen 1,7 und 35 MHz? Falls die unerwünschte Aussendung 0,25 µW überschreitet, sollte sie mindestens um 40 dB gegenüber dem Nutzsignal gedämpft werden. Die 2. Harmonische kann stärker ausgeprägt sein als die 1., wenn das PWM Signal symetrisch ist und an der Sendeendstufe einem Rechteck ähnelt. Gerade Harmonische sind enthalten, wenn steigende und fallende Flanke eine unterschiedliche Steigung haben.
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Hallo Bernd, Danke für die Datei, super! Habe LT installiert und die Simu schon mal probehalber laufen lassen, funktioniert auf jeden Fall! B e r n d W. schrieb: > Super, und außerdem kann der mit 6 Volt betrieben werden. Sagen wir so, bei 6,8V kommen direkt mal über 100mV raus... > Damit wären mindestens 250 mW drin. Oder Gleich den IRF einbauen, es > fehlen nur noch 4 Teile! Kommt noch - aber erst mal soll geprüft werden, was an Oberwellen durchs Filter geht. Die 1. Oberwelle bei 28,02 MHz und die 4. Oberwelle bei 98,07 MHz kann man mit meinem Empfänger auf Vorhandensein überprüfen. Die Platine ist in einer Blechdose und die Dose ist mit der Platinenmasse verbunden. Ich würde jetzt eine Buchse beim Filterausgang anbringen, den 47-Ohm-Widerstand von der Platine entfernen, den Filterausgang mit der Buchse verbinden und außen über einen Stecker den 47-Ohm-Widerstand wieder anbringen. Dann ein 30cm-Messkabel ans warme Ende des Widerstands und überprüfen, in welcher Entfernung die 1. und 4. Oberwelle noch zu empfangen sind. (andere Vorschläge sind herzlich Willkommen!)
Dil schrieb: > Sagen wir so, bei 6,8V kommen direkt mal über 100mV raus... gemeit waren natürlich 100 m W! Die erste Oberwelle ist nur noch in der direkten Nähe des Meßkabels empfangbar (Aufbau wie oben beschrieben). B e r n d W. schrieb: > http://www.amateurfunkpruefung.de/lehrg/a19/a19.html Das habe ich sogar mal gelernt, lange ist es her. Danke für den Link! > Die 2. Harmonische kann stärker ausgeprägt sein als die 1., wenn das PWM > Signal symetrisch ist und an der Sendeendstufe einem Rechteck ähnelt. Habe kein Oszilloskop - zwei Multimeter am HF-Gleichrichter zeigen aber nahezu identische Werte für die positive und die negative Halbwelle an. Als kleines Intermezzo wäre jetzt ein passender DC-Empfänger eine feine Sache :O)
> Als kleines Intermezzo wäre jetzt ein > passender DC-Empfänger eine feine Sache Hast Du schon einen Favoriten? Ein Schaltmischer für die Soundkarte oder einen Einfachen ohne Seitenbandunterdrückung?
Hier der ganze Schaltplan Wenn der Sender Pause macht, liegt die Schmitt-Trigger-PA auf GND. Dann liegt der TP-Filtereingang über den Koppel-C von 100n auch auf GND. Läßt sich dann dort noch ein vernünftiges RF-Signal für den DC abgreifen? Besser wäre wahrscheinlich, einen IRF510 als PA zwischenzuschalten. Wenn dessen Eingang auf GND liegt, dürfte er hochohmig sein und das RF-Signal für den DC kaum beeinflussen.
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SA612_symetrisch.gif
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> Wenn der Sender Pause macht Liegt High auf Pin 1 des 74HC240, geht er in den Tri-State-Modus. Das Empfangssignal wird nicht kurzgeschlossen. Der SA612 funktioniert besser, wenn die Eingänge symetrisch beschaltet werden.
B e r n d W. schrieb: > Liegt High auf Pin 1 des 74HC240, geht er in den Tri-State-Modus. Mach das mal mit einem 74HC14 ... ;O) Der Schmitt-Trigger hat anscheinend noch ein Problem, er erzeugt ziemlich harte Tast-Klicks. (wobei das natürlich auch ein "Problem" von Digitalschaltungen allgemein sein kann) Habe probehalber einen IRF510 hinter den Schmittie geklemmt, das ergibt bei 5V ungefähr 200mW Ausgangsleistung. > Der SA612 funktioniert besser, wenn die Eingänge symetrisch beschaltet > werden. Danke für den Hinweis! (habe nur einen SA602 - müsste meines Wissens nach auch gehen)
B e r n d W. schrieb: > Es ist aber ein 74HC244E über den Weg gelaufen! Der ist auch schon aus seiner Ursprungsumgebung entlötet und wird derzeit auf sein neues Habitat vorbereitet. Nehme an, ein DC mag als Mischsignal (vom LO bzw. VFO) lieber Sinus als Rechteck!?
> ein 30cm-Messkabel ans warme Ende des Widerstands und überprüfen, > in welcher Entfernung die 1. und 4. Oberwelle noch zu empfangen sind. > (andere Vorschläge sind herzlich Willkommen!) Mit dem einem DAB Stick wären alle Harmonischen von 14 MHz zu sehen. Der hier geht bis 25 MHz runter: Bucht Nr. 390506153840 Dazu hab ich mir einen Konverter gebaut: Beitrag "Re: 2m-Empfang mit DAB-Stick" > habe nur einen SA602 - müsste meines Wissens nach auch gehen Ob SA oder NE oder 602 oder 612, ich hab da noch nie einen Unterschied bemerkt. > Nehme an, ein DC mag als Mischsignal (vom LO bzw. VFO) > lieber Sinus als Rechteck!? Normalerweise bekommt der SA612 einen Sinus mit ca. 300 mV, ein Schaltmischer mit Analogschaltern dagegen einen Rechteck angeboten, bei einem typischen Diodenringmischer geht beides mit ca. 700mV Spitze.
Hallo Bernd! B e r n d W. schrieb: > Mit dem einem DAB Stick wären alle Harmonischen von 14 MHz zu sehen. Der > hier geht bis 25 MHz runter: Bucht Nr. 390506153840 Interessante Idee, muss ich mal näher unter die Lupe nehmen, Danke für den Link! > bei > einem typischen Diodenringmischer geht beides mit ca. 700mV Spitze. Der 74HC244 liefert eine VFO-Rechteckspannung von 5V frei Haus, aus der Perspektive würde sich ein Ringmischer anbieten. Insbesondere, wenn man handselektierte BAT41 oder 43 verwenden kann... Wünsche guten Start ins Wochenende!
Habe hier noch ein paar Links zum Thema Diodenringmischer aufgetan, im 2. Link steht auch was zum DAB-Stick. http://www.elektronik-labor.de/Labortagebuch/Tagebuch1112.html http://www.elektronik-labor.de/HF/NoxonSDR.html http://www.qrp4u.de/docs/de/Bauelemente/ Mache den Aufbau jetzt erst mal mit SA602, um die Sache etwas zu beschleunigen, tauschen kann man den Mischer später immer noch. Viele Grüße!
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ringmischer.jpg
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PS - habe hier zwei identische "induktive Objekte" in der Restpostenkiste gefunden, im Anhang ein eingescanntes Bild (schlechte Quali, sorry). Äußerer Durchmesser des Rings = 6mm. + L1 || L1 || + L1 || L3 + || L3 L2 || L3 L2 || + L2 || + L1 (roter Draht) und L2 (grüner Draht) sind verdrillt. Das sind bestimmt Ringmischer-Übertrager!
> Mache den Aufbau jetzt erst mal mit SA602
Das würde ich auch empfehlen. Um mit einem Ringmischer ein gutes
Ergebnis zu erreichen, muss mit der 50 Ohm Anpassung an allen 3 Ports
deutlich mehr Aufwand getrieben werden. Außerdem hat der Ringmischer 7
dB Dämpfung, der SA602 17dB Verstärkung. Das erspart einen OPV.
Der Ringmischer wäre aber eine Variante für den Superhet des anderen
Projekts. Die Dritte Wicklung hat nur einen Koppelfaktor von 0,7 oder
0,8. Den würde ich neu bewickeln mit 3 verdrillten Drähten.
B e r n d W. schrieb: > Das würde ich auch empfehlen. Um mit einem Ringmischer ein gutes > Ergebnis zu erreichen, muss mit der 50 Ohm Anpassung an allen 3 Ports > deutlich mehr Aufwand getrieben werden. Das klingt nach Stromfresser - der Ringmischer ist aufs Superhet-Hauptprojekt verschoben ;O) Noch eine Fragen, ab wo kann man sinnvollerweise am SA602-Ausgang von keramischen (HF) Kondensatoren auf (NF) Folienkondensatoren umsteigen? C29 und C30 sollten wahrscheinlich noch Kerkos sein, nehme ich an...
C29 und C399 braucht man IMO gar nicht. C30 kann auch ein Folie sein, das ist nicht so tragisch. Wichtig ist zumindest der Blockkondensator, da würde ich auf jeden Fall einen keramischen vorsehen.
Hallo zusammen, ihr beiden Einzelkämpfer vor dem Herrn. Ich verfolge euren Thread schon von Anfang an, habe durch euch einige Anregungen bekommen. Hab mir gedacht, lass die mal werkeln; man muß ja nicht immer seinen Senf dazugeben. Ein Segen, daß man euch in Ruhe lässt. Das kennt man ja in diesem Forum auch ganz anders. Zum DC-RX hätte ich noch einen anderen Vorschlag: Den 'Minimalist-RX' von W7ZOI aus 'Experimental Methods in RF Design' Seite 8.5 Schaltbild als Anhang. Ich habe diese Schaltung für meine Zwecke geändert. Auf der RX-Platine ist ein breitbandiger HF-Eingang; für das gewünschte Band setze ich jeweils einen 3-poligen Bandpass davor. Als VFO benutze ich einen DDS20 Generator von ELV; das war für mich die schnellste und einfachste Lösung. Lag bei mir in der Schublade. Das ist ja im Prinzip auch nichts anderes als ein AD9850. Die erforderliche Oszillatorleistung: ca. 1mW Die NF-Verstärkung mit den 2 Transistoren ist mehr als ausreichend. Ein HF-Signal mit -100dBm ist einwandfrei zu hören, bei -110dBm wirds mager. Für meine Zwecke habe ich noch ein Tiefpassfilter dahinter geschmiedet. (Switched Capacitor, keine Verstärkung!) Mit dieser 'Anlage' nehme ich seit ca. 2 Jahren auf 10 MHz mit einem Dipol als Antenne am WSPR Programm teil. Es hat schon bis Australien und Neuseeland gereicht; die Georg von Neumeier Station in der Antarktis habe ich auch mal erwischt. Das NF-Signal geht auf den Line-In meines PCs; die Soundkarte ist machmal überfordert, sodaß man den Pegel zurückfahren muss. Wenn Line-In ausreicht, wird wohl auch ein LM386 damit zurecht kommen. Was man anstatt des Tiefpasses sonst als Filter dazwischen schmiedet, ist ja jedem selbst überlassen. Mehr NF-Verstärkung wird man wohl nicht brauchen. Der RX: einfach nur einfach, schlicht und ergreifend. :-) Ich hoffe, dieser Tip war hilfreich. 73 Wilhelm
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Hallo Wilhelm, herzlichen Dank für den Beitrag und den Schaltplan! > Auf der RX-Platine > ist ein breitbandiger HF-Eingang; für das gewünschte Band setze ich > jeweils einen 3-poligen Bandpass davor. 3-poliger Bandpass = abstimmbarer LC-Kreis??? Wie hast du den Übertrager gewickelt und wie wird der VFO angeschlossen? Im Grunde müsste man mit dem Mischer auch einen Super aufbauen können. Noch mal Danke für den Schaltplan, bin im Moment grade schwer mit der anderen DC-Schaltung beschäftigt... Bin eben so weit mit dem SA602-Mischer fertig geworden und habe ihn auch schon getestet. Es waren einiger Störer, insbesondere ein polnischer (?) Radiosender über Langdraht zu empfangen, die mit dem Poti aber ausgeregelt werden konnten. CW-Stationen waren auch einige zu hören. So weit die gute Nachricht! Die schlechte ist, dass es brummt wie verrückt, sobald die 5V-Rechteck 14MHz angeschlossen werden. Das Brummen ändert sich auch nicht, wenn man LO direkt an den Oszillatorausgang anschließt. Die oben beschriebenen Empfangsergebnisse kamen zustande, wenn man die LO-Leitung einfach locker über den Quarzoszillator gelegt hat, ohne sie anzuschließen (also einseitig offen). Im Schaltplan wie auf der Platine wird das 5V-14MHz-Rechtecksignal über eine 3,3µH-Induktivität mit einem 15pF-C (TP) über einen 10nF-C in Pin6 des SA602 eingespeist. In Mittelstellung des RF-Potis verschwindet das Brummen übrigens. Eventuell kommt vom Oszi viel zu viel Signal auf den LO-Eingang oder es ist mit starkem 50Hz-Brummen moduliert???
Habe noch mal einiges ausprobiert und den NF-Testverstärker asymetrisch angeschlossen (gleiche Masse und Signal kommt von Pin4). Die Brummursache ist jetzt nicht (mehr) der LO, sondern eindeutig die Langdrahtantenne. Wenn alles wie im Schaltplan angeschlossen ist, ist ohne Antenne an C23 null Brummen zu hören. Sobald die Antenne angeschlossen wird, brummt es wie verrückt.
An der Loopantenne brummt es überhaupt nicht, auch keine Störer zu hören. CW-Stationen sind ganz leise, aber auch deutlich :O) zu verstehen. Leider lässt sich der LO-Pegel am Pin6 nicht bestimmen - sobald der Messgleichrichter jenseits des 3µ3-Ferrits anrückt, fällt der Pegel schlagartig auf 0V.
Hallo Dil > Die Brummursache ist jetzt nicht (mehr) der LO, sondern eindeutig die > Langdrahtantenne. Erstmal kontrollieren, ob es von der Antenne einen DC-Pfad nach GND gibt (wirklich nachmessen). Der typische Brumm beim DC-Receiver entsteht durch Aussendung des LO-Signals, Modulation an gekrümmten Kennlinien in z.B. einem Steckernetzteil und dann kommt das Ganze irgendwie wieder zurück zur Antenne. Am Modulator müssen beide Signale anliegen: Die HF und die 50/100Hz. Es handelt sich anscheinend um ein elektrisches Feld, deshalb ist das Loop-Signal sauber. Erstmal versuchen, die Abstrahlung des LO-Signals zu vermeiden. Falls es möglich ist, das Netzteil zu identifizieren, können über den Brückengleichrichter 4 Kondensatoren á 100 nF gelötet werden. IMO ist die LO-Amplitude zu groß. Versuch mal, die mindestens um Faktor 5 zu reduzieren. Falls ich den Schaltplan richtig interpretiere, kommen da die vollen 5 Volt an. Eventuell reduziert sich der Brumm dann auch schon. Falls der Empfang mit der Loop leiser wird, ist die LO-Amplitude zu klein. Gruß, Bernd
Hallo Bernd, Danke für die Ausführungen zum DC! Mache im Moment "Platina rasa" - grade ist nur noch der Quarzoszi auf dem Brett und der soll noch ein bisschen optimiert werden. B e r n d W. schrieb: > Eine weitere Möglichkeit ist, eine Drossel parallel zum Quarz zu > schalten um dabei Cp teilweise zu eliminieren. Mit 22 µH kommt man dann > schon auf ca. 14,025 MHz. Treibt man es aber zu weit, gehen die stabilen > Eigenschaften der Quarze verloren und es kann gleich ein LC-Schwingkreis > verwendet werden. Dazu noch eine Frage, muss diese Drossel irgendwie besonders beschaffen sein? Habe dem Quarz (derzeit mit Parallel-C von ca. 2p) eine parallele Festinduktivität von 22µH angelötet; dabei steigt die f nur um knapp ein kHz von etwa 14.008MHz auf 14.009MHz. > Der typische Brumm beim DC-Receiver entsteht durch Aussendung des > LO-Signals, Modulation an gekrümmten Kennlinien in z.B. einem > Steckernetzteil und dann kommt das Ganze irgendwie wieder zurück zur > Antenne. Am Modulator müssen beide Signale anliegen: Die HF und die > 50/100Hz. Es handelt sich anscheinend um ein elektrisches Feld, deshalb > ist das Loop-Signal sauber. Wußte ich doch, dass da irgendwo ein Pferdefuß im Spiel ist - Brummen statt Pfeifen wie beim Super... > Erstmal kontrollieren, ob es von der Antenne einen DC-Pfad nach GND gibt > (wirklich nachmessen). Da ist null-komma-garkein-dc-pfad, die LD-Antenne war direkt am 18p-c angebracht. Das scheint wohl nicht so optimal zu sein!?! > IMO ist die LO-Amplitude zu groß. Versuch mal, die mindestens um Faktor > 5 zu reduzieren. Werde morgen mit einem 1k-Poti die Spannung teilen und dann erst auf den TP geben. Am Potischleifer kann man vermutlich noch die Amplitude messen. Der Testaufbau wird mit Akkus betrieben. Viele Grüße!
Dil schrieb: > Habe dem Quarz (derzeit mit Parallel-C von ca. 2p) eine parallele > Festinduktivität von 22µH angelötet; dabei steigt die f nur um knapp ein > kHz von etwa 14.008MHz auf 14.009MHz. Mit 330µH parallel zum XTAL sind es erstaunlicherweise nur noch 14.001MHz Mit 1µH parallel sind es plötzlich 14.123MHz, wobei die letzte Stelle ordentlich schwankt (Serien-C muss aber auf ca. 30p gestellt werden, damit der O. überhaupt anschwingt).
>> kontrollieren, ob es von der Antenne einen DC-Pfad nach GND gibt > garkein-dc-pfad, die LD-Antenne war direkt am 18p-c angebracht Da kommt aber doch das HF-Poti und die Primärwicklung des T1 > Mit 330µH parallel zum XTAL 14.001MHz Möglicherweise ist die Eigenresonanz der Spule niedriger als 14 MHz. > Mit 1µH parallel sind es plötzlich 14.123MHz Bei meinen Simulationen ist es unterhalb von 12-15µH gekippt. Der Einfluss wurde plötzlich ziemlich groß, ich würde mich da vorsichtig rantasten. Zu viel des Guten bewirkt eine Verschlechterung der Temperaturdrift. Falls Dir das noch stabil erscheint, beschränke dich auf 14020 oder 14030 kHz. Dann steht Dir schon fast der gesamte CW-Bereich zur Verfügung. Es ergibt sich möglicherweise eine weitere Resonanz aus dem Ziehkondensator und der Parallel-Induktivität. Du musst aufpassen, dass der Oszillator nicht zwischen 2 und 12 MHz zu schwingen beginnt. Der Quarz soll schwingen, nicht der Reihenschwingkreis. > Ich mach gerade Versuche mit einem 3.58 MHz Keramikschwinger Ich mach auch kleine Fortschritte. Es kommen jetzt bei 3.5, 7 und 14 MHz jeweils 15Vss aus dem Vervielfacher. Mal sehen, ob es bei 21 MHz auch noch geht.
Hallo! B e r n d W. schrieb: >>> kontrollieren, ob es von der Antenne einen DC-Pfad nach GND gibt >> garkein-dc-pfad, die LD-Antenne war direkt am 18p-c angebracht > > Da kommt aber doch das HF-Poti und die Primärwicklung des T1 Ja, das kommt hinter dem 18p-C. Die Antenne war vor dem C angeschlossen. Schließt man sie hinter dem C (also an den antiparallellen Dioden) an, ist das Brummen wesentlich leiser. >> Mit 330µH parallel zum XTAL 14.001MHz > > Möglicherweise ist die Eigenresonanz der Spule niedriger als 14 MHz. Sieht nicht so aus. Habe mehrere hochqualitative Spulen ausprobiert. Das f-nach-oben-Ziehen durch parallele L zum Quarz funktioniert auch mit anderen Quarzen um 14MHz (14.31818MHz) schlecht. Vermutlich liegt es an der verwendeten Oszillatorschaltung?! Hast du einen getesteten Schaltplan, bei dem das Nach-oben-Ziehen mit Parallel-L zum Quarz gut funktioniert? > Falls Dir das noch stabil erscheint, beschränke dich > auf 14020 oder 14030 kHz. Dann steht Dir schon fast der gesamte > CW-Bereich zur Verfügung. Wäre im Moment schon zufrieden, wenn 14.015MHz erreicht würden. Derzeit komme ich auf 14.009MHz - wenn noch eine RIT installiert wird, ist man schnell bei 14.005, wobei die ersten 5kHz vom 20m-Band hier oft stark gestört sind. > Ich mach auch kleine Fortschritte. Es kommen jetzt bei 3.5, 7 und 14 MHz > jeweils 15Vss aus dem Vervielfacher. Mal sehen, ob es bei 21 MHz auch > noch geht. Das klingt interessant! Keramikschwinger lassen sich wahrscheinlich viel weiter nach unten ziehen als Quarze!?! Welche Keramikresonator-Frequenzen benutzt du als Ausgangsbasis? Kann man schon abschätzen, wie gut die Stabilität des vervielfältigten Signals ist?
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>>>> kontrollieren, ob es von der Antenne einen DC-Pfad nach GND gibt >>> garkein-dc-pfad, die LD-Antenne war direkt am 18p-c angebracht >> Da kommt aber doch das HF-Poti und die Primärwicklung des T1 > Schließt man sie hinter dem C an, ist das Brummen wesentlich leiser. Eine Langdrahtantenne kommt nie alleine. Irgendwas fungiert immer als Gegengewicht. Wird keine Erde angeschlossen, bildet die Schaltung den Gegenpol, dann hast Du schon HF auf dem GND. Wird die Schaltung in ein Gehäuse eingebaut, kann man innen einen definierten Zustand herstellen, weil sich innen alle Spannungen auf die Abschirmung beziehen. >>> Mit 330µH parallel zum XTAL 14.001MHz >>> Mit 1µH parallel sind es plötzlich 14.123MHz >> Bei meinen Simulationen ist es unterhalb von 12-15µH gekippt > Hast du einen getesteten Schaltplan Das sollte unabhängig von der Oszillatoschaltung funktionieren. Die Induktivität bildet mit der Parallelkapazität einen Schwingkreis, wodurch diese Kapazität teilweise kompensiert wird. Liegt die Resonanzfrquenz des Schwingkreises unterhalb der Parallelresonanz des Quarzes, verschiebt sich die Parallelresonanz nach rechts. Liegt die Resonanzfrquenz oberhalb, taucht das Minimum links wieder auf und die Kurve sieht spiegelbildlich aus. Zur Cp des Quarzes addieren sich die parasitären Kapazitäten der Spule und der umliegenden Schaltung dazu. In dieser Simulation würde es mit 40-45µH recht gut funktionieren. Dieses Ziehen mit einer Induktivität wirkt sich nur auf das obere Ende des Frequenzbereiches bei kleinen Ziehkapazitäten aus. >> Es kommen jetzt bei 3.5, 7 und 14 MHz aus dem Vervielfacher > Keramikschwinger lassen sich wahrscheinlich viel > weiter nach unten ziehen als Quarze!?! Ja > Welche Keramikresonator-Frequenzen benutzt du als Ausgangsbasis? Ich benutze einen 3.58 MHz Resonator, der läßt sich mit einm 50 pF Drehko von 3550 kHz bis unter 3500 kHz ziehen. Dann hab ich einen weiteren mit 3.68 MHz. Theoretisch wäre ein lückenlose Anschluss möglich. > abschätzen, wie gut die Stabilität des vervielfältigten Signals ist? Es ist definitiv nicht so stabil wie ein Quarz. Es gibt Versuche, wonach Keramikschwinger bis 7 MHz noch einigermaßen stabil sind, die darüber haben die eine höhere Temperatur-Drift. Dann ist ein verdoppeltes/vervierfachtes Signal stabiler. Momentan ist meiner stabil genug fürs 80m Band, aber für 20m reicht es noch nicht. Es scheint einen Einfluss der Heizspannung auf die Frequenz zu geben. Wenn ich Luft hinfächle, tut sich kaum was. Das liegt an der Schaltung, nicht am Resonator.
Hallo ihr zwei, im Thread-Thema war von AD9850 die Rede, warum beschätigt ihr euch mit gezogenen Quarzoszillatoren? @ Dil Deine Fragen bzgl. Minimalist-RX werde ich beantworten. Nur zur Info vorab: der Trafo, die einfachste Sache der Welt. Möchte dir auch ein Bild des Aufbaus zeigen; hoffe, dass mir ein passables Foto gelingt. Bin da nicht so gut ausgerüstet. Melde mich wieder. 73 Wilhelm
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Hallo Wilhelm Dil hat sich erst für eine Aufwärmübung entschieden und ich beschäftige mich die ganze Zeit schon mit gezogenen Keramik-Resonatoren und Frequenzvervielfachern. Zu Deiner Schaltung: Der erste Transistor verstärkt ja schon um die 50 dB. Signale über 3 mV übersteuern ihn bis zum clippen. Hat der auch in der Realität diesen Arbeitspunkt bei <2 Volt am Kollektor? Der Mischer ist bei weitem großsignalfester als der Verstärker. Immerhin befinden sich unmittelbarer in der Nachbarschaft (+/- 1kHz) der QRSS-Signale stärkere Konkurenten. Falls es jemals Probleme mit Übersteuern gibt, würde ich die linke Variante empfehlen mit nur 35 dB Verstärkung und dahinter als zweite Stufe einen OPV. Beide Varianten erzeugen ohne Mischer bezogen auf den Eingang bei 1,5 kHz Bandbreite 30nV Rauschen, das ist nicht schlecht. Ich wende mich jetzt wieder meinen Resonatoren zu. Gruß, Bernd
Hallo Bernd und Wilhelm! B e r n d W. schrieb: > Das sollte unabhängig von der Oszillatoschaltung funktionieren. Die > Induktivität bildet mit der Parallelkapazität einen Schwingkreis, > wodurch diese Kapazität teilweise kompensiert wird. Das Finden der passenden Parallelinduktivität ist in der Praxis eine hochfiligrane Angelegenheit, wie sich gezeigt hat. Meine Methode: Quarz aus dem Sockel nehmen, eine umgewickelte 10,7MHz-Filterspule einstecken, den Topf so weit drehen, dass sich die gewünschte Frequenz einstellt. Filterspule raus, Quarz rein, Filterspule an Quarzsockel löten - dann per Hand vorsichtig am Topf nachjustieren. Eine winzige Drehung am Topf kann schon große Wirkung haben, deshalb könnte es auch Temperaturdriftprobleme geben (noch nicht näher untersucht). > Dann ist ein > verdoppeltes/vervierfachtes Signal stabiler. Das meinte ich auch. > Momentan ist meiner stabil genug fürs 80m Band, aber für 20m reicht es > noch nicht. Also 3,58MHz mit Vervierfacher nicht stabil genug für 20m? > Es scheint einen Einfluss der Heizspannung auf die Frequenz > zu geben. Arbeitest du mit Elektronenröhre(n)? Wilhelm Schürings schrieb: > im Thread-Thema war von AD9850 die Rede, warum beschätigt ihr euch mit > gezogenen Quarzoszillatoren? Kleine Fingerübung in HF-Technik für das Superhet-Projekt, dabei soll ein kleiner portabler CW-TRX für 20m "abfallen". > Möchte dir auch ein Bild des Aufbaus zeigen; hoffe, dass mir ein > passables Foto gelingt. Bin da nicht so gut ausgerüstet. Das wäre super, bin auf die Fotos gespannt. B e r n d W. schrieb: > Ich wende mich jetzt wieder meinen Resonatoren zu. Was machen die Resonatoren? Habe hier auch noch ein paar zweibeinige 3,58 und 3,64MHz-Resonatoren gefunden. Ach so, habe mittlerweile ein Quarz von 14,318MHz geöffnet und einige Versuche angestellt. Wenn man das Quarzscheibchen mit Folienschreiber beidseitig "bepunktet", sinkt die Rf leicht. Treibt man es zu bunt, schwingt es nicht mehr an (vermutlich durch die mechanische Dämpfung der Farbe). Entfernt man die aufgebrachten Punkte mit Ethanol, schwingt es wieder auf seiner ursprünglichen Frequenz. Wenn man mit einer feinen Diamantfeile etwas an der Oberseite des Scheibchens abträgt, verstimmt sich die Rf nach oben (natürlich irreversibel). Wie weit ein "handgestimmter" Quarz langzeitstabil ist, läst sich natürlich schwer abschätzen (und hängt wohl auch davon ab, wie man nach dem "Stimmprozess" das Scheibchen wieder verpackt). Viele Grüße und schönen Sonntag!
>> einen Einfluss der Heizspannung auf die Frequenz zu geben. > Arbeitest du mit Elektronenröhre(n)? Ja. Ich benutze eine ECF82, die Pentode als Pierce-Oszillator mit Rückkopplung übers Schirmgitter. Der Schwingkreis an der Anode verdoppelt bereits auf 7 MHz und die Triode verdoppelt nochmals auf 14 MHz. >> stabil genug fürs 80m Band, aber für 20m reicht es noch nicht. > Also 3,58MHz mit Vervierfacher nicht stabil genug für 20m? Die Spannung ist mit einer Z-Diode auf 51 Volt stabilisiert, da aber der Gesamtstrom zusammen mit dem Empfangsteil zu groß wurde ist sie auf 48 Volt zusammengebrochen und war nicht mehr stabil. Die ungeregelte Betriebsspannung hab ich inzwischen auf 85 Volt erhöht, wodurch der BFO jetzt viel stabiler läuft. Bei Gelgenheit zeichne ich mal die Drift auf. > habe mittlerweile ein Quarz von 14,318MHz geöffnet > Wie weit ein "handgestimmter" Quarz langzeitstabil ist Manche ätzen mit Säure und waschen es nicht gründlich ab. Dann driftet er natürlich weiter. Bei Dir kommt Luft dran und Metallteile können oxidieren, das dauert bestimmt Jahre, bis sich das um 1 kHz bewegt. Anstatt Marker könnte man mal Silberleitlack experimentieren, da bleibt dann langzeitstabiles Metall zurück. > Treibt man es zu bunt, schwingt es nicht mehr an Die Dicke des Materials muss auch homogen sein, sonst leidet die Güte. Wenn man seitlich abträgt, können sich Nebenresonanzen bilden. > wie man nach dem "Stimmprozess" das Scheibchen wieder verpackt Zulöten, aber manche Quarzen enthalten Kunststoffteile, die schmelzen oder verformen sich. Einige alte Quarze sind von Haus aus verlötet.
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Hallo ihr beiden. Mit den Fotos hat es leider nicht geklappt. Ich sagte ja schon, unser Equipment ist nicht so toll. Die Fotos, auf denen etwas zu erkennen war, waren unscharf; auf den scharfen waren keine Details zu erkennen, sri. Erst mal Danke an Bernd für deine Simulation. Ich finde es immer wieder faszinierend, mit welch 'scheinbarer' Leichtigkeit du so etwas mal eben aus dem Hut zauberst und was du da so rausholst. Ich weiss, zumindest am Anfang werden wohl viele Stunden 'Haare raufen' dabei gewesen sein. Ich habe immer noch nicht den Drive gefunden, mich mit LT-Spice zu beschäftigen; aber wenn ich dich so zaubern sehe, wird der Wunsch immer grösser, es doch einmal selbst zu probieren. Tutorials gibt es ja genug. Zum RX: Auf einer Platine 50*100mm befindet sich der ganze RX. Über 2 BNC-Buchsen werden der VFO und das HF-Eingangssignal angeschlossen. Die HF läuft von der Antenne über ein 3-kreisiges, fest abgestimmtes Bandpassfilter. Das ist eine eigenständige Baugruppe. Der VFO ist das einzige Abstimmelemnet. Solche Bandfilterbaugruppen habe ich für die mich interessierenden Bänder in meiner Schatulle. Bei Bedarf umstecken, fertig. Ich habe den meisten Kram immer nur in einem Platinen-Sammelsurium; in eine Gehäuse kommt bei mir nur, was wirklich! in ein Gehäuse muss. Ich hasse Mechanik. @ Dil: Der Trafo ist ein Leitungsübertrager aus einer trifilaren Wicklung. Bernd kennt so etwas und hat es entprechend in seine Simulation einfliessen lassen. Ich gehe mal davon aus, daß dir die Herstellung bekannt ist. Auf 2 zusammengeklebte Ferrit-Perlen habe ich dann soviel Windungen aufgebracht wie möglich. Ich besitze nicht nur die üblich käuflichen Perlen (mit sehr kleinem Loch), sondern habe noch einen großen Vorrat von welchen, bei denen der Innendurchmesser 2mm beträgt. Da bekommt man schon einige Windungen durch. Hersteller Fa. Vogt, µi laut Datenblatt ca. 850. Die nutze ich für solche Anwendungen wie Mischer, Diodenverdoppler u. ä.. Wenn ihr welche haben wollt -> PN. Meinen Vorrat werde ich in meinem ganzen Leben nicht mehr verbrauchen können. @ Bernd: Ich habe die Kollektorspannung von T1 gemessen, ca. 0,7V. Zugegeben, ich habe mir um die Schaltung keine Gedanken gemacht. Erst einmal stumpf nachgebaut; stammt von W7ZOI. Dessen Schaltungen laufen meist einfach problemlos, so wie hier; daß man daran noch etwas verbessern kann, lernt man eben auch erst später. Die von dir empfohlene Variante habe ich mir abgespeichert. Wenn man dann schon mit OPs änfängt, kann man ja auch z.B. ein NF-Filter integrieren. Zu deinen Resonator-Experimenten: Du werkelst mit Röhren? Erstaunlich, warum das? Wie bekommst du deine Anodenspannung auf die Reihe? Das es nicht immer 250V sein müssen, habe ich bei meinen Experimenten mit dem 'Infinite Impedance Detector' gelernt. Nun solls genug sein... 73 Wilhelm PS: @ Dil: Hast du schon eine Lizenz? Wenn ja, bitte Call, wenn du möchtest.
Nochmal hallo. Bzgl. T1 Hatte den falschen Messpunkt, aber 1.2V sind auch nicht der Bringer. Frage: Bringt es etwas, die 150k deutlich zu vergrössern oder keinen 'C' Typen zu verwenden , damit T1 weniger Basisstrom hat? Im Original wird ein 2N3904 beschrieben; der hat ein Beta von max. 300. Die BC54x-C typen haben ein Beta von mindestens 400. Das sind jetzt eben Bastlerlösungen, ich bin kein Profi. 73 Wilhelm
Hallo Wilhelm Je hochohmiger das wird, umso mehr betätigt sich der Transistor als Demodulator, obwohl der 560pF dem auch entgegenwirkt. Aber auch der Emitterwiderstand mit 15 Ohm macht die Stufe linearer und verringert dadurch Kreuzmodulation. An der Basis ist ein Widerstand gegen GND auf jeden Fall vorzuziehen. Der Ausgangswiderstand des Mischers beträgt nur ~100 Ohm. Die Belastung durch die Basis-Vorwiderstände fällt daher nicht ins Gewicht. > T1, 1.2V am Kollektor Möglicherweise war die Schaltung mal für 5 Volt ausgelegt bei einem Beta von 200. Bau einfach einen Widerstand gegen GND ein, bis sich am Kollektor ungefähr die Hälfte der Betriebsspannung einstellt. > Du werkelst mit Röhren? Erstaunlich, warum das? Ich hab damit aus Spass ein Audion gebaut und festgestellt, dass sich eine Pentode dabei angenehmer verhält, weil es kaum eine Rückwirkung von der Anode aufs Gitter gibt. Die jetzige Schaltung ist da nach und nach draus entstanden. Auf 20m sind damit schon CW-Signale unter 200nV verständlich, nur mit der Dekodierung haperts noch. Ich sträube mich, da einen AD9850 DDS danebenzusetzen, das wäre Stilbruch. > Wie bekommst du deine Anodenspannung auf die Reihe? Ich hab momentan bei einem Netztrafo die Sekundärwicklungen 2 x 24 Volt in Reihe geschaltet. Nach einer Spannungsverdopplung lande ich bei 85 Volt. Wirklich eine geschossen davon bekommst Du nur, wenns in die Badewanne fällt. Zuvor war ich bei 48 Volt Kleinspannung. Gruß, Bernd
So hört sich der Oszillator an, das ist die 5. Harmonische der verdoppelten Schwingung bei 70 MHz mit dem DAB-Stick aufgenommen. Die Drift verringert sich also bei 14 MHz auf 1/5 und bei 7 MHz auf 1/10.
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B e r n d W. schrieb: > Ja. Ich benutze eine ECF82, die Pentode als Pierce-Oszillator mit > Rückkopplung übers Schirmgitter. Der Schwingkreis an der Anode > verdoppelt bereits auf 7 MHz und die Triode verdoppelt nochmals auf 14 > MHz. Genial!!! Wie funktioniert die Verdopplung von 7 auf 14MHz, mit Transformator und Doppeldiodengleichrichter und Anzapfung (analog Netztrafo)? > Die ungeregelte > Betriebsspannung hab ich inzwischen auf 85 Volt erhöht, wodurch der BFO > jetzt viel stabiler läuft. Bei Gelegenheit zeichne ich mal die Drift auf. Wenn man keine großen Ströme braucht, kann man evewntuell auch einen ganz kleinen NT nehmen mit z.B. 24V - die Dinger haben mitunter Überspannungen bis über 100V. > Wenn man seitlich abträgt, können sich Nebenresonanzen bilden. Das Quarzscheibchen war seitlich schon mit einem großen Radius eingeschliffen, d.h., von Werk aus "gestimmt". Wilhelm Schürings schrieb: > Über 2 > BNC-Buchsen > werden der VFO und das HF-Eingangssignal angeschlossen. > Die HF läuft von der Antenne über ein 3-kreisiges, fest abgestimmtes > Bandpassfilter. Das ist eine eigenständige Baugruppe. Der VFO ist > das einzige Abstimmelemnet. Solche Bandfilterbaugruppen habe ich für die > mich interessierenden Bänder in meiner Schatulle. Alles 50-Ohm-Technik, nehme ich an?! Habe hier auch so einiges an Ferritmaterial. Unter anderem längliche Hülsen mit 2mm-Loch in der Mitte. µi irgendwas um 250, bis 200MHz geeignet. Ansonsten Danke für das Angebot! Habe eine Zulassung zur Teilnahme am AFU-Dienst. War bisher allerdings noch nicht aktiv, soll sich bald ändern - wo die Tage kürzer werden, werden die Bastelnächte möglicherweise länger ;-) Habe eben den AD9850-Funktionsgenerator mit SINB-Anschluss über einen 2k-Ohm-Trimmer an den SA602-DC geklemmt. Größte Lautstärke (immer noch sehr leise) bei voll aufgedrehtem Poti. Aufhol-/Kopfhör-Verstärker ist ein BF256 als Impedanzwandler und dann ein LM386. NF-Signalauskopplung an Pin4 des SA602. Ist das VFO-Signal zu schwach? Eventuell stört auch der 15p-C vor Pin 6? Konnte auf jeden Fall zwei SSB-QSOs aufnehmen, allerdings nicht richtig mitverfolgen wegen der geringen Lautstärke.
B e r n d W. schrieb: > Ich sträube mich, da einen AD9850 DDS danebenzusetzen, das wäre > Stilbruch. Selbstverständlich! Die Idee mit den beiden Resonatoren und der Röhrenvervielfachung ist schon, wie weiter oben gesagt, genial! > So hört sich der Oszillator an, das ist die 5. Harmonische der > verdoppelten Schwingung bei 70 MHz mit dem DAB-Stick aufgenommen. Die > Drift verringert sich also bei 14 MHz auf 1/5 und bei 7 MHz auf 1/10. Woran machst du die Drift hier fest? (Hört man eigentlich ein QSO im Hintergrund?)
> Wie funktioniert die Verdopplung von 7 auf 14MHz, mit > Transformator und Doppeldiodengleichrichter und Anzapfung So hatte ich das zuvor, das ist alles viel zu aufwändig. Die Stufe kräftig ansteuern und an der Anode den Schwingkreis mit der doppelten Frequenz. Für eine hohe Güte empfielt es sich, eine Mittelanzapfung fürs Gitter der nächsten Röhre vorzusehen. Durch die höhere Betriebsspannung bekomme ich jetzt 20 Vss bei 14 MHz. >> Betriebsspannung hab ich inzwischen auf 85 Volt erhöht > Wenn man keine großen Ströme braucht, kann man evewntuell > auch einen ganz kleinen NT nehmen mit z.B. 24V In der Kiste hat es noch Röhrenradio-Trafos. Aber mit 250 Volt auf dem Tisch muss man halt auch vorsichtiger umgehen: Linke Hand in die Hosentasche, nach dem Test mit einem Widerstand Entladen usw. Interessant wäre auch ein DC/DC-Wandler, der aus einem 12 Volt Akku hochtransformiert. > Das Quarzscheibchen war seitlich schon mit einem großen Radius > eingeschliffen, d.h., von Werk aus "gestimmt". > den AD9850-Funktionsgenerator mit SINB-Anschluss über einen > 2k-Ohm-Trimmer an den SA602-DC geklemmt Hat denn der Schwingkreis am Eingang des DC eine schöne Resonanz? Der müsste schon die Spannung um ca. 15 dB anheben, und der SA612 macht 17 dB. Falls Du vorne mit 1mV reingehst, müssten am SA612 ca, 30 mV NF rauskommen. Es reicht ein Ausgang, 10nF auf GND und mit dem Koppelkondenator aufs Lautstärkepoti. Den anderen Ausgang einfach offen lassen. Voll aufgedreht sollte der LM386 ca. 1 V an den Lautsprecher liefern. Irgendwie müssen noch 40-60 dB Verstärkung her. Das ist ein interessanter Link, der LM386 kann bis zu 70 dB Verstärkung: http://www.intio.or.jp/jf10zl/LM386.htm Das Original verwendet den TL072 als Bandpass, es geht auch der TL082 mit etwas mehr Rauschen oder besser der NE5532 (ähnlich: AN6552, AN4558, RC4558). Der rauscht nur mit 4nV/sqrt(Hz), gain bandwidth product 10 MHz. Mir persönlich gefällt das NF-Bandfilter nicht besonders. Es fällt in Richtung hoher Frequenzen zu flach ab. Den Frequenzgang sollte man hier mit linearem Maßstab betrachten. Mit einem Tiefpass mit einer kleinen Resonanzüberhöhung geht das doppelt so steil, da fällt das Filter bei 4 kHz schon auf -60dB ab. Der Aufwand ist ungefähr gleich groß.
>> die 5. Harmonische der verdoppelten ... bei 70 MHz mit dem DAB-Stick >> aufgenommen. Die Drift ... > Woran machst du die Drift hier fest? Der DAB-Stick enthält einen Quarz und einer PLL mit VFO. Er mischt einen 1 MHz breiten Bereich um die 70 MHz per Quadratur runter. Ein ADC wandelt die Daten und per USB werden sie zum PC geschaufelt. Die Software HDSDR setzt im Modus USB unterhalb des Signals per Software einen Träger zu. Die zu hörende Drift ist die Summe davon. Allerdings ist die Drift des Resonators mit Abstand am größten. Aber der DAB-Stick driftet beim Aufwärmen auch ein paar hundert Hz. > Hört man eigentlich ein QSO im Hintergrund? Das kann nicht sein, möglicherweise schlägt ein UKW-Sender durch.
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cwfilter.gif
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B e r n d W. schrieb: > Allerdings > ist die Drift des Resonators mit Abstand am größten. Aber der DAB-Stick > driftet beim Aufwärmen auch ein paar hundert Hz. Bei der Aufnahme driftet das Signal von 705 auf 680Hz. >> Hört man eigentlich ein QSO im Hintergrund? > > Das kann nicht sein, möglicherweise schlägt ein UKW-Sender durch. Wenn dem so ist, müsste eventuell eine kleine UKW-Abblock-Induktivität vor eins der Gitter? > Mir persönlich gefällt das NF-Bandfilter nicht besonders. Gleichfalls! Die genannten OPs sind auf jeden Fall alle vorrätig. Im Anhang ist ein Schaltplan für ein ganz einfaches Filter... Meine Idee war, zwei OPs für Filterung und Verstärkung zu verwenden, als Endstufe ein TDA7052A. Der LM386 ist nur ein universeller Testverstärker für meine Bastelprojekte. B e r n d W. schrieb: > der LM386 kann bis zu 70 dB Verstärkung: > http://www.intio.or.jp/jf10zl/LM386.htm Aber auf jeden Fall Danke für den Link, gut zu wissen!!! Hier wäre noch ein vierstufiges CW-Filter: http://www.k4icy.com/cwfilter.htm Zwei Stufen davon könnten vielleicht schon ausreichen?!! Wilhelm Schürings schrieb: > Die HF läuft von der Antenne über ein 3-kreisiges, fest abgestimmtes > Bandpassfilter. Welche Breite hat das verwendete BP-Filter für 20m, ist es kritisch eingestellt? Viele Grüße!
B e r n d W. schrieb: > Hat denn der Schwingkreis am Eingang des DC eine schöne Resonanz? Der > müsste schon die Spannung um ca. 15 dB anheben, und der SA612 macht 17 > dB. Darüber habe ich auch schon nachgedacht. Der Resonanzbereich ist auf jeden Fall deutlich zu erkennen und nicht sonderlich breit - wenn man am Trimm-C dreht, ist er jedenfalls nicht zu überhören. Bei 14MHz hat der SA602 warscheinlich schon einen ziemlich kleinen Eingangswiderstand von 1k Ohm (?). Das könnte dann relativ stakt bedämpfen...
> Bei 14MHz hat der SA602 warscheinlich schon einen ziemlich kleinen > Eingangswiderstand von 1k Ohm (?).Das könnte dann ... bedämpfen Die Eingangskapazität fliesst in den Schwingkreis ein. Der IC geht bis 500 MHz, ich glaub nicht, dass der Widerstand so schnell runtergeht. Aber durch die 3k ist das nicht besonders scharf. Wichtig ist erst mal die kostenlose Verstärkung. > Bei der Aufnahme driftet das Signal von 705 auf 680Hz. Das wäre dann bei 14 MHz 5 Hz / Minute. > Hier wäre noch ein vierstufiges CW-Filter: > http://www.k4icy.com/cwfilter.htm So ähnlich wie das hier. Die Resonanzüberhöhung darf nicht zu groß sein, sonst werden die einzelnen Töne verwaschen. Widerstände mit 100k sind viel zu groß, die rauschen. Ich würde da heute unter 5k bleiben, dann werden aber die Cs entsprechend größer. Das muss man mal simulieren. >>> Hört man eigentlich ein QSO im Hintergrund? >> Das kann nicht sein, möglicherweise schlägt ein UKW-Sender durch. > UKW-Abblock-Induktivität vor eins der Gitter? Das Durchschlagen kommt nicht vom Oszillator, das ist der DAB-Stick. Der Kurzwellen-Vorsatz hat ein integriertes UKW-Filter.
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SA602_Oszillator.gif
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Hallo Bernd! B e r n d W. schrieb: > Durch die höhere Betriebsspannung > bekomme ich jetzt 20 Vss bei 14 MHz. Das ist ja schon mal eine saubere Ausgangsamplitude!!! > Das Durchschlagen kommt nicht vom Oszillator, das ist der DAB-Stick. Der > Kurzwellen-Vorsatz hat ein integriertes UKW-Filter. Ach so, alles klar, sorry! Kenne durchschlagende UKW-Sender und -rauschen von Endstufenröhren, daher der Gedanke. > So ähnlich wie das hier. Die Resonanzüberhöhung darf nicht zu groß sein, > sonst werden die einzelnen Töne verwaschen. Widerstände mit 100k sind > viel zu groß, die rauschen. Ich würde da heute unter 5k bleiben, dann > werden aber die Cs entsprechend größer. Das muss man mal simulieren. Man könnte vielleicht die Schaltung cwfilter.gif (weiter oben) zwei mal hintereinanderbauen mit einem Stereopoti für die NF-Bandbreite. Die Rs zu verkleinern und die Cs zu vergrößern wäre sicher kein Problem. Im Moment bin ich damit beschäftigt, einen SA602 als reinen Quarz-Oszillator aufzubauen, in der Hoffnung, dass er weniger auf kapazitive Veränderungen vom Ausgang her reagiert als ein diskreter Oszillator mit Transistor. (Schema im Anhang, die Cs sind aber kleiner gewählt für 14MHz).
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PS - bei der Schaltung im Anhang hat es nach einer Weile den BF199 zersäbelt. Entweder es war ein Produktionsfehler oder die Emitterspule hat induktive Spitzen erzeugt, die der T nicht lange vertragen hat???
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Hier noch die Bauteilwerte...
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Und hier noch die "Kurzversion" ;O)
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Hallo Dil Hier ist mal ein Gegenvorschlag eines zweistufigen Filters. Die Bandbreite ist zwischen 400Hz und 2,5 kHz verstellbar. Das log. Stereopoti sollte so verschaltet werden, dass es nach rechts schmalbandiger wird. Als Betriebsspannung würde ich 8 Volt verwenden, auch für den SA612. Es gibt einen weißen Fleck zwischen dem Filter und der Endstufe. IMO fehlen ca. 40 dB Verstärkung. Ein Pegelplan würde Klarheit bringen. Was passiert mit dem kleinsten Signal von z.B. 1 µV und dem größten mit 10 mV. Dieser Bereich sollte erstmal definiert werden. Es könnte auch 5µV bis 5mV lauten, der Bereich sollte jedenfalls komfortable 0,5 Watt am Lautsprecher ermöglichen, ohne zu übersteuern. Es gäbe auch die Möglichkeit einer AGC mit einem Regelumfang von ca. 40 dB. Gruß, Bernd
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Filter_mit_AGC.gif
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Hier ist die selbe Schaltung, jedoch mit AGC. Die Verstärkung der 1. Stufe beträgt ca. 0dB bis 40 dB.
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Hallo Bernd, Danke für die Simulationen! So kann man sich schon mal konkrete Gedanken zum NF-Filter machen. B e r n d W. schrieb: > Ein Pegelplan würde Klarheit bringen. Das stimmt. Im Moment ist noch der Oszillator an der Reihe. Habe zwischenzeitlich ein anderes 14MHz-Quarz besorgt, das immerhin 4KkHz höher gestimmt ist als das vorherige :O) Experimente zum Ziehbereich haben folgendes ergeben: 1. in ARV-Oszillator, probehalber ganz ohne Cs nach GND (also nur der Quarz zwischen XTAL1 und XTAL2): fo = 14.005 MHz 2. in SA602-Oszillator mit 2 x 33p, 1p in Reihe zum Quarz: fo = 14.013 MHz 3. in diskretem Transistor-Quarz-Oszillator wie oben gezeigt (2 x 47p), aber mit BC548C statt BF199, 1p in Reihe zum Quarz: fo = 14.014 MHz 2. und 3. sehen erst mal ganz gut aus, der Pegel von 2. ist jedoch zu klein, um die vorliegende CMOS-Logik direkt anzusteuern. 3. kann dagegen direkt am Eingang des 74HC244 angeschlossen werden. Wenn der Oszillator mit RIT und HC244-Puffer läuft und der richtige LO-Pegel für den DC gefunden ist, kommt der Pegelplan an die Reihe.
Falls nicht bekannt, so kann man einen HC-Inverter ansteuern, und
bekommt am Ausgang ein PWM von 50:50. Es reicht ein Ansteuersignal von
1Vss. Für Schmitt-Trigger ist das eher ungeeignet.
R
--===--
C | |
---||---->*-----
inv
Danke für den Hinweis, war mir noch nicht bekannt. Der 74HC244 ist leider kein invertierender Bustreiber (sonst hätte man mit ihm auch gleich den Oszillator aufbauen können). Man könnte aber über einen Spannungsteiler hinter dem C das Signal auf die Schaltschwelle anheben. Eventuell besorge ich die Tage noch einen HC240er, damit hätte sich das Problem erledigt.
Habe mittlerweile ein wenig nach Selbstbau-Netzwerktestern geschaut. Am günstigsten wäre wahrscheinlich ein NWT7, eventuell mit Update auf USB-Anschluss. Er arbeitet mit einem AD9851. Hier gibt es mehr Infos dazu: http://www.dk3wx-qrp.homepage.t-online.de/ Im Anhang das PDF für die serielle Version. Müsste sich eigentlich auch gut im Manhattenstyle aufbauen lassen. Den MSA0786 gibt es z.B. bei der Bucht. http://www.ebay.de/itm/2-x-MSA-0786-Cascadable-Silicon-Bipolar-MMIC-Amplifier-2pcs-/160848743221?pt=Bauteile&hash=item2573550b35
Hier noch der Link zur Umrüstung von seriell auf USB: http://www.dk3wx-qrp.homepage.t-online.de/nwt/NWT7.html
Hallo Dil Gerade kann ich das Problem mit dem Oszillator nicht richtig nachvollziehen. Die meisten machen es umgekehrt, einen diskreten VFO an den SA612 anzuschließen. Falls es eine Rückwirkung gibt, muss eine Transistorstufe als Pufferverstärker dazwischen. Am wenigsten Rückwirkung hat vermutlich ein DG-Mosfet als Puffer. Bei mir gab es eher einen Einfluss des Zählers auf den Oszillator, beim NE612 hatte ich das Problem noch nie.
Hallo Bernd, habe den verwendeten LM386-NF-Verstärker mit dem neuen HF-Equipment mal durchgemessen (funktioniert anscheinend problemlos dank DDS). Hier die Meßwerte, Meßfrequenz war 1kHz: 8,4V Betriebsspannung Input: 8,5mV pp Output (an 56 Ohm): 0,76V pp Für Spannungsverstärkung: a = 20 * lg (0,76/0,0085) [dB] =39dB D.h. dann wohl, dass der LM386 mit seinem vorgeschalteten Impedanzwandler Spannungen um ca. 40dB verstärkt. Das ist vermutlich etwas mager für einen DC.
> 39dB, das ist vermutlich etwas mager für einen DC. Ja, aber der hier beschreibt, wie die Gegenkopplung anders eingestellt werden kann. http://www.intio.or.jp/jf10zl/LM386.htm Es gab irgendwo sogar eine selktive Rückkopplung mit Bandpassverhalten.
Schau dir mal das DDS-Projekt hier an : http://www.mydarc.de/dk4sx/diverse.htm Damit wäre doch ein 20m CW-Sender ideal mit durchstimmbarer Frequenz.
Wie wäre es damit: DC-Ausgang -> NF-Filter (2 OPs) -> NF-Transistorstufe -> TDA7052A Die NF-Transistorstufe liefert dann die fehlende Verstärkung und wird entsprechend angepaßt. Außerdem könnte sie den Frequenzgang noch ein wenig "nachbessern". Bin nicht ganz sicher, ob man besser zuerst verstärkt oder erst filtert. Wahrscheinlich ist es besser, zuerst zu filtern, damit filtert man auch viel vom Rausch-Spektrum weg. B e r n d W. schrieb: > Ja, aber der hier beschreibt, > wie die Gegenkopplung anders eingestellt werden kann. > http://www.intio.or.jp/jf10zl/LM386.htm Der Link ist hervorragend und schon ausgedruckt. Will meinen allgemeinen Meßverstärker aber nicht zerpflücken. Beim TDA7052A kann man außerdem die Lautstärke bequemer regeln.
> zuerst zu filtern, damit filtert man auch viel vom Rausch-Spektrum weg
Am Besten wäre eine Lautstärkeregelung nach der Hälfte der Verstärkung.
Es ist gut, wenn man zum Schluss nochmal einen Tiefpass drinhat
RC-Glied, da sich durch die breitbandige Verstärkung vor der Endstufe
erneut Rauschen bilden kann.
Ja, der TDA kann laut Datenblatt nur 35-36 dB. Da läßt sich auch nichts
dran ändern.
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